JPH11505983A - 拡散スペクトル用のプログラマブル整合フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 拡散スペクトル整合フィルタ装置は、コード・ジェネレータ（４３）、同相プログラマブル整合フィルタ（Ｉ−ＰＭＦ）（３５）、直角位相プログラマブル整合フィルタ（Ｑ−ＰＭＦ）（３７）、同相フレーム整合フィルタ（Ｉ−ＦＭＦ）（３８）、直角位相整合フィルタ（Ｑ−ＦＭＦ）（３９）およびコントローラ（４６）を備えている。コード・ジェネレータはパイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカとデータ・チップ・シーケンス信号のレプリカを交互に生成し、これらのレプリカはＩ−ＰＭＦ（３５）とＱ−ＰＭＦ（３７）のインパルス応答を設定するために使用され、これにより、Ｉ−ＰＭＦ（３５）とＱ−ＰＭＦ（３７）はパイロットまたはデータ拡散スペクトル・チャネルを検出するように交互にセットアップされる。Ｉ−ＦＭＦ（３８）とＱ−ＦＭＦ（３９）は逆拡散パイロット・ビット・シーケンスを検出し、ピーク・パイロット相関信号を生成し、この信号はＰＭＦ（３５，３７）のインパルス応答をいつ変更すべきかを判断するためにコントローラ（４６）によって使用される。

Description

【発明の詳細な説明】 拡散スペクトル用のプログラマブル整合フィルタ発明の背景 本発明はスペクトル拡散通信に関し、具体的には、パイロット・チップ・コー ド・シーケンス信号とメッセージ・チップ・コード・シーケンス信号を逆拡散す るために使用できるプログラマブル整合フィルタ(programable matched filter) に関する。関連技術の説明 スペクトル拡散通信(spread spectrum communications)では、拡散スペクトル 信号に埋め込まれた着信拡散チップ・コード(incoming spreading chip-code se quence)と、受信側のローカル拡散チップ・コード・シーケンス(local spreadin g chip-code sequence)は位相同期をとってから情報転送の処理を行う必要があ る。拡散チップ・コード・シーケンスの位相同期は一般にコード獲得(code acqu isition)として知られている。コード獲得はシステム設計者が直面している最も 困難な問題の１つである。 コード獲得に続いてトラッキング・プロセスが行われる。周波数参照(frequen cy reference)が不完全であるために、着信拡散チップ・コード・シーケンスと ローカル拡散チップ・コード・シーケンスは位相同期を失いやすくなっている。 位相同期、つまり、トラッキングを保つことは困難なプロセスであり、フィード バック・ループを採用しているのが代表的である。整合フィルタがもつ利点を利 用しないで実現されている、従来のスペクトル拡散方式では、遅延ロックループ (delay locked loop：ＤＬＬ)のように、ローカル拡散コードと着信拡散コード との間で、１つの信号サンプルの持続時間以下の時間単位以内である微細粒(fin e grained)の位相同期を達成し、持続することを目的とした追加の回路 が採用されている。微細粒の位相同期を持続するための回路は設計と実装が困難 である。 ワイヤレス（無線）環境では、伝播チャネル状態の変化が原因で起こる着信信 号の長持続時間または短持続時間の減衰に起因するパフォーマンス低下を最小限 にすることが強く望まれている。チャネルの品質が低下すると、検出信号の品質 が低下し、この低下は許容レベル以下であることがしばしばである。 代表的なシステムでは、ダイバーシティ処理(diversity processing)と総称さ れる、多種類の方式の１つを採用してこの状態に対処している。すべてのダイバ ーシティ処理方式に共通することは、別々の伝播通路、つまり、チャネルを介し て独立に受信した情報を独立に処理する能力を備えていることである。ダイバー シティ処理から得られる利点は、ある伝播チャネルの品質が低下したとき、他の チャネルから受信した信号から情報を回復できることである。最適とまではいか ないが、共通のダイバーシティ方式は、２つまたはそれ以上の別々のアンテナを 採用し、２つまたはそれ以上の処理チェイン(processing chain)を通して信号を 並列に処理することである。２つまたはそれ以上のアンテナを使用し、処理する ことは必要であるとしても、困難でコストのかかる難事であり、１つの通路のた めに必要になる回路の数が２倍以上になるだけでなく、個々のチャネル出力の同 期をとるための追加回路と処理が必要になる。上記を改善した方式は、バンド幅 Ｗのワイドバンド（広帯域）信号を採用することである。マルチパス拡散がＴ_M であれば、受信装置は着信信号のＬ＝Ｔ_M(Ｗ＋１)個のレプリカを回復すること ができる。受信装置がこれらのレプリカを正しく処理していれば、受信装置は等 価のＬ次ダイバーシティ通信システムのパフォーマンスを達成する。ワイドバン ド・システムでは、Ｌの値は非常に大きくなる可能性があるので、Ｌ個の処理通 路を実現することは実現不可能である。従って、非整合フィルタ受信装置は可能 な限り最良のパフォーマンスを達成することができない。 情報信号をコヒーレントに復調するためには、無線周波数(radio frequency： ＲＦ)、中間周波数（intermediate frequency：ＩＦ）または復調が行なわれる ときの他の周波数の搬送波の位相が分かっていることが必要がある。搬送波情報 の位相を抽出するためには、フェーズロック・ループ(phase-locked loop： ＰＬＬ)、コスタス・ループ(Costas loop)、ｎ次電力ループ(nth power loop)ま たは搬送波位相情報の抽出能力をもつ他のデバイスといったように、追加のフィ ードバック・ループを採用する必要がある。ワイヤレス環境では、信号は多数の 別々の独立チャネルを伝播していくので、受信装置によって処理される各通路ご とに、独自の搬送波位相情報が必要であり、従って、その情報を抽出する独自の 手段が必要である。この要求条件はシステムを大幅に複雑化する可能性がある。 システム複雑性を制限する必要性はシステム・パフォーマンスを制限する働きを する。 従来の受信装置は、拡散スペクトル受信システムの場合も、他のコヒーレント ・システムの場合も、搬送波位相の抽出を専用とする回路を採用している。これ らの手法、例えば、フェーズロック・ループ（ＰＬＬ）、コスタス・ループ、ｎ 次電力ループなどでは、設計と実装が複雑であり、このことは専門書に詳しく説 明されている。これらの回路の個々の、独立のセットは受信される各個別信号通 路、つまり、チャネルごとに実装されている。システム複雑性には実用上の制限 があるため、システムはＬ＝Ｔ_M(Ｗ＋１)個の独立信号レプリカの小さなサブセ ットを受信せざるを得なくなっている。代表例として、このような回路セットは 、実用上実装できるのは最高３つまでであるため、受信し、処理できる独立信号 レプリカは最高３つまでに限られている。 複素整合フィルタ(complex matched filter)は同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）の ２つのブランチから構成され、同相信号と直角位相信号を処理するために使用さ れている。各ブランチはローカル信号参照レジスタ、着信信号レジスタ、乗算レ イヤ（層）および加算器ツリーから構成されている。同相ブランチと直角位相ブ ランチに実装されている乗算レイヤと加算器ツリーは同一であり、整合フィルタ を実現するために使用されるゲートを多数実装している。整合フィルタを実現す るために好ましいことは、構造のサイズを可能な限り縮小することである。 望ましいことは、ＱＰＳＫ復調による場合も、ＢＰＳＫ復調による場合も、多 数の信号を整合フィルタリングによって同時に処理することである。多数の信号 を処理する要件の例として、データ信号とパイロット信号を結合した拡散スペク トル信号からデータ信号とパイロット信号を同時に整合フィルタ処理することが ある。この要件を満たすためには、２つまたは３以上の整合フィルタ構造を、各 信号ごとに１つずつ実装する必要があるのが普通である。整合フィルタは構造が 大きく、製造が困難になっている。従って、これらのデバイスのサイズと複雑性 を可能な限り制限することが望まれている。発明の概要 本発明の一般的目的は、コストと回路複雑性を低減し、必要な容積を減少し、 従来の拡散スペクトル・チップ・シーケンス信号獲得のパフォーマンス、つまり 、獲得時間を改善する拡散スペクトル受信装置を提供することである。 本発明の別の目的は、従来のコヒーレント復調手法、方法および回路に比べて ビット・エラー・レート（bit-error-rate：ＢＥＲ）のパフォーマンスをする拡 散スペクトル受信装置を提供することである。 さらに本発明の別の目的は、コストと回路複雑性を低減し、必要な容積を減少 し、従来のダイバーシティ受信、分離および結合手法、方法および回路のパフォ ーマンスを改善することである。 本発明の別の目的は、複数の信号を同時整合フィルタ処理するとき起こる複雑 性を低減することである。 本発明のさらに別の目的は、複雑な同相整合フィルタと直角位相整合フィルタ の実現に関連するサイズと複雑性を低減することである。 