JPH1118179A - 赤外線リモートコントロール回路 - Google Patents
赤外線リモートコントロール回路Info
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- JPH1118179A JPH1118179A JP9168382A JP16838297A JPH1118179A JP H1118179 A JPH1118179 A JP H1118179A JP 9168382 A JP9168382 A JP 9168382A JP 16838297 A JP16838297 A JP 16838297A JP H1118179 A JPH1118179 A JP H1118179A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/11—Arrangements specific to free-space transmission, i.e. transmission through air or vacuum
- H04B10/114—Indoor or close-range type systems
- H04B10/1141—One-way transmission
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Selective Calling Equipment (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＰＭ変調信号の搬送波以外のノイズ信号で
は無限のパルス数まで除去できるる赤外線リモートコン
トロール回路を提供する。 【解決手段】 本赤外線リモートコントロール回路は、
増幅回路で増幅した信号から特定の周波数を抽出するＢ
ＰＦ３と、第１検波回路２４と、第２検波回路２２と、
第２検波回路の出力を整形する波形整形回路５を備え
る。第２の検波回路は、周波数選択回路２０とパルス検
出回路２１とから構成されている。第１の検波回路の入
力オフセット付き差動回路の出力端を第２の検波回路の
周波数選択回路２０の入力端に接続し、周波数選択回路
の出力端をパルス検出回路２１の入力端に接続し、パル
ス検出回路の出力端を波形整形回路の入力端に接続し、
カレントミラー回路１９の第１及び第２の出力をＢＰＦ
に、第３の出力を周波数選択回路にそれぞれ制御信号と
して接続する。
は無限のパルス数まで除去できるる赤外線リモートコン
トロール回路を提供する。 【解決手段】 本赤外線リモートコントロール回路は、
増幅回路で増幅した信号から特定の周波数を抽出するＢ
ＰＦ３と、第１検波回路２４と、第２検波回路２２と、
第２検波回路の出力を整形する波形整形回路５を備え
る。第２の検波回路は、周波数選択回路２０とパルス検
出回路２１とから構成されている。第１の検波回路の入
力オフセット付き差動回路の出力端を第２の検波回路の
周波数選択回路２０の入力端に接続し、周波数選択回路
の出力端をパルス検出回路２１の入力端に接続し、パル
ス検出回路の出力端を波形整形回路の入力端に接続し、
カレントミラー回路１９の第１及び第２の出力をＢＰＦ
に、第３の出力を周波数選択回路にそれぞれ制御信号と
して接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、赤外線リモートコ
ントロール回路に関し、更に詳細には、ノイズを効果的
に除去できる赤外線リモートコントロール回路に関する
ものである。
ントロール回路に関し、更に詳細には、ノイズを効果的
に除去できる赤外線リモートコントロール回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】赤外線リモートコントロール回路は、赤
外線により電子・電気機器を遠隔操作するために広く使
用されている回路であって、例えばテレビジョン受像機
のチャンネル切り換え操作等で多用されている。ここ
で、図４を参照して、赤外線リモートコントロール回路
を有する従来の一般的な受信回路を説明する。図４は、
従来の一般的な赤外線リモートコントロール受信回路の
ブロック図である。テレビジョン受像機のチャンネル切
り換え等を遠隔操作する赤外線リモートコントロール・
システムは、発振回路と赤外線発光ダイオード（ＬＥ
Ｄ）とを有す送信部（図示せず）と、図４に示すような
赤外線リモートコントロール受信回路を備えた受信部と
から構成されている。送信部は、特定の周波数を持つ搬
送波を断続することにより構成されるパルス位置変調
（Pulse Position Modulation 、以下、ＰＰＭと略記す
る）信号を発振させて赤外線ＬＥＤを動作させ、赤外線
を媒体とする赤外線変調波としてＰＰＭ変調信号を受信
部に伝送する。
外線により電子・電気機器を遠隔操作するために広く使
用されている回路であって、例えばテレビジョン受像機
のチャンネル切り換え操作等で多用されている。ここ
で、図４を参照して、赤外線リモートコントロール回路
を有する従来の一般的な受信回路を説明する。図４は、
従来の一般的な赤外線リモートコントロール受信回路の
ブロック図である。テレビジョン受像機のチャンネル切
り換え等を遠隔操作する赤外線リモートコントロール・
システムは、発振回路と赤外線発光ダイオード（ＬＥ
Ｄ）とを有す送信部（図示せず）と、図４に示すような
赤外線リモートコントロール受信回路を備えた受信部と
から構成されている。送信部は、特定の周波数を持つ搬
送波を断続することにより構成されるパルス位置変調
（Pulse Position Modulation 、以下、ＰＰＭと略記す
る）信号を発振させて赤外線ＬＥＤを動作させ、赤外線
を媒体とする赤外線変調波としてＰＰＭ変調信号を受信
部に伝送する。
【０００３】受信部は、通常、Pin フォトダイオードか
らなる赤外線感知素子１と、増幅回路２と、ＰＰＭ変調
信号の搬送波に同調したバンド・パス・フィルター（以
下、ＢＰＦと略記する）３と、検波回路４と、ヒステリ
シスコンパレータを備えた波形整形回路５と、出力端子
６とを備えて、ＰＰＭ変調信号の搬送波の断続に応じた
パルス信号を出力している。赤外線変調波として伝送さ
れたＰＰＭ変調信号は、赤外線感知素子１により受信さ
れ、増幅回路２でＰＰＭ変調信号が適正な利得で増幅さ
れた後、ＢＰＦ３によりバンド・パス・フィルター（以
下ＢＰＦと略す）３により不要な信号やノイズが除去さ
れ、検波回路４によりＰＰＭ変調信号の断続に応じてロ
ー（Low ）レベル／ハイ（High）レベルを検出し、検波
回路４の出力信号をヒステリシスコンパレータにより波
形整形回路５で波形整形を行い、ＰＰＭ変調信号の搬送
波の断続に応じたパルス信号として出力端子６より出力
されている。
らなる赤外線感知素子１と、増幅回路２と、ＰＰＭ変調
信号の搬送波に同調したバンド・パス・フィルター（以
下、ＢＰＦと略記する）３と、検波回路４と、ヒステリ
シスコンパレータを備えた波形整形回路５と、出力端子
６とを備えて、ＰＰＭ変調信号の搬送波の断続に応じた
パルス信号を出力している。赤外線変調波として伝送さ
れたＰＰＭ変調信号は、赤外線感知素子１により受信さ
れ、増幅回路２でＰＰＭ変調信号が適正な利得で増幅さ
れた後、ＢＰＦ３によりバンド・パス・フィルター（以
下ＢＰＦと略す）３により不要な信号やノイズが除去さ
れ、検波回路４によりＰＰＭ変調信号の断続に応じてロ
ー（Low ）レベル／ハイ（High）レベルを検出し、検波
