JPH11230843A - センサ装置 - Google Patents
センサ装置Info
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- JPH11230843A JPH11230843A JP10035813A JP3581398A JPH11230843A JP H11230843 A JPH11230843 A JP H11230843A JP 10035813 A JP10035813 A JP 10035813A JP 3581398 A JP3581398 A JP 3581398A JP H11230843 A JPH11230843 A JP H11230843A
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Abstract
回路を備えたものでありながら、検出精度の向上を図る
こと。 【解決手段】 基準電圧発生回路5からの基準信号S
a、温度検出用ブリッジ回路4からの温度信号St、圧
力検出用ブリッジ回路3からの検出信号Sdは、アナロ
グマルチプレクサ6を通じて時分割処理され、それらの
信号Sd、St及びSaが差動増幅回路8により順次増
幅された後にA/D変換回路9によりデジタルデータに
変換される動作が周期的に行われる。このとき、制御ブ
ロック7は、A/D変換回路9による各信号Sd、St
及びSaの変換動作に先立って、A/D変換回路9内の
リングゲート遅延回路10に対し、基準信号Saを電源
電圧として与えた状態で当該リングゲート遅延回路10
にパルス信号PAを所定時間(例えば0.5秒)だけ継
続して与えるというアイドリング動作を行わせる。
Description
アナログ量の検出信号をA/D変換回路を通じてデジタ
ルデータに変換する構成としたセンサ装置に関する。
出圧力に応じた電圧レベルの検出信号を発生するセンサ
回路と、このセンサ回路からの検出信号を増幅する増幅
回路と、この増幅回路により増幅された検出信号をデジ
タルデータに変換するA/D変換回路とを組み合わせて
構成されたものが提供されている。このような装置で
は、A/D変換回路による変換速度を高めること、並び
に小型化が要求されており、このような要求を満たすた
めに、例えば特開平5−259907号公報に見られる
ようなリングゲート遅延回路を含んで構成されたA/D
変換回路を利用することが考えられている。具体的に
は、このA/D変換回路は、反転動作時間が電源電圧に
応じて変化する複数個の反転回路(NANDゲート及び
インバータ)をリング状に連結して成るリングゲート遅
延回路を含んで構成されており、変換対象の電圧信号が
上記リングゲート遅延回路に電源電圧として与えられた
各状態で当該リングゲート遅延回路にパルス信号が入力
されたときのパルス信号周回数に基づいて、上記電圧信
号をデジタルデータに変換するようになっている。
を利用したA/D変換回路にあっては、非常に高速で分
解能が高いという利点があるが、そのリングゲート遅延
回路自体は、熱などの外乱要因に敏感であるという事
情、具体的には、これを構成する回路素子が冷えている
状態では、パルス信号が入力されたときのパルス信号周
回速度が相対的に速くなるという事情がある。このた
め、上記のようなA/D変換回路の動作開始当初、つま
りリングゲート遅延回路が熱的に安定していない期間に
は、A/D変換値が不正確になるという不具合がある。
特に、電池駆動とする場合のように、A/D変換動作を
間欠的に行うことによって省電力化を図る構成が採用さ
れたときには、そのA/D変換動作のインターバル時間
が変化する場合や、雰囲気温度が異なる場合などにおい
て、変換動作開始時点でのリングゲート遅延回路の温度
が変動することになるため、動作開始当初のA/D変換
値と、リングゲート遅延回路が熱的に安定した状態での
A/D変換値とが大きく異なることになり、結果的に、
A/D変換特性が不安定になって検出精度が低下すると
いう問題点が出てくる。
あり、その目的は、センサ回路による検出信号をデジタ