本発明によれば、以下で実施例を示し、広い意味で説明されているように、拡 散スペクトル整合フィルタ装置が提供されており、本装置はコード・ジェネレー タ、プログラマブル整合フィルタ、フレーム整合フィルタ、およびコントローラ を装備している。コード・ジェネレータはプログラマブル整合フィルタとコント ローラとに結合されている。フレーム整合フィルタはプログラマブル整合フィル タの出力に結合されている。 拡散スペクトル整合フィルタ装置は拡散スペクトル受信装置の一部として使用 され、受信拡散スペクトル信号を受信することができる。本明細書で用いられて いる受信拡散スペクトル信号(received spread-spectrumsignal)とは、拡散スペ クトル受信装置の入力端に着信した拡散スペクトル信号のことである。ここでは 、受信拡散スペクトル信号には、パイロット拡散スペクトル・チャネルとデータ 拡散スペクトル・チャネルが含まれているものと想定している。パイロット拡散 スペクトル・チャネルはパイロット・ビット・シーケンス信号とパイロット・チ ップ・シーケンス信号と一緒に拡散スペクトル処理することにより生成される。 データ拡散スペクトル・チャネルはデータ・ビット・シーケンス信号をデータ・ チップ・シーケンス信号と一緒に拡散スペクトル処理することにより生成される 。 コード・ジェネレータはパイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカとデ ータ・チップ・シーケンス信号のレプリカを生成する。プログラマブル整合フィ ルタは、受信拡散スペクトル信号のパイロット拡散スペクトル・チャネルまたは データ拡散スペクトル・チャネルに整合できるプログラマブル・インパルス応答 をもっている。コード・ジェネレータによって生成されたデータ・チップ・シー ケンス信号のレプリカは、プログラマブス整合フィルタのプログラマブル・イン パルス応答を、受信拡散スペクトル信号に埋め込まれているデータ・チップ・シ ーケンス信号に設定または整合するために使用される。整合されているとき、デ ータ拡散スペクトル・チャネルがそこに埋め込まれている受信拡散スペクトル信 号を受信すると、プログラマブル整合フィルタはデータ・ビット・シーケンス信 号を検出し、それを出力する。 コード・ジェネレータによって生成されたパイロット・チップ・シーケンス信 号のレプリカは、プログラマブル整合フィルタのプログラマブル・インパルス応 答を受信拡散スペクトル信号に埋め込まれたパイロット・チップ・シーケンス信 号に整合するように設定することができる。このように設定すると、プログラマ ブル整合フィルタは逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号を検出し、それ を出力する。 フレーム整合フィルタはパイロット・ビット・シーケンス信号に整合するフレ ーム・インパルス応答をもっている。従って、フレーム整合フィルタは、逆拡散 パイロット・ビット・シーケンス信号をフィルタにかけ、フレーム・インパルス 応答に一致する逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号に応答してピー ク・パイロット相関信号を出力として生成する。 コントローラは、プログラマブル整合フィルタをプログラマブル・インパルス 応答のどれに設定するかを制御する。コントローラはパイロット制御信号を生成 して、プログラマブル整合フィルタのプログラマブル・インパルス応答を受信拡 散スペクトル信号に埋め込まれたパイロット・チップ・シーケンス信号のそれに 整合させることができる。また、コントローラはデータ制御信号を生成して、プ ログラマブル整合フィルタのプログラマブル・インパルス応答を受信拡散スペク トル信号のデータ・チップ・シーケンス信号に整合させることもできる。コント ローラとのタイミングは、フレーム整合フィルタの出力から生成されたピーク・ パイロット相関信号から得ることができる。従って、ピーク・パイロット相関信 号に応答して、コントローラはデータ制御信号を使用して、プログラマブル整合 フィルタをパイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカから、パイロット・ チップ・シーケンス信号に整合することができる。ピーク・パイロット相関信号 から時間遅延を置いて、コントローラはパイロット制御信号を使用して、プログ ラマブル整合フィルタをデータ・チップ・シーケンス信号のレプリカから、受信 拡散スペクトル信号に埋め込まれたデータ・チップ・シーケンス信号に整合する ことができる。 本発明によれば、拡散スペクトル受信装置の一部としてのプログラマブル整合 フィルタとフレーム整合フィルタを受信拡散スペクトル信号で使用する方法も開 示されている。上述した拡散スペクトル整合フィルタ装置による場合と同様に、 受信拡散スペクトル信号には、パイロット拡散スペクトル・チャネルとデータ拡 散スペクトル・チャネルが含まれているものと想定する。パイロット拡散スペク トル・チャネルは、パイロット・ビット・シーケンス信号をパイロット・チップ ・シーケンス信号と一緒に拡散スペクトル処理することによって生成される。デ ータ拡散スペクトル・チャネルはデータ・ビット・シーケンス信号をデータ・チ ップ・シーケンス信号と一緒に拡散スペクトル処理することによって生成される 。 本発明による方法は、パイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカとデー タ・チップ・シーケンス信号のレプリカとを生成し、パイロット・チップ・シー ケンス信号のレプリカとデータ・チップ・シーケンス信号のレプリカとを使用し て、プログラマブル整合フィルタがパイロット・チップ・シーケンス信号または データ・チップ・シーケンス信号のどちらかに整合されるインパルス応答をもつ ようにプログラミングするステップを含んでいる。プログラマブル整合フィルタ がパイロット・チップ・シーケンス信号に整合されるときは、本発明によれば、 受信拡散スペクトル信号からのパイロット拡散スペクトル信号を逆拡散パイロッ ト・ビット・シーケンス信号として逆拡散し、逆拡散パイロット・ビット・シー ケンス信号をフレーム整合フィルタでフィルタにかけ、ピーク・パイロット相関 信号を生成するステップからなっている。 プログラマブル整合フィルタがデータ・チップ・シーケンス信号に整合される ときは、本発明によれば、受信拡散スペクトル信号からのデータ拡散スペクトル 信号を逆拡散データ・ビット・シーケンス信号として逆拡散するステップからな っている。 本発明のその他の目的と利点については、その一部は下述する説明の中で説明 されているが、他の部分は説明から自明であり、あるいは本発明を実施すること で知得し得るものである。また、本発明の目的と利点は請求の範囲に具体的に明 確化されている手段とその組合せによって実現し、達成し得るものである。図面の簡単な説明 本明細書に添付され、その一部を構成する添付図面は本発明の好適実施例を示 し、以下の説明と共に、本発明の原理を理解する上で役立つものである。 図１は、信号タイムシェアリング整合フィルタ・ベースのデモジュレータを示 すブロック図である。 図２は、乗算器アレイと加算器ツリーのタイムシェアリングを使用する整合フ ィルタを示す図である。 図３は、信号タイムシェアリング整合フィルタをベースとするデモジュレータ の起こり得るタイミングを示す図である。好適実施例の詳細な説明 以下、添付図面に示されている例を参照して、本発明の好適実施例について詳 しく説明するが、いくつかの図面では、類似エレメントは類似の参照符号を付け て示されている。 本発明は、受信拡散スペクトル信号に対してスペクトル拡散受信装置の一部と して使用できる新しく、新規の拡散スペクトル整合フィルタを提供している。こ こでは、受信拡散スペクトル信号はパイロット拡散スペクトル・チャネルとデー タ拡散スペクトル・チャネルを含んでいるものと想定している。パイロット拡散 スペクトル・チャネルは、パイロット・ビット・シーケンス信号をパイロット・ チップ・シーケンス信号と一緒に、この分野で周知の手法を用いて拡散スペクト ル処理することによって生成される。パイロット・ビット・シーケンス信号は一 定レベルにすることができる。つまり、必要に応じて１ビットの列にも、０ビッ トの列にも、交互になった１ビットと０ビットの列にも、他のシーケンスにもす ることが可能である。代表例としては、データはパイロット・ビット・シーケン ス信号と一緒に送信されない。ある種のアプリケーションでは、好ましくは、低 データ・レートのデータは、パイロット・ビット・シーケンス信号の上に置くこ とが可能になっている。パイロット・チップ・シーケンス信号はユーザによって 定義され、通常の実用では、パイロット・ビット・シーケンス信号と共に使用さ れている。 データ拡散スペクトル・チャネルも同じように、パイロット拡散スペクトル・ チャネルの場合と同じこの分野で周知の手法を使用して、データ・ビット・シー ケンス信号をデータ・チップ・シーケンス信号と一緒に拡散スペクトル処理する ことによって生成される。データ・ビット・シーケンス信号の発生源としては、 データ、データに変換されたアナログ信号、または他のデータ・ビット・ソース がある。データ・チップ・シーケンス信号はユーザが定義することができ、この 分野で公知のように、好ましくはパイロット・チップ・シーケンス信号に直交し ている。 概要を説明すると、拡散スペクトル整合フィルタ装置はコード手段、プログラ マブル整合手段、フレーム整合手段、制御手段、およびデモジュレータ手段を装 備している。