回路４の出力信号をヒステリシスコンパレータにより波
形整形回路５で波形整形を行い、ＰＰＭ変調信号の搬送
波の断続に応じたパルス信号として出力端子６より出力
されている。
【０００４】図３を参照して、従来の赤外線リモートコ
ントロール回路のＢＰＦ３以降の回路構成を更に詳しく
説明する。ＢＰＦ３では、第１のコンデンサＣ１・７
が、一端で増幅回路２の出力端に接続され、他端で第１
のバッファー回路１２の入力端と、第１の可変トランス
コンダクタンスアンプ１１の出力端とに接続されてい
る。第１の可変トランスコンダクタンスアンプ１１は非
反転入力端と反転入力端とを有する。第１のバッファー
回路１２の出力は、非反転入力端及び反転入力端を有す
第２の可変トランスコンダクタンスアンプ１３の非反転
入力端に接続する。第２の可変トランスコンダクタンス
アンプ１３の出力端は、第２のバッファー回路１４の入
力端に接続され、かつ第２のコンデンサＣ２・８を介し
て接地されている。第２のバッファー回路１４の出力端
は、検波回路４の入力端に接続され、かつ第１及び第２
の可変トランスコンダクタンスアンプ１１、１３の反転
入力端と接続する。第１の可変トランスコンダクタンス
アンプ１１の非反転入力端は、電圧源１１３の正端子に
接続されている。また、第１及び第２の可変トランスコ
ンダクタンスアンプ１１、１３には、制御信号として電
流Ｉ１、Ｉ２を流すためにカレントミラー回路１９の出
力端が接続されている。以上の回路により、第１のコン
デンサＣ１・７の一端を信号の入力端、バッファー１４
の出力端を信号の出力端とするＢＰＦ３が構成されてい
る。
ントロール回路のＢＰＦ３以降の回路構成を更に詳しく
説明する。ＢＰＦ３では、第１のコンデンサＣ１・７
が、一端で増幅回路２の出力端に接続され、他端で第１
のバッファー回路１２の入力端と、第１の可変トランス
コンダクタンスアンプ１１の出力端とに接続されてい
る。第１の可変トランスコンダクタンスアンプ１１は非
反転入力端と反転入力端とを有する。第１のバッファー
回路１２の出力は、非反転入力端及び反転入力端を有す
第２の可変トランスコンダクタンスアンプ１３の非反転
入力端に接続する。第２の可変トランスコンダクタンス
アンプ１３の出力端は、第２のバッファー回路１４の入
力端に接続され、かつ第２のコンデンサＣ２・８を介し
て接地されている。第２のバッファー回路１４の出力端
は、検波回路４の入力端に接続され、かつ第１及び第２
の可変トランスコンダクタンスアンプ１１、１３の反転
入力端と接続する。第１の可変トランスコンダクタンス
アンプ１１の非反転入力端は、電圧源１１３の正端子に
接続されている。また、第１及び第２の可変トランスコ
ンダクタンスアンプ１１、１３には、制御信号として電
流Ｉ１、Ｉ２を流すためにカレントミラー回路１９の出
力端が接続されている。以上の回路により、第１のコン
デンサＣ１・７の一端を信号の入力端、バッファー１４
の出力端を信号の出力端とするＢＰＦ３が構成されてい
る。
【０００５】ＢＰＦ３に使用される第１及び第２可変ト
ランスコンダクタンスアンプ１１、１３のｇｍ（相互コ
ンダクタンス）は、次の式（１）で示される。
ランスコンダクタンスアンプ１１、１３のｇｍ（相互コ
ンダクタンス）は、次の式（１）で示される。
【数１】 従って、Ｉ１を大きく（又はＩ２を小さく）することに
より、ｇｍは小さくなり、Ｉ１を小さく（又はＩ２を大
きく）することにより、ｇｍは大きくなる。以下、Ｉ１
の引き込み端を可変トランスコンダクタンスアンプの負
の制御端、Ｉ２の引き込み端を正の制御端と称する。本
可変トランスコンダクタンスアンプ１１、１３は、電圧
源１１３の電圧を設定してＩ１を適当な値に固定し、可
変抵抗器Ｒ３の値を変化することでＩ２の値を可変し、
可変トランスコンダクタンスアンプのｇｍを可変できる
ようにしている。
より、ｇｍは小さくなり、Ｉ１を小さく（又はＩ２を大
きく）することにより、ｇｍは大きくなる。以下、Ｉ１
の引き込み端を可変トランスコンダクタンスアンプの負
の制御端、Ｉ２の引き込み端を正の制御端と称する。本
可変トランスコンダクタンスアンプ１１、１３は、電圧
源１１３の電圧を設定してＩ１を適当な値に固定し、可
変抵抗器Ｒ３の値を変化することでＩ２の値を可変し、
可変トランスコンダクタンスアンプのｇｍを可変できる
ようにしている。
【０００６】図３に示すＢＰＦ３では、ＢＰＦ３の同調
周波数ｆ0（以下、ｆ0と略す）は、第１及び第２のコン
デンサＣ１・７、Ｃ２・８の容量値をＣ１、Ｃ２、可変
トランスコンダクタンスアンプ１１、１３のｇｍをｇｍ
１，ｇｍ２とすると、次の式（２）で表される。
周波数ｆ0（以下、ｆ0と略す）は、第１及び第２のコン
デンサＣ１・７、Ｃ２・８の容量値をＣ１、Ｃ２、可変
トランスコンダクタンスアンプ１１、１３のｇｍをｇｍ
１，ｇｍ２とすると、次の式（２）で表される。
【数２】 従って、可変抵抗器Ｒ３により第２の可変トランスコン
ダクタンスアンプ１３の正の制御端の引き込み電流１２
を制御することにより、ＢＰＦ３の同調周波数ｆ0を調
整することができる。
ダクタンスアンプ１３の正の制御端の引き込み電流１２
を制御することにより、ＢＰＦ３の同調周波数ｆ0を調
整することができる。
【０００７】従来の赤外線リモートコントロール受信回
路は、一般的に、半導体集積回路により構成されてい
る。半導体集積回路の製作過程で行う不純物拡散工程で
は、不純物の拡散変動が大なり少なり発生するために、
その拡散変動が原因となって、赤外線リモートコントロ
ール回路を構成する半導体集積回路の抵抗やコンデンサ
の値がばらつくために、ＢＰＦ３の同調周波数ｆ0が変
動する。抵抗値が変動すると、回路上Ｉ１の値が変動す
るが、ｆ0を規定する式（２）では、Ｉ１は抵抗値Ｒ
１，Ｒ２の抵抗値であるＲEとの積として寄与している
ため、ｆ0の値を大きく変化させる要因とはならない。
一方、Ｉ２の値のばらつきは、ｆ0の値を直接大きく変
化させる。そのため、Ｉ２を決定する可変抵抗器Ｒ３を
半導体集積回路上に設けずに、半導体集積回路外の外付
け抵抗とするか、又は半導体集積回路上に設ける場合に
は、トリミングを行ない、半導体集積回路の内部の抵抗
がばらついても、ｆ0が変化しないように設計されてい
る。また、コンデンサＣ１・７、Ｃ２・８の容量がばら
つくと、ｆ0が直接的に変化する。そこで、その対策と
して、抵抗Ｒ３を可変抵抗にして、不純物の拡散後に抵
抗Ｒ３の抵抗値を調整することにより、ｆ0の変動を補
償している。
路は、一般的に、半導体集積回路により構成されてい
る。半導体集積回路の製作過程で行う不純物拡散工程で
は、不純物の拡散変動が大なり少なり発生するために、
その拡散変動が原因となって、赤外線リモートコントロ
ール回路を構成する半導体集積回路の抵抗やコンデンサ
の値がばらつくために、ＢＰＦ３の同調周波数ｆ0が変
動する。抵抗値が変動すると、回路上Ｉ１の値が変動す
るが、ｆ0を規定する式（２）では、Ｉ１は抵抗値Ｒ
１，Ｒ２の抵抗値であるＲEとの積として寄与している
ため、ｆ0の値を大きく変化させる要因とはならない。
一方、Ｉ２の値のばらつきは、ｆ0の値を直接大きく変
化させる。そのため、Ｉ２を決定する可変抵抗器Ｒ３を
半導体集積回路上に設けずに、半導体集積回路外の外付
け抵抗とするか、又は半導体集積回路上に設ける場合に
は、トリミングを行ない、半導体集積回路の内部の抵抗
がばらついても、ｆ0が変化しないように設計されてい
る。また、コンデンサＣ１・７、Ｃ２・８の容量がばら
つくと、ｆ0が直接的に変化する。そこで、その対策と
