KR100299979B1

KR100299979B1 - 적외선원격제어회로

Info

Publication number: KR100299979B1
Application number: KR1019980024140A
Authority: KR
Inventors: 미치오 이소다
Original assignee: 가네꼬 히사시; 닛본 덴기 가부시끼가이샤
Priority date: 1997-06-25
Filing date: 1998-06-25
Publication date: 2001-10-27
Also published as: US6236484B1; JP3048966B2; JPH1118179A; KR19990007346A

Abstract

적외선 원격제어회로는 적외선변조된 파를 수신하는 적외선가지소자; 수신된 신호를 증폭하기 위한 증폭회로; 증폭회로에 의해 증폭된 수신된 신호로부터 특정 주파수를 추출하는 대역통과필터; 대역통과필터로부터의 출력신호를 검출하기 위한 검파회로; 및 검파회로로부터의 출력신호의 파형을 정형하기 위한 파형정형회로를 포함한다. 다른 검파회로가 제 1검파회로 및 파형을 정형하기 위한 파형정형회로를 포함한다. 다른 검파회로가 제 1검파회로 및 파형정형회로 사이에 제 2검파회로로서 제공되고, 동일한 전류미러회로로부터의 출력이 대역통과필터 및 제 2검파회로 둘 다를 위한 제어신호로서 사용된다.

Description

적외선 원격제어회로

본 발명은 적외선 원격제어회로에 관한 것으로, 특히, 노이즈를 효과적으로 제거할 수 있는 적외선 원격제어회로에 관한 것이다.

적외선 원격제어회로들은 통상 원격의 전자 또는 전기 장비를 적외광선으로 작동시키는데 사용된다. 예를 들면, 적외선 원격제어회로들은 텔레비전수상기의 채널들을 전환(switch)하는데 사용된다.

도 4를 참조하면, 적외선 원격제어회로를 갖는 기존의 일반 수신회로가 도시되어 있다. 이 도면은 기존의 일반 적외선 원격제어수신회로를 보여주는 블록도이다.

텔레비전수상기의 채널들 간을 전환하는 것을 원격제어하기 위한 적외선 원격제어시스템은 발진회로 및 적외광방출다이오드를 갖는 송신부(미도시)와, 도 4에 보여진 것과 같은 적외선 원격제어수신회로를 구비한 수신부로 이루어진다.

송신부는, 적외선LED을 작동시켜 펄스위치변조(pulse position modulation; 이후 간단히 "PPM"이라 함)신호를 적외광선을 매체로 사용하는 적외선변조파로서 수신부에 전송하기 위하여, 특정한 주파수의 반송파(carrier)를 단속적이게 함으로써 제공되는 PPM신호를 발진한다.

수신부는, PPM신호를 위한 반송파가 인터럽트되는 지에 의거하여 펄스신호를 출력하기 위하여, 보통 핀(Pin)포토다이오드로 구성된 적외선감지소자(1); 증폭회로(2); PPM신호를 위한 반송파와 동조(tune)되는 대역통과필터(3; 이후 간단히 "BPF"라 함); 파(wave)검출회로(4); 히스테리시스(hysteresis)비교기를 구비한 파형정형(waveform shaping)회로(5); 및 출력단자(6)를 포함한다.

PPM신호는, 적외선변조파로서 전송되는 것으로, 적외선감지소자(1)에 의해 수신되며 적절한 이득을 사용하는 증폭회로(2)에 의해 증폭된다. BPF(3)는 증폭된 신호로부터 원하지 않는 신호 또는 노이즈를 제거하고, 검파회로(4)는 PPM신호를 위한 반송파가 인터럽트되는 지에 의거하여 로우 또는 하이 레벨을 검출한다. 파형정형회로(5)에서의 히스테리시스비교기는 검파회로(4)로부터의 출력신호를 정형하고, 정형된 신호는 PPM신호를 위한 반송파가 인터럽트되는 지에 의거하여 출력되는 펄스신호로서 출력단자(6)로부터 출력된다.

도 3을 참조하면, BPF(3) 뒤에 위치한 기존의 적외선 원격제어회로의 일부 구성이 상세히 도시되었다.

BPF(3)에서, 제 1축전기(capacitor, 7)는 한 끝단이 증폭회로(2)의 출력단자에 연결되며 다른 끝단이 제 1버퍼회로(12)의 입력단자 및 제 1가변트랜스컨덕턴스(variable transconductance)증폭기(11)의 출력단자에 연결된다. 제 1가변트렌스컨덕턴스증폭기(11)는 비반전입력단자 및 반전입력단자를 갖는다.