ルデータに変換するためのA/D変換回路を設ける場合
において、その変換速度の向上並びに小型化を図るため
にリングゲート遅延回路を利用する構成のものでありな
がら、安定したA/D変換特性を得ることができて検出
精度の向上を実現できるセンサ装置を提供することにあ
る。
に請求項1記載の手段を採用できる。この手段によれ
ば、センサ回路から出力される検出信号、つまり被検出
物理量に応じた電圧レベルの検出信号は、増幅手段によ
り増幅された後に、A/D変換回路内のリングゲート遅
延回路に電源電圧として与えられる。A/D変換回路
は、このように電源電圧が与えられた状態でリングゲー
ト遅延回路にパルス信号が入力されたときのパルス信号
周回数に基づいて、上記検出信号を被検出物理量を示す
デジタルデータに変換する動作を行う。但し、上記のよ
うなA/D変換回路による変換動作の開始前には、制御
手段が、リングゲート遅延回路に電源電圧を与えた状態
で当該リングゲート遅延回路にパルス信号を所定時間だ
け継続して与えるというアイドリング動作を行わせるよ
うになる。
おいて、リングゲート遅延回路が熱的に安定した状態を
呈するようになるから、その後に行われる前記変換動作
により得られるデジタルデータが従来構成のように不正
確になる恐れがなくなるものであり、従って、このよう
に安定したA/D変換特性が得られる結果、物理量の検
出精度が向上することになる。また、リングゲート遅延
回路を利用したA/D変換回路にあっては、その変換速
度の大幅な向上並びに小型化を実現できるものである。
ルチプレクサが、センサ回路からの検出信号、基準電圧
発生回路からの基準信号、検出回路からの温度信号を選
択的に通過させるようになる。増幅手段は、アナログマ
ルチプレクサから順次出力される信号を増幅するように
なり、ここで増幅された検出信号、温度信号及び基準信
号は、A/D変換回路内のリングゲート遅延回路に電源
電圧として与えられ、これに応じて当該A/D変換回路
によりデジタルデータに変換される。尚、この変換動作
前には、前述したアイドリング動作が同様に行われるた
め、そのデジタルデータが正確なものとなる。信号処理
手段は、A/D変換回路により変換されたデジタルデー
タに基づいた演算処理を行うことにより、前記検出信号
に応じた物理量検出値を前記温度信号及び基準信号によ
り補正した状態で算出するようになる。
をアナログマルチプレクサを通じて時分割処理すると共
に、それらの信号に対応した複数種類のデジタルデータ
を同一の増幅手段及びA/D変換回路を用いて採取し、
斯様に採取したデジタルデータに基づいた補正演算(デ
ジタル演算)により、感度などに対する温度補償を施し
た精度が高い物理量検出値が得られるようになる。
装置に適用した一実施例について図面を参照しながら説
明する。全体の電気的構成を示す図1において、本実施
例による半導体圧力センサ装置は、圧力検出用のセンサ
部1と、このセンサ部1からの出力を処理するための信
号処理部2とを備えた構成となっており、これらセンサ
部1及び信号処理部2は、異なる半導体チップ上に分離
した状態で形成されている。
導体チップ(例えばシリコン単結晶基板)を利用して形
成されたもので、圧力検出用ブリッジ回路3(本発明で
いうセンサ回路に相当)と、この圧力検出用ブリッジ回
路3の温度を検出するための温度検出用ブリッジ回路4
(本発明でいう温度検出回路に相当)とにより構成され
ている。
は、半導体チップに設けたダイヤフラム上に拡散抵抗に
より形成した抵抗素子Rd1、Rd2、Rd3、Rd4を図示の
ようにフルブリッジ接続して成るもので、印加圧力の増
大に応じて各抵抗素子Rd1、Rd2、Rd3、Rd4の抵抗値
が図1に矢印で示す態様(上向きの矢印は抵抗値が増加
することを示し、下向きの矢印は抵抗値が減少すること
を示す)で変化する構成となっている。また、圧力検出
用ブリッジ回路3の入力端子P1及びP2間には、定電
圧電源端子+Vccから一定電圧が印加されるようになっ
ている。
の出力端子Q1(抵抗素子Rd1及びRd2の共通接続点)
の電位は印加圧力の増大に応じて上昇し、また、他方の