して、抵抗Ｒ３を可変抵抗にして、不純物の拡散後に抵
抗Ｒ３の抵抗値を調整することにより、ｆ0の変動を補
償している。
【０００８】次に、検波回路４の構成について説明す
る。ＢＰＦ回路３の出力端は、ＮＰＮトランジスタＱ１
００のベースと、ＤＣレベルシフト回路１５の入力端と
に接続している。ＤＣレベルシフト回路１５の出力はロ
ーパスフィルター１６の入力端に接続し、次いでローパ
スフィルター１６の出力端はＮＰＮトランジスタＱ１０
１のベースに接続している。ＮＰＮトランジスタＱ１０
０エミッタとＮＰＮトランジスタＱ１０１のエミッタと
は、カレントミラー回路２３の出力端２３．２、２３．
３とそれぞれ接続している。ＮＰＮトランジスタＱ１０
０のコレクタはＶccに、ＮＰＮトランジスタＱ１０１の
コレクタはカレントミラー回路１７の入力端１７．１に
接続している。カレントミラー回路１７の出力端１７．
２は、波形整形回路５の入力端に接続され、かつカレン
トミラー回路２３の出力端２３．３に接続され、更に第
３のコンデンサＣ３を介して接地されている。以上の回
路により、検波回路４が構成されている。
る。ＢＰＦ回路３の出力端は、ＮＰＮトランジスタＱ１
００のベースと、ＤＣレベルシフト回路１５の入力端と
に接続している。ＤＣレベルシフト回路１５の出力はロ
ーパスフィルター１６の入力端に接続し、次いでローパ
スフィルター１６の出力端はＮＰＮトランジスタＱ１０
１のベースに接続している。ＮＰＮトランジスタＱ１０
０エミッタとＮＰＮトランジスタＱ１０１のエミッタと
は、カレントミラー回路２３の出力端２３．２、２３．
３とそれぞれ接続している。ＮＰＮトランジスタＱ１０
０のコレクタはＶccに、ＮＰＮトランジスタＱ１０１の
コレクタはカレントミラー回路１７の入力端１７．１に
接続している。カレントミラー回路１７の出力端１７．
２は、波形整形回路５の入力端に接続され、かつカレン
トミラー回路２３の出力端２３．３に接続され、更に第
３のコンデンサＣ３を介して接地されている。以上の回
路により、検波回路４が構成されている。
【０００９】次に、図５を参照して、検波回路４の動作
を説明する。図５（ａ）はＰＰＭ変調信号波形の一例
で、搬送波のある第１及び第２ＯＮ期間と、ＤＣ信号の
みの第１、第２及び第３ＯＦＦ期間とで構成されるＰＰ
Ｍ変調信号波形を示していて、第２ＯＦＦ期間のパルス
は、信号では無く、ノイズである。ＢＰＦ３から出力さ
れた、図５（ａ）に示すＰＰＭ変調信号は、検波回路４
に入力した後、二つの経路に分かれる。一方の経路は、
直接、ＮＰＮトランジスタＱ１００のベースに、他方の
経路はＤＣレベルシフト回路１５を通ってＤＣオフセッ
トを付け、ローパスフィルタ１６で搬送波が除去され、
ＮＰＮトランジスタＱ１０１のベースへ伝達される。図
５（ｂ）は、それぞれ、ＮＰＮトランジスタＱ１００及
び１０１のベースに入力された信号の波形を示す。ＮＰ
ＮトランジスタＱ１００、１０１は、差動スイッチとし
て動作し、ＮＰＮトランジスタＱ１００のベース電位が
Ｑ１０１のベース電位より低いとＮＰＮトランジスタＱ
１０１がＯＮし、カレントミラー回路１７の出力端１
７．２に電流が流れる。一方、ＮＰＮトランジスタＱ１
００のベース電位がＱ１０１のベース電位より高いと、
ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＦＦし、カレントミラ
ー回路１７の出力端１７．２に電流が流れない。
を説明する。図５（ａ）はＰＰＭ変調信号波形の一例
で、搬送波のある第１及び第２ＯＮ期間と、ＤＣ信号の
みの第１、第２及び第３ＯＦＦ期間とで構成されるＰＰ
Ｍ変調信号波形を示していて、第２ＯＦＦ期間のパルス
は、信号では無く、ノイズである。ＢＰＦ３から出力さ
れた、図５（ａ）に示すＰＰＭ変調信号は、検波回路４
に入力した後、二つの経路に分かれる。一方の経路は、
直接、ＮＰＮトランジスタＱ１００のベースに、他方の
経路はＤＣレベルシフト回路１５を通ってＤＣオフセッ
トを付け、ローパスフィルタ１６で搬送波が除去され、
ＮＰＮトランジスタＱ１０１のベースへ伝達される。図
５（ｂ）は、それぞれ、ＮＰＮトランジスタＱ１００及
び１０１のベースに入力された信号の波形を示す。ＮＰ
ＮトランジスタＱ１００、１０１は、差動スイッチとし
て動作し、ＮＰＮトランジスタＱ１００のベース電位が
Ｑ１０１のベース電位より低いとＮＰＮトランジスタＱ
１０１がＯＮし、カレントミラー回路１７の出力端１
７．２に電流が流れる。一方、ＮＰＮトランジスタＱ１
００のベース電位がＱ１０１のベース電位より高いと、
ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＦＦし、カレントミラ
ー回路１７の出力端１７．２に電流が流れない。
【００１０】ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＮして、
カレントミラー回路１７から流れ出す電流をＩ４（以下
Ｉ４と略す）をカレントミラー回路２３の出力端２３．
３の電流Ｉ３（以下Ｉ３と略す）より適当に大きくする
ことにより、ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＮ時は、
Ｉ４とＩ３の差分の電流でコンデンサＣ３を充電し、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１０１がＯＦＦ時は、Ｉ３の電流で
コンデンサＣ３を充電する。ＰＰＭ変調記号のＯＮ期間
では、Ｉ４とＩ３の差分の充電電流がＩ３の放電電流よ
り大きいので、コンデンサＣ３はノコギリ波状の充放電
を繰り返しながらＨｉｇｈレベルとなり、ＰＰＭ変調信
号のＯＦＦ間は、Ｉ３の放電電流だけによりＬｏｗレベ
ルとなる。この時の充電電圧及び放電電圧は、それぞれ
次の式（３）及び式（４）により示される。
カレントミラー回路１７から流れ出す電流をＩ４（以下
Ｉ４と略す）をカレントミラー回路２３の出力端２３．
３の電流Ｉ３（以下Ｉ３と略す）より適当に大きくする
ことにより、ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＮ時は、
Ｉ４とＩ３の差分の電流でコンデンサＣ３を充電し、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１０１がＯＦＦ時は、Ｉ３の電流で
コンデンサＣ３を充電する。ＰＰＭ変調記号のＯＮ期間
では、Ｉ４とＩ３の差分の充電電流がＩ３の放電電流よ
り大きいので、コンデンサＣ３はノコギリ波状の充放電
を繰り返しながらＨｉｇｈレベルとなり、ＰＰＭ変調信
号のＯＦＦ間は、Ｉ３の放電電流だけによりＬｏｗレベ
ルとなる。この時の充電電圧及び放電電圧は、それぞれ
次の式（３）及び式（４）により示される。
【数３】
【数４】 図５（ｃ）は、第３のコンデンサＣ３の充放電の電圧波
形を示している。
形を示している。
【００１１】コンデンサＣ３の充放電信号は、波形整形
回路５に入力され、ヒステリシスコンパレータ１８の持
っているヒステリシス幅をノコギリ波の波高値に応答し
ないように設定して波形整形を行い、出力端子６よりＰ
ＰＭ変調信号のＯＮ期間に比例した図５（ｄ）に示した
ようなパルス信号を出力する。この時、コンデンサＣ３
は、式（３）及び式（４）で規定される電圧で充放電し
ているが、コンデンサＣ３の電位の立ち上がり時に、ノ
コギリ波がヒステリシスコンパレータ１８のしきい値を
越えるときに、繰り返してしきい値を越えると、波形が