제 1버퍼회로(12)의 출력은 비반전입력단자 및 반전입력단자를 갖는 제 2가변트렌스컨덕턴스증폭기(13)의 비반전입력단자에 연결된다. 제 2가변트렌스컨덕턴스증폭기(13)의 출력단자는 제 2버퍼회로(14)의 입력단자에 연결되며 제 2축전기(8)를 통해 접지된다.

제 2버퍼회로(14)의 출력단자는 검파회로(4)의 입력단자와 제 1 및 제 2가변트렌스컨덕턴스증폭기들(11 및 13)의 반전입력단자들에 연결된다. 제 1가변트렌스컨덕턴스증폭기(11)의 비반전입력단자는 전압원(113)의 양의 단자에 연결된다. 전류미러(current mirror)회로(19)의 출력단자는 제 1 및 제 2가변트렌스컨덕턴스증폭기(11 및 13)에 연결되어 전류들(11 및 12)이 제어신호들로서 흐르는 것을 허용한다.

위의 회로는 제 1축전기(7)의 한 끝단을 신호입력단자로서 그리고 버퍼(14)의 출력단자를 신호출력단자로 갖는 BPF(3)를 구성한다.

BPF(3)를 위해 사용되는 제 1 및 제 2가변트렌스컨덕턴스증폭기들(11 및 13)의 gm(트랜스컨덕턴스)은 다음의 수학식 1에 의해 표현된다.

[수학식 1]

K = 볼츠만(Boltzmann)상수

T = 절대온도

q = 전자들의 전하량

RE = 저항기들(R1 및 R2)의 값

I1 = 제 1가변트렌스컨덕턴스증폭기(11)로부터의 제어신호의 전류값

I2 = 제 2가변트렌스컨덕턴스증폭기(13)로부터의 제어신호의 전류값

gm은 증가하는 Ⅰ1(또는 감소하는 Ⅰ2)에 대해 감소하며 감소하는 Ⅰ1(또는 증가하는 Ⅰ2)에 대해 증가한다. 이후로는, Ⅰ1의 리드인(lead-in)단자는 가변트렌스컨덕턴스증폭기의 음의 제어단자라고, 그리고 Ⅰ2의 리드인단자는 가변트렌스컨덕턴스증폭기의 양의 제어단자라 한다.

가변트렌스컨덕턴스증폭기들(11 및 13)의 gm은, 적정 값에 고정시키도록 전압원(113)으로부터 전압을 설정하는 반면, Ⅰ1의 값을 가변하도록 가변저항기(R3)의 값을 가변시킴으로써, 가변되어진다.

제 1 및 제 2축전기들(7 및 8)의 전기용량(capacity)값들은 C1 및 C2로 각각 지정되고 가변트렌스컨덕턴스증폭기들(11 및 13)의 gm들은 gm1 및 gm2로 각각 표시되는 경우, 도 3에 보여진 BPF(3)의 동조주파수(f₀; 이후로는 f₀로 함)는 수학식 2에 의해 표현되어진다.

[수학식 2]

BPF(3)의 동조주파수(f₀)는 가변저항기(R3)를 사용하여 제 2가변트렌스컨덕컨스증폭기(13)의 양의 제어단자에서의 리드인전류(Ⅰ2)를 제어함으로써 조절되어진다.

기존의 적외선 원격제어수신회로들은 일반적으로 반도체집적회로들로 구성된다. 반도체집적회로제작공정에서의 불순물확산단계 동안에, 불순물들의 확산은 얼마간 변화하여, 적외선 원격제어회로를 구성하는 반도체집적회로에서의 저항기들 및 축전기들의 값들에 차이들이 있게 한다. 그 결과, BPF(3)의 동조주파수(f₀)는 변화한다.

저항값이 변화하면, 이 회로에서의 Ⅰ1의 값이 변화한다. 그러나, Ⅰ1은, f₀를 정의하는 수학식 2에서 보인 것처럼, 저항기들(R1 및 R2)의 저항값들인 RE와의 적(product)으로서 기영하기 때문에, f₀의 값을 실질적으로 변화시키지 않는다. 이에 반해, Ⅰ2 값의 변화는 f₀의 값을 직접적으로 눈에 뜨게 변화시킨다.

따라서, Ⅰ2를 결정하는 가변저항기(R3)는 반도체집적회로 상에 제공되지 않는 대신 그것의 바깥에 제공되거나, 반도체집적회로 상에 제공되는 경우, 트리밍(trimming)은 f₀가 반도체집적회로의 내부저항들이 값들에서의 차이에도 불구하고 변하지 않고 그대로 있게 되도록 수행된다.