出力端子Q2(抵抗素子Rd3及びRd4の共通接続点)の
電位は印加圧力の増大に応じて低下するものであり、出
力端子Q1及びQ2間からは、印加圧力に応じた電圧レ
ベルの検出信号Sdが出力されることになる。尚、上記
検出信号Sdは、圧力検出用ブリッジ回路3の温度にも
依存して変動するものであり、斯様な温度ドリフト除去
用のデータを得るために前記温度検出用ブリッジ回路4
が設けられている。
抗(温度係数は1500〜1700ppm/℃程度)により
形成された感温抵抗素子Rt1、Rt2と、温度係数が零に
近い材料である例えばCrSiにより形成された抵抗素
子Rc1、Rc2とを図示のようにフルブリッジ接続するこ
とにより構成されている。また、温度検出用ブリッジ回
路4の入力端子P3及びP4間にも、定電圧電源端子+
Vccから一定電圧が印加されるようになっている。
の出力端子Q3(感温抵抗素子Rt1及び抵抗素子Rc1の
共通接続点)の電位は検出温度の上昇に応じて上昇し、
また、他方の出力端子Q4(感温抵抗素子Rt2及び抵抗
素子Rc2の共通接続点)の電位は検出温度の低下に応じ
て低下するものであり、出力端子Q3及びQ4間から
は、圧力検出用ブリッジ回路3の温度に応じた電圧レベ
ルの温度信号Stが出力されることになる。
上に以下に述べるような各回路要素を形成した構成とな
っている。基準電圧発生回路5は、拡散抵抗により形成
した抵抗素子Ra1及びRa2を備えたもので、それら抵抗
素子Ra1及びRa2の直列回路を定電圧電源端子+Vcc及
びグランド端子間に接続した構成となっている。この場
合、抵抗素子Ra1及びRa2の温度係数は厳密に一致する
ものであり、従って、基準電圧発生回路5の出力端子Q
5(抵抗素子Ra1及びRa2の共通接続点)からは、前記
圧力検出用ブリッジ回路3に作用する圧力(被検出圧
力)及び当該ブリッジ回路3の温度と無関係に一定の電
圧レベルとなる基準信号Saが出力されることになる。
尚、この基準電圧発生回路5は、前記センサ部1側の半
導体チップ上に形成することも可能である。
出用ブリッジ回路3からの検出信号Sd、温度検出用ブ
リッジ回路4からの温度信号St、基準電圧発生回路5
からの基準信号Saを、後述する制御ブロック7(本発
明でいう制御手段に相当)から与えられるセレクト信号
に基づいて選択出力するためのものである。
発明でいう増幅手段に相当)は、オペアンプ8a、8b
及び抵抗8c、8d、8eを組み合わせて成る周知構成
のもので、前記アナログマルチプレクサ6から順次出力
される信号を増幅してA/D変換回路9に与えるように
なっている。この場合、差動増幅回路8には、その増幅
出力電圧を持ち上げるための定電圧電源8f及び抵抗8
gが付随して設けられている。尚、差動増幅回路8の電
源は、前記定電圧電源端子+Vccから与えられるように
なっている。
えば特開平5−259907号公報に記載されたA/D
変換回路と同様構成のものであり、詳細には図示しない
が、反転動作時間が電源電圧に応じて変化するNAND
ゲート10a(本発明でいう反転回路に相当)と、同じ
く反転動作時間が電源電圧に応じて変化する偶数個のイ
ンバータ10b(同じく本発明でいう反転回路に相当)
とをリング状に連結して成るリングゲート遅延回路10
(以下の説明では、リングゲート遅延回路をRGD(Ri
ng Gate Delay )と略称する)、このRGD10内での
パルス信号の周回数をカウントするための周回数カウン
タ11、この周回数カウンタ11の計数値を上位ビット
とし、且つRGD10内の各インバータ10bの出力を
下位ビットとして格納するためのスタックメモリ12な
どを含んで構成されている。
変換原理の大略は以下の通りである。即ち、RGD10
内のNANDゲート10aに対し、図2に示すようなパ
ルス信号PAを与えると、NANDゲート10a及び各
インバータ10bがその電源電圧に応じた速度で逐次的
に反転動作を開始して、そのパルス信号PAの入力期間
中は信号周回動作が継続して行われるものであり、斯様
なパルス信号周回数を示す二進数のデジタルデータが、