割れ、誤動作の原因となる。
回路５に入力され、ヒステリシスコンパレータ１８の持
っているヒステリシス幅をノコギリ波の波高値に応答し
ないように設定して波形整形を行い、出力端子６よりＰ
ＰＭ変調信号のＯＮ期間に比例した図５（ｄ）に示した
ようなパルス信号を出力する。この時、コンデンサＣ３
は、式（３）及び式（４）で規定される電圧で充放電し
ているが、コンデンサＣ３の電位の立ち上がり時に、ノ
コギリ波がヒステリシスコンパレータ１８のしきい値を
越えるときに、繰り返してしきい値を越えると、波形が
割れ、誤動作の原因となる。
【００１２】そこで、従来は、ＰＰＭ変調信号の搬送周
波数ｆ１（以下、ｆ１と略記する）を規定する電流とヒ
ステリシス幅を規定する電流を同一のカレントミラー回
路から供給することにより、半導体集積回路の製造時に
抵抗及びコンデンサの抵抗値及び容量値がばらついて
も、誤動作が起きないようなヒステリシス幅を決定して
いる。しかし、従来の赤外線リモートコントロール受信
回路には、次のような問題があった。即ち、インバータ
蛍光灯等の光学ノイズや、テレビジョン受像機の水平同
期信号の１５ｋＨｚ付近のノイズが、図５（ａ）に示す
ように、第２ＯＦＦ期間に短いノイズとなってＢＰＦ３
の出力端に発生し、コンデンサＣ３の充放電電圧波形が
図５（ｃ）のように短いノイズが表れ、ヒステリシスコ
ンパレータ１８のしきい値を越えてしまい、図５（ｄ）
に示すように、ＰＰＭ変調信号のＯＦＦ期間に出力が反
転する誤動作を生じていた。
波数ｆ１（以下、ｆ１と略記する）を規定する電流とヒ
ステリシス幅を規定する電流を同一のカレントミラー回
路から供給することにより、半導体集積回路の製造時に
抵抗及びコンデンサの抵抗値及び容量値がばらついて
も、誤動作が起きないようなヒステリシス幅を決定して
いる。しかし、従来の赤外線リモートコントロール受信
回路には、次のような問題があった。即ち、インバータ
蛍光灯等の光学ノイズや、テレビジョン受像機の水平同
期信号の１５ｋＨｚ付近のノイズが、図５（ａ）に示す
ように、第２ＯＦＦ期間に短いノイズとなってＢＰＦ３
の出力端に発生し、コンデンサＣ３の充放電電圧波形が
図５（ｃ）のように短いノイズが表れ、ヒステリシスコ
ンパレータ１８のしきい値を越えてしまい、図５（ｄ）
に示すように、ＰＰＭ変調信号のＯＦＦ期間に出力が反
転する誤動作を生じていた。
【００１３】そこで、特開昭６０−１４１０３７号公報
は、このような誤動作を防止する技術として、図７に示
すような回路を提案している。図７に示される回路で
は、赤外線信号パルスを検出する検波回路１０の出力側
には、赤外線信号パルスが少なくとも２以上連続して到
来し、且つそのパルス間隔が所定以上の場合に出力を発
生するようにしたノイズ除去回路１７が設けてある。ノ
イズ除去回路１７には、検波出力に応動してコンデンサ
１６を充放電させる充放電回路１８が設置され、充放電
回路１８の出力側にはコンデンサ１６の端子電圧が所定
レベルを越えたとき、出力が反転する比較器２０が設置
されている。以上の回路構成により、端子４から入力さ
れた搬送周波数ｆ１が、少なくとも２パルス以上連続し
て、且つそのパルス間隔が所定時間以上の信号として到
来した場合に、充放電回路１８では検波出力に応動して
コンデンサ１６を充放電し、このコンデンサ１６の端子
電圧が所定レベルを越えたとき、比較器２０の出力が反
転する。このコンデンサ１６の充放電の時定数は、搬送
周波数ｆ１の赤外線信号パルスが少なくても２パルス以
上連続して到来し、かつそのパルス間隔が所定時間以内
の場合に、放電よりも充電の方が早くなるように設定し
ている。これにより、図８Ｄに示すように、ノイズの少
ない信号を出力端に出力できるとしている。
は、このような誤動作を防止する技術として、図７に示
すような回路を提案している。図７に示される回路で
は、赤外線信号パルスを検出する検波回路１０の出力側
には、赤外線信号パルスが少なくとも２以上連続して到
来し、且つそのパルス間隔が所定以上の場合に出力を発
生するようにしたノイズ除去回路１７が設けてある。ノ
イズ除去回路１７には、検波出力に応動してコンデンサ
１６を充放電させる充放電回路１８が設置され、充放電
回路１８の出力側にはコンデンサ１６の端子電圧が所定
レベルを越えたとき、出力が反転する比較器２０が設置
されている。以上の回路構成により、端子４から入力さ
れた搬送周波数ｆ１が、少なくとも２パルス以上連続し
て、且つそのパルス間隔が所定時間以上の信号として到
来した場合に、充放電回路１８では検波出力に応動して
コンデンサ１６を充放電し、このコンデンサ１６の端子
電圧が所定レベルを越えたとき、比較器２０の出力が反
転する。このコンデンサ１６の充放電の時定数は、搬送
周波数ｆ１の赤外線信号パルスが少なくても２パルス以
上連続して到来し、かつそのパルス間隔が所定時間以内
の場合に、放電よりも充電の方が早くなるように設定し
ている。これにより、図８Ｄに示すように、ノイズの少
ない信号を出力端に出力できるとしている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述の赤外線
リモートコントロール受信回路でも、２パルス以上でパ
ルス間隔が所定以上のノイズは、信号として受信してし
まうという問題があった。そこで、本発明の目的は、Ｐ
ＰＭ変調信号の搬送波以外のノイズ信号では無限パルス
数まで除去できる、赤外線リモートコントロール回路を
提供することである。
リモートコントロール受信回路でも、２パルス以上でパ
ルス間隔が所定以上のノイズは、信号として受信してし
まうという問題があった。そこで、本発明の目的は、Ｐ
ＰＭ変調信号の搬送波以外のノイズ信号では無限パルス
数まで除去できる、赤外線リモートコントロール回路を
提供することである。
【００１５】ところで、前掲公報の赤外線リモートコン
トロール受信回路で問題となる、２パルスのノイズを除
去するために、充放電の電流比を４パルス以上に調整す
ることも考えられるが、これでは、４パルス分の時間だ
けＰＰＭ変調信号のＯＮ期間に比例したパルスの出力時
間が短くなり、後続の回路素子、例えばマイクロコンピ
ュータ回路が誤動作すると言う課題が残される。そこ
で、本発明者は、従来のように、２パルスのノイズを除
去しようとしてＰＰＭ変調信号のＯＮ期間が短縮される
というようなことなく、パルス数を問わず、ＰＰＭ変調
信号の搬送波以外のノイズ信号を除去でき、しかもＰＰ
Ｍ変調信号のＯＮ期間に比例したパルスの出力時間が得
られるような、赤外線リモートコントロール回路を研究
し、本発明を完成するに到った。
トロール受信回路で問題となる、２パルスのノイズを除
去するために、充放電の電流比を４パルス以上に調整す
ることも考えられるが、これでは、４パルス分の時間だ
けＰＰＭ変調信号のＯＮ期間に比例したパルスの出力時
間が短くなり、後続の回路素子、例えばマイクロコンピ
ュータ回路が誤動作すると言う課題が残される。そこ
で、本発明者は、従来のように、２パルスのノイズを除
去しようとしてＰＰＭ変調信号のＯＮ期間が短縮される
というようなことなく、パルス数を問わず、ＰＰＭ変調
信号の搬送波以外のノイズ信号を除去でき、しかもＰＰ
Ｍ変調信号のＯＮ期間に比例したパルスの出力時間が得
られるような、赤外線リモートコントロール回路を研究
し、本発明を完成するに到った。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る赤外線リモートコントロール回路は、