게다가, f₀는 축전기들(7 및 8)의 전기용량들(C1 및 C2)이 다르다면 직접적으로 변화한다. 이러한 문제를 다루기 위하여, 저항기(R3)는 f₀의 변화가 불순물들의 확산 이후의 저항기(R3)의 저항값을 조절함으로써 보상되도록 하는 가변저항을 갖는다.

다음으로, 검파회로(4)의 구성을 설명한다. BPF회로(3)의 출력단자는 NPN트랜지스터(Q100)의 베이스 및 DC레벨시프트회로(15)의 입력단자에 연결된다. DC레벨시프트회로(15)의 출력은 로우패스필터(LPF; 16)의 입력단자에 연결되고, 로우패스필터(16)의 출력단자는 NPN트랜지스터(Q101)의 베이스에 연결된다.

NPN트랜지스터들(Q100 및 Q 101)의 에미터들은 전류미러회로(23)의 출력단자(23.2)에 연결된다. NPN트랜지스터(Q100)의 콜렉터는 Vcc에 연결되고, NPN트랜지스터(Q101)의 콜렉터는 전류미러회로(17)의 입력단자(17.1)에 연결된다. ?

전류미러회로(17)의 출력단자(17.2)는 파형정형회로(5)의 입력단자 및 전류미러회로(23)의 출력단자(23.3)에 연결되고, 제 3축전기(C3)를 통해 접지된다.

위의 회로는 검파회로(4)를 구성한다.

다음으로, 도 5를 참조하여, 검파회로(4)의 동작을 설명한다. 도 5(a)는 반송파를 갖는 제 1 및 제 2온(ON)기간들과 DC신호만을 갖는 제 1 및 제 2오프(OFF)기간들로 구성된 PPM신호파형의 예를 보여준다. 제 2 오프기간에서의 펄스는 신호가 아니라 노이즈이다.

도 5(a)에 보여진 PPM신호는, BPF(3)에 의해 출력되는 것으로, 검파회로(4)에 입력되며 두 개의 경로들로 분기한다. 경로들 중의 하나는 NPN트랜지스터(Q100)의 베이스로 직접 리드되고, 다른 경로는 DC오프셋을 신호에 인가하는 DC레벨시프트회로(15)를 통과한 다음, 신호로부터 반송파를 제거하는 로우패스필터(16)를 통과하고, 끝으로 NPN트랜지스터(Q101)의 베이스로 리드된다. 도 5(b)는 NPN트랜지스터들(Q100 및 Q101)의 베이스들로 입력하는 신호들의 파형들을 각각 보여준다.

NPN트랜지스터들(Q100 및 Q101)은 차동스위치(differential switch)들로 동작한다. NPN트랜지스터(Q100)의 베이스전위가 Q101의 베이스전위보다 낮게 되는 경우, NPN트랜지스터(Q101)는 턴온되어 전류가 전류미러회로(17)의 출력단자(17.2)를 통하여 흐르게 한다. 이에 반해, NPN트랜지스터(Q100)의 베이스전위가 Q101의 베이스전위보다 높게 되는 경우, NPN트랜지스터(Q101)는 턴오프되어 전류가 전류미러회로(17)의 출력단자(17.2)를 통해 흐르는 것을 방지한다.

NPN트랜지스터(Q101)가 턴온되는 경우에 전류미러회로(17)로부터 흐르기 시작하는 전류 Ⅰ4(이후 간단히 "Ⅰ4"라 함)를 전류미러회로(23)의 출력단자(23.3)를 통해 흐르는 전류 Ⅰ3(이후 간단히 "Ⅰ3"라 함)를 넘어서게 적절히 증가시밈으로써, 축전기(C3)는 NPN트랜지스터(Q101)가 턴온되는 경우 Ⅰ4 및 Ⅰ3 사이의 차분전류에 의해 충전되는 반면, NPN 트랜지스터가(Q101)가 턴오프된느 경우 Ⅰ3에 의해 방전된다.

PPM신호가 턴온되는 동안, Ⅰ4 및 Ⅰ3 사이의 차이와 동일한 충전전류는Ⅰ3으로부터의 방전전류보다 높아서, 축전기(C3)가 톱니파형의 충전 및 방전을 반복하는 동안 하이레벨을 제공한다. PPM신호가 턴오프되는 동안, 축전기(C3)는 Ⅰ3로부터의 방전전류만을 사용하여 로우레벨을 제공한다. 충전전압 및 방전전압을 수학식 3 및 4에 의해 보여진다.

[수학식 3]

f1 : PPM신호반송주파수

C3 : 축전기(C3)의 정전용량값

[수학식 4]

f1 : PPM 신호 반송주파수

C3 : 축전기(C3)의 정전용량값

도 5(c)는 제 3축전기(C3)의 충방전(charging and discharging)의 전압파형을 보여준다.