制御手段はコード手段とプログラマブル整合手段とに結合されてい る。フレーム整合手段はプログラマブル整合手段の出力に結合されている。デモ ジュレータ手段はプログラマブル整合手段の出力に結合されている。 コード手段はパイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカとデータ・チッ プ・シーケンス信号のレプリカとを生成する。パイロット・チップ・シーケンス 信号とデータ・チップ・シーケンス信号のこれらのレプリカは、拡散スペクトル 整合フィルタ装置の入力に着信する受信拡散スペクトル信号を生成するときに使 用されるものと同じシーケンスになっている。コード手段は、パイロット・チッ プ・シーケンス信号のレプリカとデータ・チップ・シーケンス信号のレプリカと がそれから生成される特定のチッピング・シーケンスを経時的に変化させること ができる。従って、拡散スペクトル整合フィルタ装置は、受信装置がある地域か ら別の地域へ移動するようなセルラ拡散スペクトル・アーキテクチャで使用され る場合と同じように、コード手段によって生成される様々なパイロット・チップ ・シーケンス信号とデータ・チップ・シーケンス信号とに使用することができる 。一例として、拡散スペクトル整合フィルタ装置がある地域から別の地域へ移動 するとき、これらの異なる地域の各々においてパイロット・チップ・シーケンス 信号とデータ・チップ・シーケンス信号を変更する必要があることが要件となる 場合がある。 プログラマブル整合手段はプログラマブル・インパルス応答をもっている。プ ログラマブル・インパルス応答は、コード手段によって生成されたパイロット・ チップ・シーケンス信号のレプリカと、コード手段によって生成されたデータ・ チップ・シーケンス信号のレプリカとから設定することができる。従って、プロ グラマブル・インパルス応答は、パイロット拡散スペクトル・チャネルを受信拡 散スペクトル信号からフィルタリングするために設定可能である。パイロット・ チップ・シーケンス信号のレプリカに設定されたプログラマブル・インパルス応 答と受信装置側のパイロット拡散スペクトル・チャネルを使用して、プログラマ ブル整合手段は逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号を出力する。 プログラマブル整合手段がデータ・チップ・シーケンス信号のレプリカから設 定されたプログラマブル・インパルス応答をもつときは、プログラマブル整合手 段はデータ拡散スペクトル・チャネルを受信拡散スペクトル信号からフィルタリ ングする。従って、プログラマブル整合手段は逆拡散データ・ビット・シーケン ス信号を出力することができる。従って、プログラマブル整合手段は、プログラ マブル・インパルス応答がどのように設定されているかに応じて、パイロット拡 散スペクトル・チャネルまたはデータ拡散スペクトル・チャネルのどちらかを逆 拡散することができる。以下で説明するように、プログラマブル整合手段は受信 拡散スペクトル信号を受信している間にダイナミックに変化するので、パイロッ ト・チップ・シーケンス信号とデータ・チップ・シーケンス信号を受信している 間にプログラマブル整合手段をタイムシェアリング（時分割）することができる 。 フレーム整合手段はパイロット・ビット・シーケンス信号に整合されたフレー ム・インパルス応答をもっている。従って、フレーム整合手段はプログラマブル 整合手段からの逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号をフィルタリングし 、逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号がフレーム・インパルス応答に整 合しているときピーク・パイロット相関信号をその結果として生成する。フレー ム整合手段は、異なる地域の間で変化するプログラマブル・フレーム・インパル ス応答をもつことが可能である。 制御手段はプログラマブル整合手段のプログラマブル・インパルス応答の設定 を制御する。制御手段はコード手段によって生成されたパイロット・チップ・シ ーケンス信号のレプリカを使用することによって、プログラマブル整合手段を受 信拡散スペクトル信号に埋め込まれたパイロット・チップ・シーケンス信号に整 合するように、ダイナミックに設定することができる。同様に、制御手段は、コ ード手段によって生成されたデータ・チップ・シーケンス信号のレプリカを使用 することによって、プログラマブル整合手段をデータ・チップ・シーケンス信号 に整合するように、ダイナミックに設定することができる。制御手段は様々な時 間遅延に交互にプログラマブル・インパルス応答を設定できるので、プログラマ ブル整合手段は受信拡散スペクトル信号に埋め込まれたパイロット・ビット・シ ーケンス信号とデータ・ビット・シーケンス信号を交互に検出する。 プログラマブル整合手段は同相プログラマブル整合手段と直角位相プログラマ ブル整合手段を装備することができる。同相プログラマブル整合手段は、コード 手段によって生成されたパイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカまたは データ・チップ・シーケンス信号のレプリカから設定できる同相プログラマブル ・インパルス応答をもっている。同相プログラマブル整合手段がどちらに設定さ れているかに応じて、同相プログラマブル整合手段はパイロット拡散スペクトル 信号チャネルの同相コンポーネントをパイロット・ビット・シーケンス信号の逆 拡散同相コンポーネントとして、あるいはデータ拡散スペクトル・チャネルの同 相コンポーネントをデータ・ビット・シーケンス信号の逆拡散同相コンポーネン トとして、受信拡散スペクトル信号から逆拡散する。 直角位相プログラマブル整合手段は、コード手段によって生成されたパイロッ ト・チップ・シーケンス信号のレプリカまたはデータ・チップ・シーケンス信号 のレプリカから設定できる位相直角インパルス応答をもっている。直角位相プロ グラマブル整合手段がパイロット・チップ・シーケンス信号に整合された直角位 相プログラマブル応答をもつときは、直角位相プログラマブル整合手段はパイロ ット拡散スペクトル・チャネルの直角位相コンポーネントをパイロット・ビット ・シーケンス信号の逆拡散直角位相コンポーネントとして、受信拡散スペクトル 信号から逆拡散する。同様に、直角位相プログラマブル整合手段がデータ・チッ プ・シーケンス信号のレプリカから設定された直角位相プログラマブル・インパ ルス応答をもつときは、直角位相プログラマブル整合手段はデータ拡散スペクト ル・チャネルの直角位相コンポーネントとしての受信拡散スペクトル信号を、逆 拡散データ・ビット・シーケンスの逆拡散直角位相コンポーネントとして逆拡散 する。 使用時には、制御手段は、同相プログラマブル整合手段と直角位相プログラマ ブル整合手段の時間が同期化され、パイロット・チップ・シーケンス信号または データ・チップ・シーケンス信号を検出するように交互に整合される。同相プロ グラマブル整合手段と直角位相プログラマブル整合手段とをこのようにダイナミ ックに切り替えることは拡散スペクトル信号の受信時に交互に行われ、これらの エレメントをタイムシェアリングして受信拡散スペクトル信号に埋め込まれた パイロット・チップ・シーケンス信号とデータ・チップ・シーケンス信号とを検 出する。フレーム整合手段は同相フレーム整合手段と直角位相フレーム整合手段 を装備することができる。同相フレーム整合手段はパイロット・ビット・シーケ ンス信号の同相コンポーネントに整合された同相フレーム・インパルス応答をも っている。同相プログラマブル整合手段からの逆拡散パイロット・ビット・シー ケンス信号の同相コンポーネントが同相フレーム・インパルス応答に整合してい るときは、同相ピーク・パイロット相関信号が生成される。 直角位相フレーム整合手段はパイロット・ビット・シーケンス信号の直角位相 コンポーネントに整合された直角位相フレーム・インパルス応答をもっている。 逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号の直角位相コンポーネントが直角位 相フレーム整合手段の直角位相フレーム・インパルス応答に整合しているときは 、直角位相ピーク・パイロット相関信号が生成される。 図１に示す構成例では、コード手段はコード・ジェネレータ４３として実現さ れ、プログラマブル整合手段は同相プログラマブル整合フィルタ３５および直角 位相プログラマブル整合フィルタ３７として実現され、フレーム整合手段は同相 フレーム整合フィルタ３８および直角位相フレーム整合フィルタ３９として実現 され、制御手段はコントローラ４６として実現され、デモジュレータ手段はデモ ジュレータ４１として実現されている。同相プログラマブル整合フィルタ３５お よび直角位相プログラマブル整合フィルタ３７はディジタル整合フィルタや表面 超音波デバイスとしても、プロセッサに実装されたソフトウェアとしても、ある いは専用集積回路(application specific integrated circuit：ＡＳＩＣ)とし ても構築することが可能である。また、図には、電圧制御オシレータ４５、タイ ミング・ジェネレータ４４、ダイバーシティ結合器４２、フレーム・プロセッサ ４０、コスタス・ループ３６（または他の汎用トラッキング・ループ）、同相ア ナログ・ディジタル・コンバータ３３、直角位相アナログ・ディジタル・コンバ ータ３４、同相ミキサ３１および直角位相ミキサ３２も示されている。