赤外線変調波を受信する赤外線感知素子と、受信信号を
増幅する増幅回路と、増幅回路で増幅した受信信号から
特定の周波数を抽出するバンドパスフィルタ（以下、Ｂ
ＰＦと称す）と、ＢＰＦの出力信号を検波する検波回路
と、検波回路の出力信号の波形を整形する波形整形回路
とを有する赤外線リモートコントロール回路において、
上記検波回路（以下、第１の検波回路と言う）と上記波
形整形回路との間に別の検波回路が第２の検波回路とし
て設けられ、同一のカレントミラー回路からの出力がＢ
ＰＦ及び第２の検波回路の制御信号として用いられてい
ることを特徴としている。
に、本発明に係る赤外線リモートコントロール回路は、
赤外線変調波を受信する赤外線感知素子と、受信信号を
増幅する増幅回路と、増幅回路で増幅した受信信号から
特定の周波数を抽出するバンドパスフィルタ（以下、Ｂ
ＰＦと称す）と、ＢＰＦの出力信号を検波する検波回路
と、検波回路の出力信号の波形を整形する波形整形回路
とを有する赤外線リモートコントロール回路において、
上記検波回路（以下、第１の検波回路と言う）と上記波
形整形回路との間に別の検波回路が第２の検波回路とし
て設けられ、同一のカレントミラー回路からの出力がＢ
ＰＦ及び第２の検波回路の制御信号として用いられてい
ることを特徴としている。
【００１７】好適には、第２の検波回路が周波数選択回
路とパルス検出回路とから構成され、かつ波形整形回路
がコンパレータ型波形整形回路として構成され、第１の
検波回路の入力オフセット付き差動回路の出力端を第２
の検波回路の周波数選択回路の入力端に接続し、周波数
選択回路の出力端をパルス検出回路の入力端に接続し、
パルス検出回路の出力端を波形整形回路の入力端に接続
し、カレントミラー回路の第１及び第２の出力をＢＰＦ
に、第３の出力を周波数選択回路にそれぞれ制御信号と
して接続する。
路とパルス検出回路とから構成され、かつ波形整形回路
がコンパレータ型波形整形回路として構成され、第１の
検波回路の入力オフセット付き差動回路の出力端を第２
の検波回路の周波数選択回路の入力端に接続し、周波数
選択回路の出力端をパルス検出回路の入力端に接続し、
パルス検出回路の出力端を波形整形回路の入力端に接続
し、カレントミラー回路の第１及び第２の出力をＢＰＦ
に、第３の出力を周波数選択回路にそれぞれ制御信号と
して接続する。
【００１８】本発明では、ＢＰＦの出力端と第１の検波
回路の間に、第２の検波回路を設け、不要な妨害波を除
去している。第２の検波回路は周波数選択回路とパルス
検出回路とを備えている。周波数選択回路は、ＢＰＦの
同調周波数ｆ0を決めている電流と連動した周波数の信
号だけを出力として伝える。パルス検出回路は、周波数
選択回路の出力として、パルス波が正確にＰＰＭ変調信
号のＯＮ期間だけ入力された信号を検出する。これによ
り、ＰＰＭ変調信号の搬送波以外の信号、例えばノイズ
が入力されたとしても、出力は誤動作しない。また、Ｐ
ＰＭ変調信号の搬送波と同じ周波数の短いパルスのノイ
ズが入力されたとしても、パルス検出回路で正確にＰＰ
Ｍ変調信号のＯＮ期間に比例したパルスの期間だけ出力
するので、ノイズによる後続の回路素子の誤動作、例え
ばマイコンの誤動作を防止できる。
回路の間に、第２の検波回路を設け、不要な妨害波を除
去している。第２の検波回路は周波数選択回路とパルス
検出回路とを備えている。周波数選択回路は、ＢＰＦの
同調周波数ｆ0を決めている電流と連動した周波数の信
号だけを出力として伝える。パルス検出回路は、周波数
選択回路の出力として、パルス波が正確にＰＰＭ変調信
号のＯＮ期間だけ入力された信号を検出する。これによ
り、ＰＰＭ変調信号の搬送波以外の信号、例えばノイズ
が入力されたとしても、出力は誤動作しない。また、Ｐ
ＰＭ変調信号の搬送波と同じ周波数の短いパルスのノイ
ズが入力されたとしても、パルス検出回路で正確にＰＰ
Ｍ変調信号のＯＮ期間に比例したパルスの期間だけ出力
するので、ノイズによる後続の回路素子の誤動作、例え
ばマイコンの誤動作を防止できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下に、実施形態例を挙げ、添付
図面を参照して、本発明の実施の形態を具体的かつ詳細
に説明する。実施形態例 本実施形態例は、本発明に係る赤外線リモートコントロ
ール回路の一例であって、図１は本実施形態例の赤外線
リモートコントロール回路の回路図である。検波回路
が、第１検波回路と第２検波回路とから構成されている
ことを除いて、本実施形態例の赤外線リモートコントロ
ール回路を有する赤外線受信装置の信号の流れは、図４
に示した従来例と同じである。即ち、本実施形態例で
は、図１に示すように、図３の検波回路４から包絡線検
波用のコンデンサ３を取り外し、代わりに第２検波回路
２２を付加している。また、波形整形回路５は、コンパ
レータ５１を備えたコンパレータ型波形整形回路として
構成されている第２検波回路２２は、図１に示すよう
に、ＢＰＦ３の同調周波数ｆ0を規定する電流Ｉ２と連
動した周波数の信号だけを検出する周波数選択回路２０
と、周波数選択回路２０の出力として、正確にＰＰＭ変
調信号のＯＮ期間だけパルス波が入力された信号を検出
するパルス検出回路２１を具備している。
図面を参照して、本発明の実施の形態を具体的かつ詳細
に説明する。実施形態例 本実施形態例は、本発明に係る赤外線リモートコントロ
ール回路の一例であって、図１は本実施形態例の赤外線
リモートコントロール回路の回路図である。検波回路
が、第１検波回路と第２検波回路とから構成されている
ことを除いて、本実施形態例の赤外線リモートコントロ
ール回路を有する赤外線受信装置の信号の流れは、図４
に示した従来例と同じである。即ち、本実施形態例で
は、図１に示すように、図３の検波回路４から包絡線検
波用のコンデンサ３を取り外し、代わりに第２検波回路
２２を付加している。また、波形整形回路５は、コンパ
レータ５１を備えたコンパレータ型波形整形回路として
構成されている第２検波回路２２は、図１に示すよう
に、ＢＰＦ３の同調周波数ｆ0を規定する電流Ｉ２と連
動した周波数の信号だけを検出する周波数選択回路２０
と、周波数選択回路２０の出力として、正確にＰＰＭ変
調信号のＯＮ期間だけパルス波が入力された信号を検出
するパルス検出回路２１を具備している。
【００２０】以下に、図１を参照して、本実施形態例の
赤外線リモートコントロール回路の詳細とその動作を説
明する。ＢＰＦ回路３の出力端は、従来例と同じく、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１００のベースと、ＤＣレベルシフ
ト回路１５の入力端とに接続している。ＤＣレベルシフ
ト回路１５の出力はローパスフィルター１６の入力端に
接続し、次いでローパスフィルター１６の出力端はＮＰ
ＮトランジスタＱ１０１のベースに接続している。ＮＰ
ＮトランジスタＱ１００エミッタとＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０１のエミッタとは、カレントミラー回路２３の出
力端２３．２とそれぞれ接続している。ＮＰＮトランジ
スタＱ１００のコレクタはＶccに、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０１のコレクタはカレントミラー回路１７の入力端
１７．１に接続している。カレントミラー回路１７の出
力端１７．２は、第２検波回路２２に入力端に接続さ
れ、かつカレントミラー回路２３の出力端２３．３に接