축전기(C3)로부터의 충방전신호는 파형정형회로(5)에 입력되며, 파형정형회로(5)는 히스테리시스비교기(18)의 히스테리시스폭을 톱니파들의 크래스트(crest)값에 응답하지 않도록 설정함으로써 파형을 정형한다. 이때, PPM신호의 온기간에 비례하는 것으로 도 5(d)에 보여진 펄스신호가 출력단자(6)로부터 출력된다.

이 경우, 축전기(C3)는 수학식들 3 및 4에 의해 정해진 전압으로 충전되며 방전된다. 그러나, 축전기(C3)에서의 전위가 증가하여 톱니파가 히스테리시스비교기(18)의 문턱을 초과하게 하여 문턱을 여러 차례 초과한다면, 그 파형은 부서져 오동작(malfunction)을 초래한다.

따라서, 기존에는, 동일한 전류미러회로가 PPM신호의 방송주파수 f1(이후 "f1"이라 함)을 정하는 전류 및 히스테리시스폭을 정하는 전류 둘 다를 제공하여, 저항기들 및 축전기들의 저항 및 정전용량이 반도체집적회로의 제작 동안에 다른 값들로 설정되는 경우에서조차도 오동작을 방지하기 위하여 히스테리시스폭을 결정한다.

기존의 적외선 원격제어수신회로는 다음의 문제를 갖는다. 인버터형광램프로부터의 광학적 노이즈 또는 대략(around) 15KHz의 텔레비전수상기에 대한 수평동기신호에서의 노이즈는, 도 5(a)에 보인 것처럼, 제 2오프기간 동안에 짧은 노이즈로서 BPF(3)의 출력단자에서 나타난다. 이때, 도 5(c)에 보인 것처럼, 이 노이즈는 축전기(C3)의 충방전 전압파형에 나타나며 히스테리시스비교기(18)의 문턱을 초과하여, 그 출력이 도 5(d)에 보인 것처럼 PPM신호의 오프기간 동안에 반전되는 오동작을 야기한다.

이러한 오동작을 방지하기 위한 기법으로, 일본공개특허공보 소60-141037호 및 소60-141038호는 도 7에 보인 것과 같은 회로를 제안하였다.

도 7에 보여진 회로에서, 적외선 신호펄스가 적어도 두 번은 연속적으로 도착하며 펄스간격이 기설정된 값보다 길거나 같다면 출력을 제공하는 노이즈제거회로(17)가, 적외선신호펄스들을 검출하는 검파회로(10)의 출력측에 제공된다. 노이즈제거회로(17)는 검출 출력에 따라 축전기(16)를 충전 또는 방전하기 위한 충방전회로(18)를 제공한다. 충방전회로(18)의 출력은 비교기(20)에 연결되며 그것의 출력은 축전기(16)단자전압이 기설정된 레벨을 초과하는 경우 반전된다.

이러한 회로구성에 따르면, 단자(4)로부터 입력되는 반송파주파수(f1)가 기설정된 기간보다 길거나 같은 펄스 간격을 지닌 적어도 두 개의 펄스들을 포함하는 신호로서 연속적으로 도착한다면, 충전 및 방전회로(18)는 검파출력에 응답하여 축전기(16)를 충방전시킨다. 축전기(16)의 단자에서의 전압이 기설정된 레벨을 초과하는 경우, 비교기(20)로부터의 출력은 반전된다.

축전기(16)의 충방전을 위한 시정수(time constant)는, 반송파주파수(f1)의 적어도 두 개의 적외선신호펄스들이 연속적으로 도착하며 그 펄스간격이 기설정된 기간보다 짧거나 같다면, 방전이 충전보다 빠르도록 설정된다. 이러한 설정은, 도 8(d)에 보인 것처럼, 감소된 노이즈를 지닌 신호들이 출력단자로 출력되어지게 한다.

그러나, 이러한 적외선 원격제어수신회로 조차, 명기된(specified)값보다 길거나 같은 펄스간격을 지닌 두 개 또는 그 이상의 펄스들을 포함하는 노이즈를 신호로서 수신한다.

따라서 본 발명의 목적은 펄스들의 수에 무관하게 PPM신호의 반송파와는 다른 노이즈신호들을 제거할 수 있는 적외손 원격제어회로를 제공함에 있다.

충전 및 방전 간의 전류비율은, 위의 공보에서의 적외선 원격제어수신회로의 문제를 만들어내는 두 펄스들마다의 노이즈를 제거하기 위하여 네 개 또는 그 이상의 펄스들에 적응되어 지도록 기도되었다. 이러한 구성은 그러나 PPM신호의 온기간에 비례하는 펄스출력시간을 네 개의 펄스들만큼 감소시켜, 후속하는 회로소자들, 예를 들면, 마이크로컴퓨터회로에 오동작을 야기한다.