スタックメモリ12に対しリアルタイムで与えられるこ
とになる。この後、図2に示すように、一定のサンプリ
ング周期Δt(例えば〜100μ秒)を得るためのパル
ス信号PBの立上がり毎にスタックメモリ12をラッチ
すれば、そのスタックメモリ12内の各ラッチデータの
差に基づいて、NANDゲート10a及びインバータ1
0bに与えられている電源電圧を二進数のデジタルデー
タに変換した値が得られるようになる。
10a及びインバータ10bには、前記差動増幅回路8
から電源電圧が与えられる構成となっている。従って、
A/D変換回路9にあっては、差動増幅回路8からの出
力信号、つまり、アナログマルチプレクサ6を通じて選
択出力される検出信号Sd、温度信号St及び基準信号
Saをデジタルデータに変換することになる。
よる変換データのうち、検出信号Sdに対応したデジタ
ルデータを圧力情報D、温度信号Stに対応したデジタ
ルデータを温度情報T、基準信号Saに対応したデジタ
ルデータを基準情報Aと呼ぶことにする。
回路3に対する印加圧力Pとの間には次式のような関
係がある。 D={(ct+d)×P+et+f}×β(t) …… 但し、t:圧力検出用ブリッジ回路3の温度 c:圧力検出用ブリッジ回路3の感度の温度係数 d:圧力検出用ブリッジ回路3の室温感度 e:圧力検出値のオフセットの温度係数 f:圧力検出値の室温オフセット値 また、β(t)は、差動増幅回路8の温度特性やRGD
10の遅延時間の温度特性などに依存した非線形項であ
り、これが圧力検出値の精度劣化の要因となるものであ
る。
必要であり、また、非線形の係数であるβ(t)を除去
する必要がある。このため、温度検出用ブリッジ回路4
を通じて温度情報Tを得ると共に、基準電圧発生回路5
を通じて基準情報Aを得るようにしている。
ジ回路3の温度tとの間には次式のような関係が存在
するものである。 T=(at+b)×β(t) …… 但し、a:温度検出値の温度係数 b:温度検出値の室温オフセット値
回路3に作用する圧力及び温度と無関係に一定の電圧レ
ベルとなる基準信号Saを、差動増幅回路8により増幅
し且つA/D変換回路9によりデジタル変換したデータ
であるから、次式が成立することになる。 A=β(t) ……
と、非線形項β(t)が削除された状態の次式が得ら
れる。 P={(T/A−b)×(−e/a)+D/A−f} /{(T/A−b)×c/a+d} …… EPROM13には、式に基づいた圧力Pの演算に必
要な係数a、b、c、d、e、fが補正係数として予め
記憶されている。
手段に相当)は、上記式を利用した圧力Pの演算を、
制御ブロック7からの指令を受けて行うものであり、そ
の演算時には、スタックメモリ12から読み出した圧力
情報D、温度情報T及び基準情報A、並びにEPROM
13から読み出した補正係数(a、b、c、d、e、
f)を使用する構成となっている。そして、補正演算回
路14による演算結果は、センサ部1による検出圧力を
示す圧力データとしてI/Oブロック15から出力され
る。
御内容が概略的に示されており、以下これについて関連
した作用と共に説明する。即ち、制御ブロック7は、ま
ず、アナログマルチプレクサ6に対して、基準電圧発生
回路5からの基準信号Saを選択するためのセレクト信
号を出力する(ステップS1)。すると、差動増幅回路
8から上記基準信号Saを増幅した電圧信号が出力され
るようになり、この電圧信号がA/D変換回路9内のR
GD10に対しA/D変換対象信号として印加されるよ
うになる。
Aを出力した状態で、所定のアイドリング時間である例
えば0.5秒だけ待機する(ステップS1、S2)。つ
まり、図2に示す時刻t0から0.5秒が経過した時刻
t1までの期間は、RGD10に対し、前記基準信号S
aを増幅した電圧信号を電源電圧として与えた状態で、
当該RGD10にパルス信号PAを所定時間(0.5
秒)だけ継続して与えるというアイドリング動作が行わ
れることになる。
き(パルス信号PAの出力開始後に0.5秒が経過した
時刻t1に至ったとき)には、パルス信号PA及びPB