続されいる。以上の構成により、第１検波回路２４が形
成されている。
赤外線リモートコントロール回路の詳細とその動作を説
明する。ＢＰＦ回路３の出力端は、従来例と同じく、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１００のベースと、ＤＣレベルシフ
ト回路１５の入力端とに接続している。ＤＣレベルシフ
ト回路１５の出力はローパスフィルター１６の入力端に
接続し、次いでローパスフィルター１６の出力端はＮＰ
ＮトランジスタＱ１０１のベースに接続している。ＮＰ
ＮトランジスタＱ１００エミッタとＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０１のエミッタとは、カレントミラー回路２３の出
力端２３．２とそれぞれ接続している。ＮＰＮトランジ
スタＱ１００のコレクタはＶccに、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１０１のコレクタはカレントミラー回路１７の入力端
１７．１に接続している。カレントミラー回路１７の出
力端１７．２は、第２検波回路２２に入力端に接続さ
れ、かつカレントミラー回路２３の出力端２３．３に接
続されいる。以上の構成により、第１検波回路２４が形
成されている。
【００２１】次に、図６を参照して、第１検波回路２４
の動作を説明する。図６（ａ）は、ＰＰＭ変調信号波形
の一例であって、搬送波のある第１及び第２ＯＮ期間と
ＤＣ信号のみの第１、第２及び第３ＯＦＦ期間とで構成
されるＰＰＭ変調信号波形を示していて、第２ＯＦＦ期
間のパルスは、信号では無く、ノイズである。信号が、
ＢＰＦ３の出力端から第１検波回路２４に入力され、二
つの経路に分かれる。一方の経路は、直接、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ１００のベースに入力される。他方の経路で
は、信号は、ＤＣレベルシフト回路１５を通ってＤＣオ
フセットを付け、次いでローパスフィルタ１６で搬送波
が除去され、ＮＰＮトランジスタＱ１０１のベースへ伝
達する。図５（ｂ）は、ＮＰＮトランジスタＱ１００及
び１０１のベースに入力された信号の波形を示す。ＮＰ
ＮトランジスタＱ１００、１０１は、差動スイッチとし
て動作する。ＮＰＮトランジスタＱ１００のベース電位
がＱ１０１のベース電位より低いと、ＮＰＮトランジス
タＱ１０１がＯＮし、カレントミラー回路１７を通し出
力端１７．２に電流が流れる。逆に、ＮＰＮトランジス
タＱ１００のベース電位がＱ１０１のベース電位より高
いと、ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＦＦし、カレン
トミラー回路１７を通して出力端１７．２には電流が流
れない。
の動作を説明する。図６（ａ）は、ＰＰＭ変調信号波形
の一例であって、搬送波のある第１及び第２ＯＮ期間と
ＤＣ信号のみの第１、第２及び第３ＯＦＦ期間とで構成
されるＰＰＭ変調信号波形を示していて、第２ＯＦＦ期
間のパルスは、信号では無く、ノイズである。信号が、
ＢＰＦ３の出力端から第１検波回路２４に入力され、二
つの経路に分かれる。一方の経路は、直接、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ１００のベースに入力される。他方の経路で
は、信号は、ＤＣレベルシフト回路１５を通ってＤＣオ
フセットを付け、次いでローパスフィルタ１６で搬送波
が除去され、ＮＰＮトランジスタＱ１０１のベースへ伝
達する。図５（ｂ）は、ＮＰＮトランジスタＱ１００及
び１０１のベースに入力された信号の波形を示す。ＮＰ
ＮトランジスタＱ１００、１０１は、差動スイッチとし
て動作する。ＮＰＮトランジスタＱ１００のベース電位
がＱ１０１のベース電位より低いと、ＮＰＮトランジス
タＱ１０１がＯＮし、カレントミラー回路１７を通し出
力端１７．２に電流が流れる。逆に、ＮＰＮトランジス
タＱ１００のベース電位がＱ１０１のベース電位より高
いと、ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＦＦし、カレン
トミラー回路１７を通して出力端１７．２には電流が流
れない。
【００２２】ＮＰＮトランジスタＱ１０１がＯＮして、
カレントミラー回路１７から流れ出す電流をＩ４（以下
Ｉ４と略す）とする。カレントミラー回路２３の出力端
２３．３の電流Ｉ３（以下Ｉ３と略す）より、Ｉ４を適
当に大きくすることにより、図５（ｃ）に示すように、
ＰＰＭ変調信号のＯＮ期間はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルと
なり、ＰＰＭ変調信号のＯＦＦ間は、ロー（Ｌｏｗ）レ
ベルとなる方形波を出力する。この出力は、第２検波回
路２２に入力される。
カレントミラー回路１７から流れ出す電流をＩ４（以下
Ｉ４と略す）とする。カレントミラー回路２３の出力端
２３．３の電流Ｉ３（以下Ｉ３と略す）より、Ｉ４を適
当に大きくすることにより、図５（ｃ）に示すように、
ＰＰＭ変調信号のＯＮ期間はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルと
なり、ＰＰＭ変調信号のＯＦＦ間は、ロー（Ｌｏｗ）レ
ベルとなる方形波を出力する。この出力は、第２検波回
路２２に入力される。
【００２３】第２検波回路２２は、図１に示すように、
周波数選択回路２０とパルス検出回路２１とから構成さ
れている。図２に詳細な回路構成の一例を示す。周波数
選択回路２０は、ワンショットマルチバイブレータ回路
２５を備え、ワンショットマルチバイブレータ回路２５
の出力は二つの経路で入力される。一方の経路では、ワ
ンショットマルチバイブレータ回路２５の出力は、Ｎｃ
ｈＭＯＳトランジスタ２６のゲートに接続され、定電流
源２７、コンデンサ２８及びコンパレータ２９とから構
成された低周波選択回路を経由する。もう一方の経路で
は、ワンショットマルチバイブレータ回路２５の出力
は、ＮｃｈＭＯＳトランジスタ３０のゲートに接続さ
れ、定電流源３１、コンデンサ３２及びコンパレータ３
３とから構成された高周波選択回路を経由する。低周波
選択回路の出力は、インバータ３４を得てＡＮＤゲート
３５に入力され、ＡＮＤゲート３５で処理された後、デ
ィレイ回路３６を経て、パルス検出回路２１に入力され
るか、又は端子Ａからパルス検出回路２１に入力され
る。高周波選択回路の出力は、直接、ＡＮＤゲート３５
に入力され、ＡＮＤゲート３５で処理された後、ディレ
イ回路３６を経て、パルス検出回路２１に入力される。
周波数選択回路２０とパルス検出回路２１とから構成さ
れている。図２に詳細な回路構成の一例を示す。周波数
選択回路２０は、ワンショットマルチバイブレータ回路
２５を備え、ワンショットマルチバイブレータ回路２５
の出力は二つの経路で入力される。一方の経路では、ワ
ンショットマルチバイブレータ回路２５の出力は、Ｎｃ
ｈＭＯＳトランジスタ２６のゲートに接続され、定電流
源２７、コンデンサ２８及びコンパレータ２９とから構
成された低周波選択回路を経由する。もう一方の経路で
は、ワンショットマルチバイブレータ回路２５の出力
は、ＮｃｈＭＯＳトランジスタ３０のゲートに接続さ
れ、定電流源３１、コンデンサ３２及びコンパレータ３
３とから構成された高周波選択回路を経由する。低周波
選択回路の出力は、インバータ３４を得てＡＮＤゲート