발명자는 따라서 두 펄스노이즈를 종래기술에서처럼 제거하는 경우의 PPM신호의 온기간의 감소없이도 펄스들의 수에 무관하게 PPM신호의 반송파와는 다른 노이즈신호들을 제거할 수 있으며, PPM신호의 온기간에 비례하는 펄스출력시간을 제공하는 적외선 원격제어회로를 연구함으로써 이 발명을 완성하였다.

도 1은 본 실시예에 따른 적외선 원격제어회로의 회로도,

도 2는 도 1의 적외선 원격제어회로에서의 제 2검파회로의 회로도,

도 3은 기존의 적외선 원격제어회로의 회로도,

도 4는 적외선 원격제어수신장치의 블록도,

도 5는 종래기술에 따른 검파회로 및 파형정형회로로부터의 신호들을 보여주는 예시도,

도 6은 본 발명에 따른 검파회로 및 파형정형회로로부터의 신호들을 보여주는 예시도,

도 7은 기존의 적외선 원격제어회로의 회로도,

도 8은 기존 신호들의 예시도.

*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 적외선감지소자 2 : 증폭회로

3 : 대역통과필터 5 : 파형정형회로

22, 24 : 검파회로

이 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 적외선 원격제어회로는 적외선 변조된 파를 수신하는 적외선감지소자; 수신된 신호를 증폭하기 위한 증폭회로; 증폭회로에 의해 증폭된 수신된 신호로부터 특정 주파수를 추출하는 대역통과필터(이후 간단히 "BPF"라 함); BPF로부터의 출력신호를 검출하기 위한 검파회로; 및 검파회로로부터의 출력신호의 파형을 정형화하기 위한 파형정형회로를 포함하며,

다른 검파회로가 제 1검파회로 및 파형정형회로 사이에 제 2검파회로로서 제공되고 동일한 전휴미러회로로버터의 출력이 BPF 및 제 2검파회로 둘 다를 위한 제어신호로서 사용되는 것을 특징으로 한다.

바람직하게는, 제 2검파회로는 주파수선택회로 및 펄스검출회로를 포함하며, 파형정형회로는 비교기형 파형정형회로를 포함한다.

제 1검파회로에서의 입력오프셋차분회로의 출력단자는 제 2검파회로에서의 주파수선택회로의 입력단자에 연결되며, 주파수선택회로의 출력단자는 펄스검출회로의 입력단자에 연결되며, 펄스검출회로의 출력단자는 파형정형회로의 입력단자에 연결되고, 전류미러회로로부터의 제 1출력 및 제 2출력은 BPF에 제어신호들로서 연결되고, 전류미러회로로부터의 제 3출력은 주파수선택회로에 제어신호로서 연걸된다.

제 1검파회로는 BPF의 출력단자 및 제 2검파회로 사이에 원하지 않는 방해파들을 제거하기 위해 제공된다.

제 2검파회로는 주파수선택회로 및 펄스검출회로를 구비한다. 주파수선택회로는 BPF의 동조주파수(f₀)를 결정하는 전류에 대응하는주파수의 신호들만을 출력으로서 전송한다. 펄스검출회로는 주파수선택회로로부터의 출력으로, 그것의 펄스파들이 PPM신호의 온기간동안에만 입력하는 정확한(exact)신호들을 검출한다.

따라서, 그 출력은, PPM신호의 반송파와는 다른 신호, 예를 들면, 노이즈가 입력되는 경우에서조차, 오동작이 되지 않는다. 게다가, 노이즈가 PPM신호의 반송파에서와 동일한 주파수의 짧은 펄스들을 갖는 입력인 경우에서조차, 펄스검출회로는 PPM신호의 온기간에 정확히 비례하는 펄스주기마다 출력들을 제공할 수 있어, 다음의 회로소자들, 예들 들면, 마이크로컴퓨터를 노이즈에 의한 오동작으로부터 보호할 수 있게 된다.

이하 본 발명의 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다.

본 실시에는 본 발명에 따른 적외선 원격제어회로의 한 예이며, 도 1은 본 실시예에 따른 적외선 원격제어회로의 회로도이다.