同相アナ ログ・ディジタル・コンバータ３３は同相ミキサ３１と同相プログラマブル整合 フィルタ３５の間に結合されている。直角位相アナログ・ディジタル・コンバー タ３４は直角位相ミキサ３２と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７の 間に結合されている。コスタス・ループ３６は、同相プログラマブル整合フィル タ３５と、デモジュレータ４１と、同相ミキサ３１と、直角位相ミキサ３２とに 結合されている。同相フレーム整合フィルタ３８は、同相プログラマブル整合フ ィルタ３５とフレーム・プロセッサ４０とデモジュレータ４１の間に結合されて いる。直角位相フレーム整合フィルタ３９は、直角位相プログラマブル整合フィ ルタ３７とプロセッサ４０とデモジュレータ４１の間に結合されている。コード ・ジェネレータ４３は、タイミング・ジェネレータ４４と同相プログラマブル整 合フィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７の間に結合されてい る。電圧制御オシレータ４５はタイミング・ジェネレータ４４と整合フィルタ・ コントローラ４６とに結合されている。ダイバーシティ結合器４２はフレーム・ プロセッサ４０とデモジュレータ４１に結合されている。コントローラ４６はフ レーム・プロセッサ４０に結合されている。プレフィックスの「同相」および「 直角位相」は、そのエレメントが受信拡散スペクトル信号のどちらのコンポーネ ントと一緒に動作するか、つまり、同相であるか直角位相であるかを示している 。 制御として、破線で示すように、コントローラ４６は、ダイバーシティ結合器 ４２、フレーム整合フィルタ３８、フレーム整合フィルタ３９、デモジュレータ ４１、タイミング・ジェネレータ４４、コード・ジェネレータ４３、同相アナロ グ・ディジタル・コンバータ３３、および直角位相アナログ・ディジタル・コン バータ３４に結合されている。 図１を参照して説明すると、信号入力端に現れた受信拡散スペクトル信号は同 相ミキサ３１および直角位相ミキサ３２によって中間周波数またはベースバンド 周波数に変換される。説明の便宜上、受信拡散スペクトル信号はベースバンド周 波数に変換されるものとする。従って、ベースバンド受信拡散スペクトル信号は 同相アナログ・ディジタル・コンバータ３３および直角位相アナログ・ディジタ ル・コンバータ３４によってディジタル信号に変換される。かくして、受信拡散 スペクトル信号のベースバンド・バージョンは同相プログラマブル整合フィルタ ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７の入力に現れる。 同相プログラマブル整合フィルタ３５は、コード・ジェネレータ４３からのパ イロット・チップ・シーケンス信号のレプリカまたはデータ・チップ・シーケン ス信号のレプリカによって設定される同相プログラマブル・インパルス応答をも っている。どのように設定されたかに応じて、同相プログラマブル整合フィルタ ３５は、受信拡散スペクトル信号をパイロット・ビット・シーケンス信号の逆拡 散同相コンポーネントとして、あるいは、データ拡散スペクトル・チャネルの逆 拡散同相コンポーネントとして逆拡散することができる。これに応じて、同相プ ログラマブル整合フィルタ３５は、パイロット・ビット・シーケンス信号の逆拡 散同相コンポーネントまたはデータ・ビット・シーケンス信号の逆拡散同相コン ポーネントのどちらかを、逆拡散データ・ビット・シーケンス信号として出力す る。 同様に、直角位相プログラマブル整合フィルタ３７は、コード・ジェネレータ ４３によって生成されたパイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカまたは データ・チップ・シーケンス信号のレプリカによって設定できるプログラマブル ・インパルス応答をもっている。どのように設定されたかに応じて、直角位相プ ログラマブル整合フィルタ３７は受信拡散スペクトル信号をパイロット拡散スペ クトル・チャネルの直角位相コンポーネントとして、あるいはデータ拡散スペク トル・チャネルの直角位相コンポーネントとして逆拡散する。これらは逆拡散直 角位相パイロット・ビット・シーケンス信号または直角位相データ・ビット・シ ーケンス信号のどちらかである。 同相プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ ３７は最終的にはコントローラ４６によって制御される。コントローラ４６はタ イミングを制御し、コード・ジェネレータ４３が同相プログラマブル整合フィル タ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７のプログラマブル・インパル ス応答を、パイロット・チップ・シーケンス信号またはデータ・チップ・シーケ ンス信号のそれぞれに設定するときの望ましいタイミングを判断する。 図２に示すように、コントローラ４６は同相信号レジスタ５１と直角位相信号 レジスタ５２を制御するが、これらのレジスタはそれぞれ同相プログラマブル整 合フィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７に対応している。 図１において、コスタス・ループ３６は同相プログラマブル整合フィルタ３５ と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７からの出力を使用して、同相ミキサ ３１と直角位相ミキサ３２のコサイン信号とサイン信号をそれぞれ生成する。 同相プログラマブル整合フィルタ３５および直角位相プログラマブル整合フィ ルタ３７が、パイロット・チップ・シーケンス信号に整合された、それぞれのプ ログラマブル・インパルス応答をもつときは、出力は逆拡散パイロット・ビット ・シーケンス信号である。逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号は同相フ レーム整合フィルタ３８と直角位相フレーム整合フィルタ３９のそれぞれを通過 する。同相フレーム整合フィルタ３８はパイロット・ビット・シーケンス信号の 同相コンポーネントに整合された同相フレーム・インパルス応答をもち、従って 、逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号の同相コンポーネントが同相フレ ーム・インパルス応答に一致していると、同相ピーク・パイロット相関信号を生 成する。同様に、直角位相フレーム整合フィルタ３９はパイロット・ビット・シ ーケンス信号の直角位相コンポーネントに整合された直角位相フレーム・インパ ルス応答をもっている。直角位相プログラマブル整合フィルタ３７からの逆拡散 パイロット・ビット・シーケンス信号が直角位相整合フィルタ３７の直角位相フ レーム・インパルス応答に一致していると、直角位相フレーム整合フィルタは直 角位相ピーク・パイロット相関信号を出力する。同相ピーク・パイロット相関信 号と直角位相ピーク・パイロット相関信号はデモジュレータ４７によって復調さ れ、これは、ダイバーシティ結合器４７が同相プログラマブル整合フィルタ３５ と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７からのそれぞれの信号のデモジュレ ータ４１からの出力をいつ結合するかを制御するための初期タイミング信号とし て使用できる。 さらに、同相ピーク・パイロット相関信号および直角位相ピーク・パイロット 相関信号はフレーム・プロセッサ４０により処理されて、コントローラ４６への タイミング信号をトリガすることができる。コントローラ４６は、同相プログラ マブル整合フィルタ３５および直角位相プログラマブル整合フィルタ３７のそれ ぞれの同相プログラマブル・インパルス応答と直角位相プログラマブル・インパ ルス応答が、それぞれパイロット・チップ・シーケンス信号またはデータ・チッ プ・シーケンス信号のどちらかに整合されるときのタイミングをアクチュエート する。 本発明の具体的実施例では、同相プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相 プログラマブル整合フィルタ３７はコントローラ４６の制御の下で、それぞれの 同相プログラマブル・インパルス応答と直角位相プログラマブル応答を互い違い に配置し、これらの応答は５マイクロ秒ごとにまずパイロット・チップ・シーケ ンス信号に整合され、次にデータ・チップ・シーケンス信号に整合されるように なっている。従って、同相プログラマブル整合フィルタ３５および直角位相プロ グラマブル整合フィルタ３７の各々は、５マイクロ秒以内にロードされ、それぞ れのプログラマブル・インパルス応答と直角位相プログラマブル・インパルス応 答をもつことができる。代表例として、現在の設計は、１００ＭＨｚで動作する システムの場合、２．５マイクロ秒以内にロードされるそれぞれのプログラマブ ル整合フィルタをもち、同相プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相プログ ラマブル整合フィルタ３７の各々は２５０ステージ・シフト・レジスタをもって いる。 デモジュレータ４１はコヒーレント復調または非コヒーレントな復調を使用し て実現することができる。 