３５に入力され、ＡＮＤゲート３５で処理された後、デ
ィレイ回路３６を経て、パルス検出回路２１に入力され
るか、又は端子Ａからパルス検出回路２１に入力され
る。高周波選択回路の出力は、直接、ＡＮＤゲート３５
に入力され、ＡＮＤゲート３５で処理された後、ディレ
イ回路３６を経て、パルス検出回路２１に入力される。
【００２４】パルス検出回路２１は、４段シリーズで接
続したＤ型フリップフロップ（以下Ｄ−Ｆ／Ｆと略す）
３９、４０、４１、４２を備え、各Ｄ−Ｆ／Ｆの出力
は、２つの経路に分かれる。一方の経路では、各Ｄ−Ｆ
／Ｆの出力はＡＮＤゲート４７に接続され、他方の経路
では、各Ｄ−Ｆ／Ｆの出力は、インバータ４３〜４６を
経て、ＡＮＤゲート４８に接続されている。更に、パル
ス検出回路２１は、低周波選択回路から、直接、ワンシ
ョットマルチバイブレータ回路３７に入力され、パルス
ディレイ回路３８から出た出力と、ＡＮＤゲート４７の
出力と、及びＡＮＤゲート４８の出力とが、ＡＮＤゲー
ト５１、インバータ５２、ＯＲゲート４９とＲ−Ｓ型フ
リップフロップ５０とから構成される回路に入力され、
処理されるように構成されている。
続したＤ型フリップフロップ（以下Ｄ−Ｆ／Ｆと略す）
３９、４０、４１、４２を備え、各Ｄ−Ｆ／Ｆの出力
は、２つの経路に分かれる。一方の経路では、各Ｄ−Ｆ
／Ｆの出力はＡＮＤゲート４７に接続され、他方の経路
では、各Ｄ−Ｆ／Ｆの出力は、インバータ４３〜４６を
経て、ＡＮＤゲート４８に接続されている。更に、パル
ス検出回路２１は、低周波選択回路から、直接、ワンシ
ョットマルチバイブレータ回路３７に入力され、パルス
ディレイ回路３８から出た出力と、ＡＮＤゲート４７の
出力と、及びＡＮＤゲート４８の出力とが、ＡＮＤゲー
ト５１、インバータ５２、ＯＲゲート４９とＲ−Ｓ型フ
リップフロップ５０とから構成される回路に入力され、
処理されるように構成されている。
【００２５】図６を参照して、第２検波回路２２の動作
を説明する。第２検波回路２２には、第１検波回路２４
の出力のＰＰＭ変調信号のＯＮ期間の信号とノイズが、
図６（ｃ）に示すような波形として入力される。次い
で、第２検波回路２２では、低周波選択回路及び高周波
選択回路によって、低周波及び高周波が検出され、信号
が低周波と高周波に分割され、ＰＰＭ変調信号の搬送波
（例えば３８ｋＨｚ）だけを検出している。定電流源２
７、３１はＢＰＦ３の同調周波数ｆ0を規定するＩ２に
比例しているので、コンデンサ２８、３２の充電時間を
コンパレータ２９、３３により正確に検出できる。パル
ス検出回路２１は、この信号がパルス検出回路２１でＤ
−Ｆ／Ｆの段数で規定したパルスの数（図６（ｄ）では
４パルス）として入力されたことを検出して、出力をＬ
ｏｗとして、ＰＰＭ変調信号のＯＮ期間の終わりを検出
して、ＣＲの時定数などにより規定したパルス数だけデ
ィレイするパルスディレイ回路３８で４パルスだけ（図
６（ｄ）では４パルス）ディレイさせてから、出力をＨ
ｉｇｈとする。出力端子６から出力される信号の波形
は、図６（ｄ）に示す通りである。
を説明する。第２検波回路２２には、第１検波回路２４
の出力のＰＰＭ変調信号のＯＮ期間の信号とノイズが、
図６（ｃ）に示すような波形として入力される。次い
で、第２検波回路２２では、低周波選択回路及び高周波
選択回路によって、低周波及び高周波が検出され、信号
が低周波と高周波に分割され、ＰＰＭ変調信号の搬送波
（例えば３８ｋＨｚ）だけを検出している。定電流源２
７、３１はＢＰＦ３の同調周波数ｆ0を規定するＩ２に
比例しているので、コンデンサ２８、３２の充電時間を
コンパレータ２９、３３により正確に検出できる。パル
ス検出回路２１は、この信号がパルス検出回路２１でＤ
−Ｆ／Ｆの段数で規定したパルスの数（図６（ｄ）では
４パルス）として入力されたことを検出して、出力をＬ
ｏｗとして、ＰＰＭ変調信号のＯＮ期間の終わりを検出
して、ＣＲの時定数などにより規定したパルス数だけデ
ィレイするパルスディレイ回路３８で４パルスだけ（図
６（ｄ）では４パルス）ディレイさせてから、出力をＨ
ｉｇｈとする。出力端子６から出力される信号の波形
は、図６（ｄ）に示す通りである。
【００２６】以上説明したように、検波回路を周波数選
択回路２０とパルス検出回路２１で構成し、かつカレン
トミラー回路１９の出力端１９．４を周波数選択回路２
０の定電流源２７、３１として構成している。これによ
り、定電流源２７、３１の電流値をＢＰＦ３のｆ0を規
定するＩ２に連動させ、ＰＰＭ変調信号の搬送波以外の
信号を除去するので、インパータ蛍光灯等の光学ノイズ
や、ＴＶの水平同期信号の１５ｋＨｚ付近のノイズなど
の短いパルスのノイズも除去できる。また、従来のよう
に、４パルス分の時間だけＰＰＭ変調信号のＯＮ期間に
比例規定したパルスの出力時間が短くなり、正規の信号
まで影響を受け、マイクロコンピュータ等の後続の回路
素子が誤動作するようなことは生じない。
択回路２０とパルス検出回路２１で構成し、かつカレン
トミラー回路１９の出力端１９．４を周波数選択回路２
０の定電流源２７、３１として構成している。これによ
り、定電流源２７、３１の電流値をＢＰＦ３のｆ0を規
定するＩ２に連動させ、ＰＰＭ変調信号の搬送波以外の
信号を除去するので、インパータ蛍光灯等の光学ノイズ
や、ＴＶの水平同期信号の１５ｋＨｚ付近のノイズなど
の短いパルスのノイズも除去できる。また、従来のよう
に、４パルス分の時間だけＰＰＭ変調信号のＯＮ期間に
比例規定したパルスの出力時間が短くなり、正規の信号
まで影響を受け、マイクロコンピュータ等の後続の回路
素子が誤動作するようなことは生じない。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、第１検波回路と波形整
形回路との間に別の第２の検波回路を設け、同一のカレ
ントミラー回路からの出力がＢＰＦ及び第２の検波回路
の制御信号として用い、第２の検波回路が周波数選択回
路とパルス検出回路とから構成することにより、インパ
ータ蛍光灯等の光学ノイズや、ＴＶの水平同期信号の１
５ｋＨｚ付近のノイズなどのＰＰＭ変調信号の搬送波以
外の信号を除去して、ノイズのない信号を出力できる。
また、従来のように、４パルス分の時間だけＰＰＭ変調
信号のＯＮ期間に比例規定したパルスの出力時間が短く
なり、正規の信号が影響されるようなことがない。
形回路との間に別の第２の検波回路を設け、同一のカレ
ントミラー回路からの出力がＢＰＦ及び第２の検波回路
の制御信号として用い、第２の検波回路が周波数選択回
路とパルス検出回路とから構成することにより、インパ
ータ蛍光灯等の光学ノイズや、ＴＶの水平同期信号の１
５ｋＨｚ付近のノイズなどのＰＰＭ変調信号の搬送波以
外の信号を除去して、ノイズのない信号を出力できる。
また、従来のように、４パルス分の時間だけＰＰＭ変調
信号のＯＮ期間に比例規定したパルスの出力時間が短く
なり、正規の信号が影響されるようなことがない。
【図１】本実施形態例の赤外線リモートコントロール回
路の回路図
路の回路図
【図２】図１の赤外線リモートコントロール回路の第２
検波回路の回路図
検波回路の回路図
【図３】従来の赤外線リモートコントロール回路の回路
図
図
【図４】赤外線リモートコントロール受信装置のブロッ
ク図
ク図
【図５】従来の検波回路と波形整形回路の信号の説明図
【図６】本発明の検波回路と波形整形回路の信号の説明
図
図
【図７】従来の赤外線リモートコントロール回路の回路
図
図
【図８】従来例の信号の説明図