の出力制御ルーチンS4を実行する。このルーチンS4
では、図2に示す時刻t1〜t2の期間中においてパル
ス信号PAを引き続き出力すると共に、その時刻t1後
においてパルス信号PBを図2に示すようなタイミング
(具体的には、時刻t1〜t2の期間において4回立ち
上がる状態)で出力する。
において、RGD10内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号PBの立上がり毎にスタックメ
モリ12がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差(例えば3回目の立ち上がりと4回目の立ち上がり
における各ラッチデータの差)に基づいて、差動増幅回
路8からの電圧信号(基準信号Saを増幅した電圧信
号)に応じたデジタルデータが基準情報Aとして得られ
るようになる。
S4の実行に応じて基準情報Aを取り込んだ後には、ア
ナログマルチプレクサ6に対して、基準電圧発生回路5
からの温度信号Stを選択するためのセレクト信号を出
力する(ステップS5)。すると、差動増幅回路8から
上記温度信号Stを増幅した電圧信号が出力されるよう
になり、この電圧信号が、A/D変換回路9内のRGD
10に対しA/D変換対象信号として印加されるように
なる。
A及びPBの出力制御ルーチンS6を実行する。このル
ーチンS6では、図2に示す時刻t3〜t4の期間中に
おいてパルス信号PAを出力すると共に、その時刻t3
後においてパルス信号PBを図2に示すようなタイミン
グで出力する。
において、RGD10内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号PBの立上がり毎にスタックメ
モリ12がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差に基づいて、差動増幅回路8からの電圧信号(温度
信号Stを増幅した電圧信号)に応じたデジタルデータ
が温度情報Tとして得られるようになる。
S6の実行に応じて温度情報Tを取り込んだ後には、ア
ナログマルチプレクサ6に対して、基準電圧発生回路5
からの検出信号Sdを選択するためのセレクト信号を出
力する(ステップS7)。すると、差動増幅回路8から
上記検出信号Sdを増幅した電圧信号が出力されるよう
になり、この電圧信号が、A/D変換回路9内のRGD
10に対しA/D変換対象信号として印加されるように
なる。
A及びPBの出力制御ルーチンS8を実行する。このル
ーチンS8では、図2に示す時刻t5〜t6の期間中に
おいてパルス信号PAを出力すると共に、その時刻t5
後においてパルス信号PBを図2に示すようなタイミン
グで出力する。
において、RGD10内で信号周回動作が継続して行わ
れると共に、パルス信号PBの立上がり毎にスタックメ
モリ12がラッチされるものであり、そのラッチデータ
の差に基づいて、差動増幅回路8からの電圧信号(検出
信号Sdを増幅した電圧信号)に応じたデジタルデータ
が圧力情報Dとして得られるようになる。
ーチンS4、S6、S8の実行時において、スタックメ
モリ12からラッチデータの差に基づいたデジタルデー
タを3回取り込むことができるから、それらを平均化し
た値をデジタルデータ(基準情報A、温度情報T及び圧
力情報D)として得る構成とすることもできる。
S8の実行後には、補正演算回路14に対して演算指令
を出力する(ステップS9)。すると、補正演算回路1
4にあっては、スタックメモリ12から読み出した圧力
情報D、温度情報T及び基準情報A、並びにEPROM
13から読み出した補正係数(a、b、c、d、e、
f)を使用して、前記式の演算を行うものであり、そ
の演算結果を、センサ部1による検出圧力を示す圧力デ
ータとしてI/Oブロック15から出力するようにな
る。
間が経過するまで待機し(ステップS10)、当該待機
時間が経過したときにステップS1へ戻るようになる。
従って、一連の圧力検出動作(S1〜S9)は、上記待
機時間が経過する毎に周期的に行われることになる。