ダイバーシティ結合器４２は最大尤度(maximum likelihood)、直線的結合(str aight combining)、加算などの様々な方法で、デモジュレータ４１を通して復調 された、同相プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フ ィルタ３７からの複合出力を結合する。 図２は乗算器アレイと加算器ツリーのタイムシェアリングを使用した整合フィ ルタを示す図である。図２には、同相信号レジスタ５１、直角位相信号レジスタ ５２、参照信号レジスタ５３、乗算器アレイ５４、加算器ツリー５５、データ・ レジスタ５６、およびコントローラ４６が示されている。図示のように、破線は コントローラ４６が同相信号レジスタ５１、直角位相信号レジスタ５２、参照信 号レジスタ５３およびデータ・レジスタ５６の必要な制御を行うことを示してい る。実線は同相信号レジスタ５１、直角位相信号レジスタ５２、参照信号レジス タ５３からマルチプレクサ５７までの信号の流れを示している。同相信号レジス タ５１と直角位相信号レジスタ５２はマルチプレクサ５７を経由して乗算器アレ イ５４に、さらに加算器ツリー５５に、さらにデータ・レジスタ５６に結合され ている。データ・レジスタ５６は同相出力と直角位相出力をもっている。 図３は信号を共用する、整合フィルタ・ベースの相関器のタイミングを示すブ ロック図である。図示のように、フレームは８１９２チップごとに開始し、パイ ロット・チップ・シーケンス信号などの第１信号は２５６チップごとにコード・ ジェネレータ４３から出力される。同様に、データ・チップ・シーケンス信号な どの第２信号は２５６チップごとに出力されるが、第１信号、つまり、パイロッ ト信号から互い違いになっている。従って、同相プログラマブル整合フィルタ３ ５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７は第１信号、つまり、パイロット ・チップ・シーケンス信号がロードされ、次に、第２信号、つまり、データ・チ ップ・シーケンス信号が互い違いにロードされる。第１信号はそれぞれの整合フ ィルタにパイロット・チップ・シーケンス信号をロードすることを表し、第２信 号はそれぞれの整合フィルタにデータ・チップ・シーケンス信号をロードするこ とを表している。 本発明によれば、受信拡散スペクトル信号についてプログラマブル整合フィル タとフレーム整合フィルタを、拡散スペクトル受信装置と一緒に使用する方法も 開示されている。前述した装置による場合と同様に、受信拡散スペクトル信号は パイロット拡散スペクトル・チャネルとデータ拡散スペクトル信号を含んでいる もとの想定されている。パイロット拡散スペクトル・チャネルは、パイロット・ ビット・シーケンス信号をパイロット・チップ・シーケンス信号と一緒に拡散ス ペクトル処理することによって生成される。データ拡散スペクトル・チャネルは 、データ・ビット・シーケンス信号をデータ・チップ・シーケンス信号と一緒に 拡散スペクトル処理することによって生成される。 本発明の方法によれば、パイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカとデ ータ・チップ・シーケンス信号のレプリカを生成するステップからなっている。 この方法によれば、ピーク・パイロット相関信号の流れに応答して、適当な遅延 時間にパイロット制御信号が生成される。この方法によれば、パイロット制御信 号に応答して、パイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカをもつプログラ マブル整合フィルタは、プログラマブル整合フィルタがパイロット・チップ・シ ーケンス信号に整合されたプログラマブル・インパルス応答をもつように設定さ れるようにプログラムされる。プログラマブル整合フィルタがパイロット・チッ プ・シーケンス信号に整合されると、この方法によれば、受信拡散スペクトル信 号からのパイロット拡散スペクトル・チャネルは逆拡散パイロット・ビット・シ ーケンス信号として逆拡散される。 フレーム整合フィルタはパイロット・ビット・シーケンス信号に整合されたフ レーム・インパルス応答をもっている。従って、この方法によれば、逆拡散パイ ロット・ビット・シーケンス信号をフィルタリングするためにフレーム整合フィ ルタが使用される。この方法によれば、そのあと、フレーム整合フィルタのフレ ーム・インパルス応答に一致する逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号に 応答して、ピーク・パイロット相関信号が、フィルタリングされた逆拡散パイロ ット・ビット・シーケンス信号から生成される。 また、この方法によれば、パイロット制御信号から時間的に遅れて、ピーク・ パイロット相関信号に応答してデータ制御信号が生成される。データ制御信号に 応答して、この方法によれば、プログラマブル整合フィルタはプログラマブル整 合フィルタが、データ・チップ・シーケンス信号に整合されたプログラマブル・ インパルス応答をもつようにプログラムされる。この方法によれば、これによっ て、受信拡散スペクトル信号からのデータ拡散スペクトル・チャネルは、プログ ラマブル整合フィルタがデータ・チップ・シーケンス信号に整合されている間に 逆拡散データ・ビット・シーケンス信号として逆拡散される。 本明細書で説明している方法は、受信拡散スペクトル信号の同相コンポーネン トおよび直角位相コンポーネントにも適用することが可能である。従って、この 方法によれば、受信拡散スペクトル信号からパイロット拡散スペクトル・チャネ ルを逆拡散するステップが含まれ、このステップには、パイロット拡散スペクト ル・チャネルの同相コンポーネントをパイロット・ビット・シーケンス信号の逆 拡散同相コンポーネントとして受信拡散スペクトル信号から逆拡散するステップ と、パイロット拡散スペクトル・チャネルの直角位相コンポーネントをパイロッ ト・ビット・シーケンス信号の逆拡散直角位相コンポーネントとして受信拡散ス ペクトル信号から逆拡散するステップが含まれている。 同様に、受信拡散スペクトル信号の同相コンポーネントと直角位相コンポーネ ントはデータ拡散スペクトル・チャネルの同相コンポーネントと直角位相コンポ ーネントとして逆拡散することができる。従って、この方法によれば、データ拡 散スペクトル・チャネルの同相コンポーネントを逆拡散データ・ビット・シーケ ンス信号の逆拡散同相コンポーネントとして受信拡散スペクトル信号から逆拡散 することが含まれる。また、この方法によれば、データ拡散スペクトル・チャネ ルの直角位相コンポーネントを逆拡散データ・ビット・シーケンス信号の逆拡散 直角位相コンポーネントとして逆拡散することも含まれる。 逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号をフィルタに通して、逆拡散パイ ロット・ビット・シーケンス信号の同相コンポーネントと直角位相コンポーネン トを得るとき、この方法によれば、同相フレーム・インパルス応答と直角位相フ レーム・インパルス応答にそれぞれ一致する逆拡散パイロット・ビット・シーケ ンス信号の同相コンポーネントと直角位相コンポーネントに応答して、同相ピー ク・パイロット相関信号と直角位相ピーク・パイロット相関信号を生成すること も含まれている。 オペレーション時には、同相プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相プロ グラマブル整合フィルタ３７には、Ｍ個のローカル・シーケンス・シンボル、つ まり、パイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカまたはデータ・チップ・ シーケンス信号のレプリカのどちらかがロードされる。同相アナログ・ディジタ ル・コンバータ３３と直角位相アナログ・ディジタル・コンバータ３４によって 生成された着信受信拡散スペクトル信号サンプルは、それぞれスライドされ、つ まり、ローカル・レプリカに対して相関付けられて、その時点で多い情報の出力 が得られるように並ぶまで行われる。この多い出力を生成するには、同期化プロ セスが推測的に正常に完了している必要がなく、また獲得プロセス専用の追加回 路が採用されている必要もないので、着信拡散チップ・シーケンス信号を獲得す るためのコード同期化は可能な限り短時間に達成される。この結果、実装コスト が低減化し、物理的容積が削減化し、実装時間が短縮化し、コード同期化を達成 するために必要な時間で測った時のパフォーマンスが大幅に向上するという利点 が得られる。 強い信号レベルの出力が存在することは、その特定の時間的瞬時に、同相プロ グラマブル整合フィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７にロー ドされたローカル拡散コード、つまり、チップ・シーケンス信号のＭ個の着信信 号シンボルとＭ個のシンボルが整合している(in alignment)ことを示している。 要求されることは、次のＭ個の着信信号シンボルが同相プログラマブル整合フィ ルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７に着信する前の任意の時間 に、ローカル拡散コード、パイロット・チップ・シーケンス信号、またはデータ ・チップ・シーケンス信号の次のＭ個のシンボルが、完全に同相プログラマブル 整合フィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７とにロードされて いることである。