본 실시예에 따른 적외선 원격제어회로를 갖는 적외선 수신장치를 통과하는 신호의 흐름은, 검파회로(4)가 제 1 및 제 2검파회로들(24 및 22)로 구성된 것을 제외하면 도 4에 보여진 기존의 예에서와 동일하다. 존 실시예에 따르면, 엔밸로프들을 검출하는데 사용되는 축전기(C3)는 도 3의 검파회로(4)로부터 제거되며 대신에 제 2검파회로(22)가 도 1에 보인 것처럼 추가된다. 게다가, 파형정형회로(5)는 비교기(51)를 구비하는 비교기형 파형정형회로로서 구성된다.

도 1에 보인 것처럼, 제 2검파회로(22)는, BPF(3)의 동조주파수(f₀)를 결정하는 전류(12)에 대응하는 주파수의 신호들만을 검출하기 위한 주파수선택회로(20); 및 그것들의 펄스파들이 PPM신호의 온기간 동안에만 입력되는 정확한 신호들을, 주파수선택회로(20)의 출력으로부터 검출하는 퍽스검출회로(21)를 구비한다.

본 실시예에 따른 적외서 원격제어회로의 세부구성 및 동작은 도 1을 참조하여 아래에서 설명된다.

BPF회로(3)의 출력단자는, 기존의 예에서처럼, NPN트랜지스터(Q100)의 베이스 및 DC레벨시프트회로(15)의 입력단자에 연결된다. DC레벨시프트회로(15)의 출력은 로우패스필터(LPF; 16)의 입력단자에 연결되며, 로우패스필터(16)의 출력단자는 NPN트랜지스터(Q101)의 베이스에 연결된다.

NPN트랜지스터들(Q100 및 101)DML 에미터들은 전류미러회로(23)의 출력단자(23.2)에 연결된다. NPN트랜지스터(Q100)의 콜렉터는 Vcc에 연결되며, NPN트랜지스터(Q101)의 콜렉터는 전류미러회로(17)의 입력단자(17.1)에 연결된다.

전류미러회로(17)의 출력단자(17.2)는 제 2검파회로(22)의 입력단자 및 전류 미러회로(23)의 출력단자(23.3)에 연결된다.

위의 회로는 제 1검파회로(24)를 구성한다.

다음으로, 도 6을 참조하여, 제 1검파회로(24)의 동작을 설명한다. 도 6(a)는 반송파를 갖는 제 1 및 제 2온기간들과 DC신호만을 갖는 제 1, 제 2 및 제 3오프기간들로 이루어진 PPM신호파형의 예를 보여준다. 제 2오프기간에서의 펄스는 신호가 아니라 노이즈이다.

PPM신호가 BPF(3)의 출력단자로부터 제 1검파회로(24)로 입력된 다음 두 개의 경로들로 분기된다. 경로들 중의 하나는 NPN트랜지스터(Q100)의 베이스로 직접 리드되며, 다른 경로는 DC오프셋을 신호에 인가하는 DC레벨시프트회로(15)를 통과한 다음, 신호로부터 반송파를 제거하는 대역통과필터(16)를 통과하고, 끝으로 NPN트랜지스터(Q101)의 베이스로 리드된다. 도 6(b)는 NPN트랜지스터들(Q100 및 Q101)의 베이스들로 각각 입력하는 신호들의 파형들을 보여준다.

NPN트랜지스터들(,Q100 및 Q101)은 차분스위치들로 동작한다. NPN트랜지스터(Q100)의 베이스전위가 Q101의 베이스전위보다 낮아지는 경우, NPN트랜지스터(Q101)는 턴온되어 전류가 전류미러회로(17)의 출력단자(17.2)를 통하여 흐르게 한다. 이에 반하여, NPN트랜지스터(Q100)의 베이스전위가 Q101의 베이스전위보다 높아지는 경우.NPN트랜지스터(Q101)는 턴오프되어 전류들이 전류미러회로(17)의 출력단자(17.2)를 통하여 흐르는 것을 방지한다.

NPN트랜지스터(Q101)가 턴온되는 경우에 전류미러회로(17)로부터 흐르기 시작하는 전류는 Ⅰ4라 부른다(이후 간단히 "Ⅰ4"라 함). 전류미러회로(23)의 출력단자(23.3)를 통해 흐르는 전류 Ⅰ3(이후 간단히 "Ⅰ3"라 함)를 넘어서게 Ⅰ4를 적절히 증가시킴에 의해, 도 6(c)에 보인것처럼, PPM신호의 온기간 동안에는 하이레벨인 출력이 되는 반면 PPM신호의 오프기간 동안에 로우레벨인 구평파가 출력된다.

이 출력은 제 2검파회로(22)에 입력된다.

제 2검파회로(22)는 도 1에 보인 것처럼 주파수선택회로 (20) 및 펄스검출회로(21)로이루어진다. 도 2는 상세한 회로구성의 예를 보여준다.