１ 赤外線感知素子 ２ 増幅回路 ３ パンドパスフィルタ（ＢＰＦ） ４ 検波回路 ５ 波形整形回路 ６ 出力端子 ７、８、９ コンデンサ １１、１３ 可変トランスコンダクタンスアンプ １２、１４ バッファー １５ ＤＣレベルシフト回路 １６ ローパスフィルタ １７、１９、２３ カレントミラー回路 １８ ヒステリシスコンパレータ ２０ 周波数選択回路 ２１ パルス検出回路 ２２ 第１検波回路 ２４ 第２検波回路 ２５、３７ ワンショットマルチバイブレータ回路 ２６、３０ ＮｃｈＭＯＳトランジスタ ２７、３１ 定電流源 ２８、３２ コンデンサ ２９、３３ コンパレータ ３４ インバータ ３５ ＡＮＤゲート ３６ ディレイ回路 ３８ ４パルスディレイ回路 ３９、４０、４１、４２ Ｄ型フリップフロップ（Ｄ−
Ｆ／Ｆ） ４３、４４、４５、４６、５２ インバータ ４７、４８、５１ ＡＮＤゲート ４９ ＯＲゲート ５０ Ｒ−Ｓ型フリップフロップ ５１ コンパレータ
Ｆ／Ｆ） ４３、４４、４５、４６、５２ インバータ ４７、４８、５１ ＡＮＤゲート ４９ ＯＲゲート ５０ Ｒ−Ｓ型フリップフロップ ５１ コンパレータ
Claims (4)
- 【請求項１】 赤外線変調波を受信する赤外線感知素子
と、受信信号を増幅する増幅回路と、増幅回路で増幅し
た受信信号から特定の周波数を抽出するバンドパスフィ
ルタ（以下、ＢＰＦと称す）と、ＢＰＦの出力信号を検
波する検波回路と、検波回路の出力信号の波形を整形す
る波形整形回路とを有する赤外線リモートコントロール
回路において、 上記検波回路（以下、第１の検波回路と言う）と上記波
形整形回路との間に別の検波回路が第２の検波回路とし
て設けられ、同一のカレントミラー回路からの出力がＢ
ＰＦ及び第２の検波回路の制御信号として用いられてい
ることを特徴とする赤外線リモートコントロール回路。 - 【請求項２】 第２の検波回路が周波数選択回路とパル
ス検出回路とから構成され、かつ波形整形回路がコンパ
レータ型波形整形回路として構成され、 第１の検波回路の入力オフセット付き差動回路の出力端
を第２の検波回路の周波数選択回路の入力端に接続し、
周波数選択回路の出力端をパルス検出回路の入力端に接
続し、パルス検出回路の出力端を波形整形回路の入力端
に接続し、カレントミラー回路の第１及び第２の出力を
ＢＰＦに、第３の出力を周波数選択回路にそれぞれ制御
信号として接続することを特徴とする請求項１に記載の
赤外線リモートコントロール回路。 - 【請求項３】 第１の検波回路の出力信号をワンショッ
トマルチバイブレータ回路に入力し、該ワンショットマ
ルチバイブレータ回路の出力信号を第２の検波回路の周
波数選択回路に入力し、周波数選択回路の出力信号をデ
ィレイ回路を経てパルス検出回路に、又は直接、パルス
検出回路に入力することを特徴とする請求項２に記載の
赤外線リモートコントロール回路。 - 【請求項４】 パルス検出回路では、４段シリーズに接
続したＤ型フリップフロップ（以下Ｄ−Ｆ／Ｆと略す）
を備えて、各Ｄ−Ｆ／Ｆの出力は、一方の経路では、第
１のＡＮＤゲートに入力し、他方の経路では、各々イン
バータを得て第２のＡＮＤゲートに入力し、周波数選択
回路の出力を入力とするパルスディレイ回路の出力と、
第１のＡＮＤゲートの出力と、第２のＡＮＤゲートの出
力とが、ＡＮＤゲート、ＯＲゲート及びＲ−Ｓ型フリッ
プフロップとで構成する回路に入力し、 Ｒ−Ｓ型フリツプフロップの出力信号を波形整形回路に
入力することを特徴とする請求項２に記載の赤外線リモ
ートコントロール回路。
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| JP9168382A JP3048966B2 (ja) | 1997-06-25 | 1997-06-25 | 赤外線リモートコントロール回路 |
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Family
ID=15867076
Family Applications (1)
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| JP9168382A Expired - Fee Related JP3048966B2 (ja) | 1997-06-25 | 1997-06-25 | 赤外線リモートコントロール回路 |
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| JPS60146537A (ja) | 1984-01-11 | 1985-08-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 赤外線リモコン受信回路 |
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| US4551083A (en) | 1984-05-21 | 1985-11-05 | Trochoid Power Corporation | Dual rotor gear assembly for trochoidal rotary device |
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| JPH0250695A (ja) | 1988-08-12 | 1990-02-20 | Sanyo Electric Co Ltd | 双方向リモコン装置 |
| KR940007578B1 (ko) * | 1991-03-27 | 1994-08-20 | 주식회사 금성사 | 브이씨알의 원격제어회로 |
| JP3143963B2 (ja) | 1991-06-25 | 2001-03-07 | ソニー株式会社 | 赤外線データ送受信システム |
| DE69425247T2 (de) * | 1993-10-28 | 2001-02-22 | Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven | Fernbedienungsteuerungssystem, beleuchtungssystem und filter |
| JP3354287B2 (ja) | 1994-06-29 | 2002-12-09 | シャープ株式会社 | 赤外線受信機及びその外乱光ノイズ低減方法 |
| KR0129550Y1 (ko) * | 1995-07-28 | 1998-12-01 | 배순훈 | 리모콘의 수신 장치 |
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| JP3207341B2 (ja) | 1995-10-05 | 2001-09-10 | シャープ株式会社 | リモートコントロール信号処理回路 |
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1997
- 1997-06-25 JP JP9168382A patent/JP3048966B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1998
- 1998-06-24 US US09/103,901 patent/US6236484B1/en not_active Expired - Lifetime
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