個数Ｍの値は信号サンプルの個数で測った時のそれぞれのプロ グラマブル整合フィルタのサイズを示し、オーダ１であるどの値よりも大幅に大 きくなっている。この実施例では、Ｍは２５０のオーダである。Ｍは１より大幅 に大きいので、ロード位相同期化機能を実装するために必要な回路は設計と実装 がはるかに容易になっている。この結果、実装コストが低減化され、物理的容積 が縮小化し、電力消費量が低減化し、実装時間が短縮化し、固有のパフォーマン スが向上するという利点が得られる。 同相プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ ３７は、すべての利用可能チャネル、つまり、通路を通って着信した情報を識別 、特徴づけ、抽出を行い、内在的に追加の並列信号処理通路を必要としない。ロ ーカル参照として同相プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相プログラマブ ル整合フィルタ３７にロードされた拡散コードは、すべての伝播チャネルが同相 プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７か ら情報を伝達する機会をもつまでその場所に残っている。そのあと、整合フィ ルタは受信能力をもっているすべてのＬ＝Ｔ_M(Ｗ＋１)信号を容易に回復するこ とができる。入力は伝播通路の長さに違いがあるため時間的にオフセットされて いるので、また同相プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相プログラマブル 整合フィルタ３７は線形デバイスであるので、信号が異なるチャネルを伝播する ことに起因する出力は、時間的にオフセットされて、同相プログラマブル整合フ ィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７から出力される。従って 、異なるチャネルを伝播する信号の受信と分離は追加回路を一切必要とせず、個 々の信号は時間的に分離されているので、整合フィルタ受信装置がＬダイバーシ ティ・システムのパフォーマンスを達成するように最適な方法で容易に個別的に 操作し、結合することができる。 異なるチャネルを伝播する非常に多数の信号レプリカ（Ｌ）を識別し、分離し 、結合する能力をもつ受信装置はＲＡＫＥ受信装置と呼ばれている。ＲＡＫＥ受 信装置の構造は最適化されているので、他のシステムの実装で起こっているよう な余分の複雑性なしで、この受信装置を整合フィルタに実装することが可能であ る。ダイバーシティ処理システムの心臓部に同相プログラマブル整合フィルタ３ ５と直角位相プログラマブル整合フィルタ３７を実装すると、実装コストが低減 化し、物理的容積が削減化し、電力消費量が低減化し、実装時間が短縮化し、制 御の複雑性が低減化し、パフォーマンスが向上するという利点が得られる。 これに対して、本明細書に説明されているプログラマブル整合フィルタ・ベー スのデモジュレータはこのような回路群を１セットだけ使用し、内部で生成され た情報を使用して、別々の伝播通路を通って着信した任意の個数の信号レプリカ （すべてのＬ＝Ｔ_M(Ｗ＋１)個のレプリカを含む）をコヒーレントに復調するこ とができる。これが行われるときのメカニズムでは、従来の位相トラッキング回 路を１つ、例えば、フェーズロック・ループ（ＰＬＬ）、コスタス・ループ３６ 、またはｎ次電力ループを採用して一時的に安定した位相参照を設定し、その位 相参照に対する各個別信号の位相オフセットを抜き出している。着信信号は、ま ずある周波数（０Ｈｚ周波数（ＤＣ）を含む）を非コヒーレントに下方コンバー ト(downconvert)される。次に、同相および直角位相チャネル出力はそれぞれ同 相プログラマブル整合フィルタ３５と直角位相プログラマブル整合フィル タ３７から読み取られれる。搬送波信号の位相オフセットは同相および直角位相 出力の相対振幅中に含まれており、これらの出力は受信データ信号を微分モード で復調するために直接に使用される。 別の方法として、個別伝播通路上の位相推測はさらに整合フィルタリングする と向上するので、従来のコヒーレント・デモジュレータを使用して得られるパフ ォーマンスに匹敵するか、あるいはそれ以上のパフォーマンスで信号を復元する ことができるが、従来のコヒーレント・デモジュレータに起こっていた複雑性を 増加させる必要がない。従って、プログラマブル整合フィルタ・ベースで実装す ると、複雑性が大幅に低減化し、実装コストが削減化し、物理的容積が縮小化し 、電力消費量が節減化し、実装時間が短縮化し、パフォーマンスが向上するとい う利点が得られる。 ある組の乗算器および関連の加算器ツリーは除去することが可能である。残り の組の乗算器および関連の加算器ツリーの入力に現われた信号を２つのマルチプ レクサから入力すると、各マルチプレクサは同相または直角位相信号レジスタの どちらかを、乗算器／加算器ツリー構造に接続する働きをすることができる。こ のような実装によると、２マルチプレクサの複雑性が増加するが、組のマルチプ レクサと加算器ツリーに関連する複雑性は低減するので、正味の複雑性は大幅に 低減することになる。 プログラマブル整合フィルタはディジタル信号プロセッサであり、その出力が 関心事となるのは、着信信号の関心のある部分が完全にロードされたときの瞬時 においてだけであり、他の時間には関心事とはならない。この実装例では、プロ グラマブル整合フィルタのサイズは約２５０ステージであるので、受信拡散スペ クトル信号の入力サンプルをロードするには２５０クロック・サイクルが必要に なる。その出力が関心事となるのは１または２クロック・サイクルの間だけであ り、約２４８の残りのクロック・サイクルでは関心事とはならない。従って、回 路はこれらの２４８クロック・サイクルの間に再使用することができる。２また はそれ以上の信号、つまり、Ｎ個の信号は同じ整合フィルタを利用することがで きるが、これらの信号が位相的に一列に並んでいないこと、従って、出力が時間 的に互い違いになっていることが条件である。Ｎ＝５個の信号が同じ整合フィル タを使用しなければならない場合、これらの信号は約４５クロック・サイクルだ け互い違いにすることができるので、整合フィルタはいくつかの方法で動作させ ることができる。例えば、次のように動作させることができる。 １．クロック・サイクル５からスタートして、プログラマブル整合フィルタに は第１信号に対応する参照がロードされる。第１信号に起因する出力は５０番目 と５１番目のクロック・サイクルの期間に現れる。 ２．クロック・サイクル５５からスタートして、プログラマブル整合フィルタ には第２信号に対応する参照がロードされる。第２信号に起因する出力は１００ 番目と１０１番目のクロック・サイクルの期間に現れる。 ３．クロック・サイクル１０５からスタートして、プログラマブル整合フィル タには第３信号に対応する参照がロードされる。第３信号に起因する出力は１５ ０番目と１５１番目のクロック・サイクルの期間に現れる。 ４．クロック・サイクル１５５からスタートして、プログラマブル整合フィル タには第４信号に対応する参照がロードされる。第４信号に起因する出力は２０ ０番目と２０１番目のクロック・サイクルの期間に現れる。 ５．クロック・サイクル２０５からスタートして、プログラマブル整合フィル タには第５信号に対応する参照がロードされる。第５信号に起因する出力は２５ ０番目と２５１番目のクロック・サイクルの期間に現れる。 そのあと、サイクルは１つの整合フィルタだけを使用して第１、第２、第３、 第４および第５信号に起因する次の出力について繰り返される。実装の複雑性と サイズは８０％削減されるが、信号処理の利点は一定のままである。 この分野の精通者ならば理解されるように、本発明のスペクトル拡散整合フィ ルタ装置は、本発明の範囲または範囲を逸脱しない限り種々態様に変更すること が可能であり、本発明は請求の範囲および等価技術の範囲内に属するかぎり、ス ペクトル拡散整合フィルタ装置の種々変更と変形を包含するものである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．