주파수선택회로(20)는, 그것으로부터의 출력이 두 개의 경로들을 통과하는 단안정(one-shot)멀티바이브레이터회로(25)를 구비한다.

한 경로에서, 단안정멀티바이브레이터회로(25)로부터의 출력은 N채널(Nch)MOS트랜지스터(26)의 게이트에 연결되며, 정전류(constant-current)원(27), 축전기(28) 및 비교기(29)로 구성된 저주파선택회로를 통과한다. 다른 경로에서, 단안정 멀티바이브레이터회로(25)로부터의 출력은 N채널MOS트랜지스터(30)의 게이트에 연결되며, 정전류원(31), 축전기(32) 및 비교기(33)로 구성된 고주파선택회로를 통과한다.

저주파선택회로로부터의 출력은 인버터(34)를 통해 AND게이트(35)에 입력되며, AND게이트(35)에서 처리된 다음 지연회로(36)를 통해 펄스검출회로(21)에 입력하거나 단자(A)에 입력한다. 고주파선택회로로부터의 출력은 직접 AND게이트(35)에 입력되며, AND게이트(35)에서 처리된 다음 지연회로(36)를 통해 펄스검출회로(21)로 입력한다.

펄스검출회로(21)는 직렬로 연결된 4개의 D형플립플롭들(이후 간단히 "D-F/F들"이라 함)(39, 40, 41 및 42)을 구비하며, 각 D-F/F로부터의 출력은 두 개의 경로들로 분기된다. 이 경로들 중의 하나에서, 각 D-F/F로부터의 출력은 AND게이트(47)에 연결되는 반면, 다른 경로에서는, 각 D-F/F로부터의 출력은 인버터들(43-46)을 통해 AND게이트(48)에 연결된다.

더욱이, 펄스검출회로(21)는, 저주파선택회로로부터 단안정멀티바이브레이터회로(37)로 곧바로 입력하며 펄스지연회로(38)를 나가는 출력신호, AND게이트(47)로부터의 출력신호 및 AND게이트(48)로부터의 출력신호가 AND게이트(51), 인버터(52), OR게이트(49) 및 R-S형플립플롭(50)으로 구성된 회로에 입력되어 처리되도록, 구성된다.

도 6을 참조하여, 제 2검파회로(22)의 동작을 설명한다. 제 1검파회로(24)로부터 출력하는 PPM신호가 온기간 동안의 신호들 및 노이즈는 제 2검파회로(22)에 도 6(c)에 보인 것과 같은 파형으로 입력한다.

이때, 제 2검파회로(22)에서, 저주검파화로 및 고주파검회로는 PPM신호의 반송파(예를 들면, 38KHz)만을 검출하기 위하여 저주파 및 고주파를 검출하여 신호를 저주파 및 고주파로 분리한다. 정전류원들(27 및 31)이 BPF(3)의 동조주파수(f₀)를 결정하는 Ⅰ2에 비례하므로, 비교기들(29 및 33)은 축전기들(28 및 32)을 위한 충전시간을 정확히 검출할 수 있다.

펄스검출회로(21)는 신호가 D-F/F들의 수에 의해 결정되는 펄스수(도 6(d)에서는 4개)의 펄스들로서 입력됨을 검출함에 의거하여 출력을 로우레벨로 설정하는 반면, PPM신호의 온기간의 끝(end)의 검출에 의거하여 펄스지연회로(38) 이후의 출력을 하이레벨로 설정하며, CR의 시정수에 의해 결정된 다수의 펄스들만큼 신호를 지연하는 펄스지연회로(38)는 4개의 펄스들만큼 지연된 신호를 갖는다.

출력단자(6)로부터 출력하는 신호의 파형은 도 6(d)에 보인것과 같다.

상술한 바와 같이, 검파회로는 주파수선택회로(20) 및 펄스검출회로(21)로 구성되며, 전류미러회로(19)의 출력단자(19.4)는 주파수선택회로(20)를 위한 정전류원들(27 및 31)로 구성된다.

이러한 구성은 정전류원들(27 및 31)로부터의 전류의 값이 BPF(3)의 f₀를 결정하는 Ⅰ2에 대응하게 하며 PPM신호의 반송파와는 다른 신호들을 제거시켜, 인버터형광램프로부터의 광학적 노이즈 또는 TV에 대한 수평동기신호에서의 대략 15KHz의 노이즈와 같은 짧은 펄스(short-pulse)노이즈의 제거를 가능하게 한다.

게다가, 이 발명은 마이크로컴퓨터와 같은 다음의 회로소자들을, 선행기술에서 처럼 PPM신호의 온기간에 비례하는 펄스출력시간이 네 개의 펄스들에 의해 감소되는 경우에 제공되는 정규신호들에 대한 영향에 의한 오동작으로부터 보호할 수 있다.