信号Sd、温度信号St及び基準信号Saをアナログマ
ルチプレクサ6を通じて時分割処理すると共に、それら
の信号Sd、St及びSaに対応した各デジタルデータ
(圧力情報D、温度情報T、基準情報A)を同一の差動
増幅回路8及びA/D変換回路9を用いて採取し、斯様
に採取したデジタルデータを利用した式の補正演算
(デジタル演算)を行う構成としており、これによっ
て、感度やオフセットなどに対する温度補償を施した精
度の高い圧力検出値を得ることができるものである。
/D変換回路9による基準信号Sa、温度信号St及び
検出信号Sdの変換動作の開始前には、制御ブロック7
が、RGD10に対し検出信号Saを電源電圧として与
えた状態で当該RGD10にパルス信号PAを所定時間
(0.5秒)だけ継続して与えるというアイドリング動
作を行わせる構成ととなっている。このため、上記アイ
ドリング動作期間中において、RGD10が熱的に安定
した状態を呈するようになるから、その後に行われる前
記A/D変換動作により得られるデジタルデータが従来
構成のように不正確になる恐れがなくなるものであり、
以て安定したA/D変換特性が得られるようになる。こ
の結果、最終的に得られる圧力検出値の精度をさらに高
め得るようになる。
温度は、その動作に応じて図4に示すように変化すると
考えられる。つまり、上記回路素子の温度は、RGD1
0の動作開始時において当該回路素子が発熱源となって
急激な温度上昇を来たすが、その動作停止後には自然冷
却により徐々に温度低下すると考えられる。このため、
A/D変換回路9によるA/D変換動作の待機時間が変
化する場合や、雰囲気温度が異なる場合などにおいて、
変換動作開始時点でのRGD10の温度が変動すること
になるため、A/D変換動作の開始当初におけるのデジ
タルデータと、RGD10が熱的に安定した状態でのデ
ジタルデータとが大きく異なることになるが、上述した
ようなアイドリング動作を行うようにした本実施例によ
れば、このような事態を招くことがないものである。
換回路9を初期状態から動作(コールドスタート)させ
た場合において、そのA/D変換値(デジタルデータ)
が時間の経過に応じてどのように変化するかを測定した
結果が示されている。この図5からは、アイドリング時
間を500μ秒(0.5秒)以上に設定すれば、A/D
変換回路9により得られるA/D変換値が安定した状態
になっていることが分かる。
利用したA/D変換回路9にあっては、変換速度の大幅
な向上(つまりサンプリング時間の大幅な短縮)を実現
できると共に、その小型化ひいては装置全体の小型化を
実現できるようになる。
記式からは、T/A及びD/Aの値を一定に保持でき
れば所謂耐久変動による影響を無視できるということが
理解できる。この場合、本実施例では、式の演算に供
するために最終的に圧力情報D、温度情報T及び基準情
報Aに変換される検出信号Sd、温度信号St及び基準
信号Saは、全て同じアナログ回路(アナログマルチプ
レクサ6、差動増幅回路8、A/D変換回路9)を通過
する構成であるから、その信号伝送系統での回路定数の
変動に起因した各信号のドリフト成分が互いにキャンセ
ルされることになって、上記T/A及びD/Aが経時変
化することがなくなる。この結果、耐久変動による影響
を除去できるようになって、圧力検出値の精度を長期間
に渡って良好な状態に維持できるようになる。
実現するためには、差動増幅回路8として増幅能力が高
い大型のものを使用することになるが、当該差動増幅回
路8は、検出信号Sd、温度信号St及び基準信号Sa
の増幅用に兼用する構成となっているから、多数の差動
増幅回路を設ける必要がなくなるものであり、この面か
らも全体の小型化を実現できるようになる。
ものではなく、次のような変形または拡張が可能であ
る。半導体圧力センサ装置に適用した例を説明したが、
加速度、磁束、湿度などの他の物理量を検出するための
センサ装置に広く適用することができる。A/D変換回
路9内のRGD10は、基本的な構成例を示したもので
あり、これと異なる構成のRGDを設けることもでき