パイロット・ビット・シーケンス信号をパイロット・チップ・シーケンス信 号と一緒に拡散スペクトル処理することによって生成されたパイロット拡散スペ クトル・チャネルと、データ・ビット・シーケンス信号をデータ・ビット・シー ケンス信号と一緒に拡散スペクトル処理することによって生成されたデータ拡散 スペクトル・チャネルとをもつ受信拡散スペクトル信号に対する拡散スペクトル 受信装置の一部として使用される拡散スペクトル整合フィルタ装置であって、 パイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカとデータ・チップ・シーケン ス信号のレプリカとを生成するコード手段と、 プログラマブル・インパルス応答がパイロット・チップ・シーケンス信号のレ プリカから設定されるとそれに応答して、パイロット拡散スペクトル・チャネル を受信拡散スペクトル信号からフィルタリングし、もって逆拡散パイロット・ビ ット・シーケンス信号として出力し、プログラマブル・インパルス応答がデータ ・チップ・シーケンス信号のレプリカから設定されるとそれに応答して、データ 拡散スペクトル・チャネルを受信拡散スペクトル信号からフィルタリングし、も って逆拡散データ・ビット・シーケンス信号として出力するプログラマブル整合 手段と、 パイロット・ビット・シーケンス信号に整合されたフレーム・インパルス応答 をもち、逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号をフィルタリングし、フレ ーム・インパルス応答に合致する逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号に 応答してピーク・パイロット・ビット・シーケンス信号を生成するフレーム整合 手段と、 前記プログラマブル整合手段と前記コード手段に結合されていて、ピーク・パ イロット相関信号に応答して、ピーク・パイロット相関信号から第１の時間遅延 を置いて、パイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカで前記プログラマブ ル整合手段を設定し、前記プログラマブル整合手段をパイロット・チップ・シー ケンス信号に整合させ、ピーク・パイロット相関信号に応答して、ピーク・パイ ロット相関信号から第２の時間遅延を置いて、データ・チップ・シーケンス信号 のレプリカで前記プログラマブル整合手段を設定し、前記プログラマブル整合手 段をデータ・チップ・シーケンス信号に整合させる制御手段と を備えていることを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 ２．請求項１に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、前記プログラ マブル整合手段は、 前記コード手段に結合されていて、同相プログラマブル・インパルス応答が前 記コード手段によって生成されたパイロット・チップ・シーケンス信号から設定 されるとそれに応答して、パイロット拡散スペクトル・チャネルの同相コンポー ネントをパイロット・ビット・シーケンス信号の逆拡散同相コンポーネントして 受信拡散スペクトル・チャネルから逆拡散し、同相プログラマブル・インパルス 応答が前記コード手段によって生成されたデータ・チップ・シーケンス信号から 設定されるとそれに応答して、データ拡散スペクトル・チャネルの同相コンポー ネントを逆拡散データ・ビット・シーケンス信号の逆拡散同相コンポーネントと して、受信拡散スペクトル信号から逆拡散する同相プログラマブル整合手段と、 前記コード手段に結合されていて、直角位相プログラマブル・インパルス応答 が前記コード手段によって生成されたパイロット・チップ・シーケンス信号から 設定されるとそれに応答して、パイロット拡散スペクトル・チャネルの直角位相 コンポーネントをパイロット・ビット・シーケンス信号の逆拡散直角位相コンポ ーネントして受信拡散スペクトル・チャネルから逆拡散し、直角位相プログラマ ブル・インパルス応答が前記コード手段によって生成されたデータ・チップ・シ ーケンス信号から設定されるとそれに応答して、データ拡散スペクトル・チャネ ルの直角位相コンポーネントを逆拡散データ・ビット・シーケンス信号の逆拡散 直角位相コンポーネントとして、受信拡散スペクトル信号から逆拡散する直角位 相プログラマブル整合手段と を含んでいることを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 ３．請求項２に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、前記フレーム 整合手段は、 パイロット・ビット・シーケンス信号の同相コンポーネントに整合された同相 フレーム・インパルス応答をもち、同相フレーム・インパルス応答に一致する逆 拡散パイロット・ビット・シーケンス信号に応答して同相ピーク・パイロット相 関信号を生成する同相フレーム整合手段と、 パイロット・ビット・シーケンス信号の直角位相コンポーネントに整合された 直角位相フレーム・インパルス応答をもち、直角位相フレーム・インパルス応答 に一致する逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号の直角位相コンポーネン トに応答して直角位相ピーク・パイロット相関信号を生成する直角位相フレーム 整合手段と を含んでいることを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 ４．請求項１に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、前記プログラ マブル整合手段に結合されていて、逆拡散データ・ビット・シーケンス信号を受 信データ・ビット・シーケンス信号として復調するデモジュレータ手段をさらに 含んでいることを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 ５．請求項２または３に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、前記 同相プログラマブル整合手段と前記直角位相プログラマブル整合手段とに結合さ れていて、逆拡散データ・ビット・シーケンス信号の逆拡散同相コンポーネント と逆拡散データ・ビット・シーケンス信号の逆拡散直角位相コンポーネントとを 受信データ・ビット・シーケンス信号として復調するデモジュレータ手段をさら に含んでいることを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 ６．請求項１または４に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、 前記プログラマブル整合手段は、パイロット・チップ・シーケンス信号のレプ リカとデータ・チップ・シーケンス信号のレプリカとによって設定されたプログ ラマブル・インパルス応答をもつプログラマブル・ディジタル整合フィルタを含 み、 前記フレーム整合手段は、パイロット・ビット・シーケンス信号に整合された フレーム・インパルス応答をもつフレーム・ディジタル整合フィルタを含む ことを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 ７．請求項２に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、 前記同相プログラマブル整合手段は、パイロット・チップ・シーケンス信号の レプリカとデータ・チップ・シーケンス信号のレプリカとによって設定された同 相プログラマブル・インパルス応答をもつ同相プログラマブル・ディジタル整合 フィルタを含み、 前記直角位相プログラマブル整合手段は、パイロット・データ・シーケンス信 号のレプリカとデータ・チップ・シーケンス信号のレプリカとによって設定され た直角位相インパルス応答をもつ直角位相プログラマブル・ディジタル整合フィ ルタを含む ことを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 ８．請求項３に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、 前記同相フレーム整合手段は、パイロット・ビット・シーケンス信号の同相コ ンポーネントに整合された同相フレーム・インパルス応答をもつ同相フレーム・ ディジタル整合フィルタを含み、 前記直角位相フレーム整合手段は、パイロット・ビット・シーケンス信号の直 角位相コンポーネントに整合された直角位相フレーム・インパルス応答をもつ直 角位相フレーム・ディジタル整合フィルタを含む ことを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 ９．受信拡散スペクトル信号についてプログラマブル整合フィルタおよびフレー ム整合フィルタを拡散スペクトル受信装置と共に使用する方法であって、受信拡 散スペクトル信号は、パイロット・ビット・シーケンス信号をパイロット・チッ プ・シーケンス信号と一緒に拡散スペクトル処理することによって生成されたパ イロット拡散スペクトル・チャネルと、データ・ビット・シーケンス信号をデー タ・チップ・シーケンス信号と一緒に拡散スペクトル処理することによって生成 されたデータ拡散スペクトル・チャネルとをもつものにおいて、 パイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカを生成するステップと、 データ・チップ・シーケンス信号のレプリカを生成するステップと、 ピーク・パイロット相関信号に応答して、パイロット制御信号を生成するステ ップと、 パイロット制御信号に応答して、およびパイロット・チップ・シーケンス信号 のレプリカを使用して、前記プログラマブル整合フィルタをパイロット・チップ ・シーケンス信号に整合されたプログラマブル・インパルス応答をもつように設 定するように前記プログラマブル整合フィルタをプログラミングするステップと 、 受信拡散スペクトル信号からのパイロット拡散スペクトル・チャネルを逆拡散 パイロット・ビット・シーケンス信号として、パイロット・チップ・シーケンス 信号に整合されたプログラマブル整合フィルタを使用して逆拡散するステップと 、 パイロット・ビット・シーケンス信号に整合されたフレーム・インパルス応答 をもつ前記フレーム整合フィルタを使用して、逆拡散パイロット・ビット・シー ケンス信号をフィルタリングするステップと、 フレーム整合フィルタのフレーム・インパルス応答に整合する逆拡散パイロッ ト・ビット・シーケンス信号に応答して、ピーク・パイロット相関信号を、フィ ルタリングした逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号から生成するステッ プと、 ピーク・パイロット相関信号に応答して、パイロット制御信号から時間遅延を 置いてデータ制御信号を生成するステップと、 データ制御信号に応答して、およびデータ・チップ・シーケンス信号のレプリ カに使用して、データ・チップ・シーケンス信号に整合されたプログラマブル・ インパルス応答をもつように前記プログラマブル整合フィルタをプログラミング するステップと、 受信拡散スペクトル信号からのデータ拡散スペクトル・チャネルを逆拡散デー タ・ビット・シーケンス信号として、データ・チップ・シーケンス信号に整合さ れたプログラマブル整合フィルタを使用して逆拡散するステップと を備えていることを特徴とする方法。 １０．請求項９に記載の方法において、受信拡散スペクトル信号からパイロット 拡散スペクトル信号を逆拡散するステップは、さらに、 パイロット拡散スペクトル・チャネルの同相コンポーネントを逆拡散パイロッ ト・ビット・シーケンス信号の逆拡散同相コンポーネントとして、受信拡散スペ クトル信号から逆拡散するステップと、 パイロット拡散スペクトル・チャネルの直角位相コンポーネントを逆拡散パイ ロット・ビット・シーケンス信号の逆拡散直角位相コンポーネントとして、受信 拡散スペクトル信号から逆拡散するステップと を含むことを特徴とする方法。 １１．請求項９または１０に記載の方法において、データ拡散スペクトル・チャ ネルを逆拡散するステップは、さらに、 データ拡散スペクトル・チャネルの同相コンポーネントを逆拡散データ・ビッ ト・シーケンス信号の逆拡散同相コンポーネントとして、受信拡散スペクトル信 号から逆拡散するステップと、 データ拡散スペクトル・チャネルの直角位相コンポーネントを逆拡散データ・ ビット・シーケンス信号の逆拡散直角位相コンポーネントとして、受信拡散スペ クトル信号から逆拡散するステップと を含むことを特徴とする方法。 １２．請求項１０に記載の方法において、逆拡散パイロット・ビット・シーケン ス信号をフィルタリングするステップは、さらに、 同相フレーム・インパルス応答に一致する逆拡散パイロット・ビット・シーケ ンス信号の逆拡散同相コンポーネントに応答して、同相ピーク・パイロット相関 信号を生成するステップと、 直角位相フレーム・インパルス応答に一致する逆拡散パイロット・ビット・シ ーケンス信号の逆拡散直角位相コンポーネントに応答して、直角位相ピーク・パ イロット相関信号を生成するステップと を含むことを特徴とする方法。 １３．請求項９に記載の方法において、逆拡散データ・ビット・シーケンス信号 を受信データ・ビット・シーケンス信号として復調するステップをさらに含むこ とを特徴とする方法。 １４．請求項１０に記載の方法において、逆拡散データ・ビット・シーケンス信 号の同相コンポーネントと逆拡散データ・ビット・シーケンス信号の直角位相コ ンポーネントとを受信データ・ビット・シーケンス信号として復調するステップ をさらに含むことを特徴とする方法。 １５．パイロット・ビット・シーケンス信号をパイロット・チップ・シーケンス 信号と一緒に拡散スペクトル処理することによって生成されたパイロット拡散ス ペクトル・チャネルと、データ・ビット・シーケンス信号をデータ・ビット・シ ーケンス信号と一緒に拡散スペクトル処理することによって生成されたデータ拡 散スペクトル・チャネルとをもつ受信拡散スペクトル信号に対する拡散スペクト ル受信装置と一緒に使用される拡散スペクトル整合フィルタ装置であって、 パイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカとデータ・チップ・シーケン ス信号のレプリカとを生成するコード・ジェネレータと、 プログラマブル・インパルス応答がパイロット・チップ・シーケンス信号のレ プリカから設定されるとそれに応答して、パイロット拡散スペクトル・チャネル を受信拡散スペクトル信号からフィルタリングし、もって逆拡散パイロット・ビ ット・シーケンス信号を出力し、プログラマブル・インパルス応答がデータ・チ ップ・シーケンス信号のレプリカから設定されるとそれに応答して、データ拡散 スペクトル・チャネルを受信拡散スペクトル信号からフィルタリングし、もって 逆拡散データ・ビット・シーケンス信号を出力するプログラマブル整合手段 と、 パイロット・ビット・シーケンス信号に整合されたフレーム・インパルス応答 をもち、逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号をフィルタリングし、フレ ーム・インパルス応答に一致する逆拡散パイロット・ビット・シーケンス信号に 応答してピーク・パイロット・ビット・シーケンス信号を生成するフレーム整合 フィルタと、 前記プログラマブル整合手段と前記コード・ジェネレータに結合されていて、 ピーク・パイロット相関信号に応答して、パイロット・チップ・シーケンス信号 のレプリカを使用して前記プログラマブル整合手段を設定し、前記プログラマブ ル整合手段をパイロット・チップ・シーケンス信号に整合させ、ピーク・パイロ ット相関信号に応答して、前記コード・ジェネレータからのピーク・パイロット 相関信号から時間遅延を置いて、データ・チップ・シーケンス信号のレプリカで 前記プログラマブル整合手段を設定し、前記プログラマブル整合手段をデータ・ チップ・シーケンス信号に整合させる制御手段と を備えていることを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 １６．請求項１５に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、前記プロ グラマブル整合手段は、さらに、 前記コード・ジェネレータに結合されていて、前記コード・ジェネレータによ って生成されたパイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカに応答してパイ ロット拡散スペクトル・チャネルの同相コンポーネントをパイロット・ビット・ シーケンス信号の逆拡散同相コンポーネントとして、受信拡散スペクトル信号か ら逆拡散し、前記コード・ジェネレータによって生成されたデータ・チップ・シ ーケンス信号のレプリカに応答して、データ拡散スペクトル・チャネルの同相コ ンポーネントを逆拡散データ・ビット・シーケンス信号の逆拡散同相コンポーネ ントとして、受信拡散スペクトル信号から逆拡散する同相プログラマブル・ディ ジタル整合フィルタと、 前記コード・ジェネレータに結合されていて、前記コード・ジェネレータによ って生成されたパイロット・チップ・シーケンス信号のレプリカに応答して、 パイロット拡散スペクトル・チャネルの直角位相コンポーネントをパイロット・ ビット・シーケンス信号の逆拡散直角位相コンポーネントとして、受信拡散スペ クトル信号から逆拡散し、前記コード・ジェネレータによって生成されたデータ ・チップ・シーケンス信号のレプリカに応答して、データ拡散スペクトル・チャ ネルの直角位相コンポーネントを逆拡散データ・ビット・シーケンス信号の逆拡 散直角位相コンポーネントとして、受信拡散スペクトル信号から逆拡散する直角 位相プログラマブル・ディジタル整合フィルタと を含むことを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 １７．請求項１６に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、前記フレ ーム整合フィルタは、 パイロット・ビット・シーケンス信号の同相コンポーネントに整合された同相 インパルス応答をもち、同相インパルス応答に一致する逆拡散パイロット・ビッ ト・シーケンス信号の同相コンポーネントに応答して同相ピーク・パイロット相 関信号を生成する同相フレーム・ディジタル整合フィルタと、 パイロット・ビット・シーケンス信号の直角位相コンポーネントに整合された 直角位相インパルス応答をもち、直角位相インパルス応答に一致する逆拡散パイ ロット・ビット・シーケンス信号の直角位相コンポーネントに応答して直角位相 ピーク・パイロット相関信号を生成する同相フレーム・ディジタル整合フィルタ と を含むことを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 １８．請求項１５に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において、前記プロ グラマブル整合手段に結合されていて、逆拡散データ・ビット・シーケンス信号 を受信データ・ビット・シーケンスとして復調するデモジュレータをさらに含ん でいることを特徴とする拡散スペクトル整合フィルタ装置。 １９．請求項１６または１７に記載の拡散スペクトル整合フィルタ装置において 、前記同相プログラマブル・ディジタル整合フィルタと前記直角位相プログラ マブル・ディジタル整合フィルタとに結合されていて、逆拡散データ・ビット・ シーケンス信号の逆拡散同相コンポーネントと逆拡散データ・ビット・シーケン ス信号の逆拡散直角位相コンポーネントとを受信データ・ビット・シーケンス信 号として復調するデモジュレータをさらに含んでいることを特徴とする拡散スペ クトル整合フィルタ装置。