る。RGD10のアイドリング動作時には、当該RGD
10に対して、基準信号Saを電源電圧として与える構
成としたが、他の信号(検出信号Sd、温度信号St)
或いは当該アイドリング動作のための専用の電圧信号を
電源電圧として与える構成とすることも可能である。ま
た、アイドリング動作の継続時間は、実際の回路状態に
応じて適宜に変更設定できるものである。
ート
特性図
ジ回路(センサ回路)、4は温度検出用ブリッジ回路
(温度検出回路)、5は基準電圧発生回路、6はアナロ
グマルチプレクサ、7は制御ブロック(制御手段)、8
は差動増幅回路(増幅手段)、9はA/D変換回路、1
0はリングゲート遅延回路、10aはNANDゲート
(反転回路)、10bはインバータ(反転回路)、11
は周回数カウンタ、12はスタックメモリ、14は補正
演算回路(信号処理手段)を示す。
Claims (3)
- 【請求項1】 被検出物理量に応じた電圧レベルの検出
信号を発生するセンサ回路と、 このセンサ回路からの検出信号を増幅する増幅手段と、 反転動作時間が電源電圧に応じて変化する複数個の反転
回路をリング状に連結して成るリングゲート遅延回路を
含んで構成され、前記増幅手段により増幅された検出信
号が上記リングゲート遅延回路に電源電圧として与えら
れた状態で当該リングゲート遅延回路にパルス信号が入
力されたときのパルス信号周回数に基づいて上記検出信
号をデジタルデータに変換するA/D変換回路と、 このA/D変換回路による変換動作の開始前に、前記リ
ングゲート遅延回路に電源電圧を与えた状態で当該リン
グゲート遅延回路にパルス信号を所定時間だけ継続して
与えるアイドリング動作を行わせる制御手段とを備えた
ことを特徴とするセンサ装置。 - 【請求項2】 前記センサ回路の温度に応じた電圧レベ
ルの温度信号を発生する温度検出回路と、 被検出物理量及び前記センサ回路の温度と無関係に一定
の電圧レベルとなる基準信号を発生する基準電圧発生回
路と、 前記センサ回路からの検出信号、並びに前記温度信号及
び基準信号を選択的に出力するアナログマルチプレクサ
とを備えた上で、 前記増幅手段を、前記アナログマルチプレクサから順次
出力される信号を増幅するように構成すると共に、 前記A/D変換回路を、前記増幅手段により増幅された
前記検出信号、温度信号及び基準信号が前記リングゲー
ト遅延回路に電源電圧として与えられた各状態で当該リ
ングゲート遅延回路にパルス信号が入力されたときのパ
ルス信号周回数に基づいて上記検出信号、温度信号及び
基準信号をデジタルデータに変換するように構成し、 前記A/D変換回路からのデジタルデータに基づいた演
算処理により前記検出信号に応じた物理量検出値を前記
温度信号及び基準信号により補正した状態で算出する信
号処理手段とを備えたことを特徴とする請求項1記載の
センサ装置。 - 【請求項3】 前記センサ回路の検出対象となる物理量
が圧力であることを特徴とする請求項1または2記載の
センサ装置。
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JP2008294772A (ja) * | 2007-05-24 | 2008-12-04 | Sanyo Electric Co Ltd | オフセット調整回路 |
WO2010079808A1 (ja) * | 2009-01-09 | 2010-07-15 | オリンパス株式会社 | 光電変換装置 |
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WO2010079808A1 (ja) * | 2009-01-09 | 2010-07-15 | オリンパス株式会社 | 光電変換装置 |
US20110290985A1 (en) * | 2009-01-09 | 2011-12-01 | Olympus Corporation | Photoelectronic conversion device |
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