이 발명에 따르면, 제 2검파회로가 제 1검파회로 및 파형정형회로 사이에 제공되며, 동일한 전류미러회로로부터의 출력이 BPF 및 제 2검파회로 둘 다를 위한 제어신호로서 TKD용되고, 제 2검파회로는 주파수 선택회로 및 펄스검출회로로 구성된다. 따라서, 이 발명은 노이즈없는 신호들을 축력하기 위하여 인버터형광램프로부터의 광학적 노이즈 또는 대략 15KHz의 TV에 대한 수평동기신호에서의 노이즈와 같은PPM신호의 반송파와는 다른 신호들을 제거할 수 있다. 게다가, 이 발명은 PPM신호의 온기간에 비례하는 펄스출력시간이 선행기술에서처럼 네 개의 펄스들만큼 감소되는 경우에 악영향을 받게 되는 것으로부터 정규신호들을 보호할 수 있다.

이 발명은 이 발명의 정신이나 본질적인 특질로부터 벗어남 없이 다른 특정한 형태들로 실시할 수 있다. 본 실시예들은 그러므로 모든 점에서 실례가 되면서 제한하는 것은 아닌 것으로 간주되어지며, 그러므로 선행하는 설명에 의해서 보다는 첨부의 청구항들에 으해 표시되어진 발명의 범주 및 청구항들과 등가의 의미 및 범위내에서 나오는 모든 변경들이 포함되어지게 의도되었다.

명세서, 특허충구의 범위, 도면 및 요약서를 포함하는 일본특허출원번호 9-168382(1997년 6월 25일 출원)의 전체 개시물은 이것을 온전하게 하는 참조로서 이 서류에 통합되었다.

Claims

(정정) 적외선 원격제어회로에 있어서, 적외선형태로 전송된 펄스위치변조된(PPM)신호를 수신하는 적외선감지소자; 수신된 신호를 증폭하기 위한 증폭회로; 증폭회로에 의해 증폭된 수신된 신호로부터 특정 주파수의 신호를 추출하는 대역통과필터; 대역통과필터의 출력신호로부터 상기 특정 주파수의 구형파신호를 검출하기 위한 제 1검파회로; 제 1검파회로에 의해 검출된 구형파신호로부터 상기 PPM신호의 온기간에 해당하는 기간동안에만 소정의 레벨을 갖는 펄스신호를 출력하는 제 2검파회로; 및 제 2검파회로로부터 철력되는 펄스신호의 파형을 정형하기 위한 파형정형회로를 포함하며, 여기서, 동일한 전류미러회로로부터의 출력이 대역통과필터 및 제 2검파회로 둘 다를 위한 제어신호로서 사용되는 적외서 원격제어회로.
(정정) 제 1항에 있어서, 제 2검파회로는 주파수선택회로 및 펄스검출회로를 포함하며, 파형정형회로는 비교기형(comparator-type) 파형정형회로를 포함하고, 제 1검파회로에서의 입력오프셋차분회로의 출력단자는 제 2검파회로에서의 주파수선택회로의 입력단자에 연결되며, 주파수선택회로의 출력단자는 펄스검출회로의 입력단자에 연결되며, 펄스검출회로의 출력단자는 파형정형회로의 입력단자에 연결되며, 전류미러회로의 제 1 및 제 2출력단자들은 제어를 위해 대역통과필터에 연결되고, 전류미러회로의 제 3출려단자는 제어를 위해 주파수선택회로에 연결된 적외선 원격제어회로.
(정정) 제 2항에 있어서, 제 1검파회로로부터의 출력신호는 단안정(ons-hot)멀티바이브레이터회로에 입력되며, 단안정멀티바이브레이터회로로부터의 출력신호는 제 2검파회로에서의 주파수선택회로에 입력되고, 주파수선택호로로부터의 출력신호는 지연회루를 통해 펄스검출회로에 입력되는 적외선 원격제어회로.
(정정) 제 2항에 있어서, 제 1검파회로로부터의 출력신호는 단안정멀티바이브레이터회로에 입력되며, 단안정멀티바이브레이터회로로부터의 출력신호는 제 2검파회로에서의 주파수선택회로에 입력되고, 주파수선택회로로부터의 출력신호는 펄스검출회로에 입력되는 적외선 원격제어회로.
(정정) 제 2항에 있어서, 펄스검출회로는 직렬로 연결된 네 개의 D형플립플롭들을 포함하며, 경로들중의 하나에서, D형플립플롭들로부터의 출력들은 제 1경로들을 통해 제 1AND게이트에 입력되며, D형플립플롭들로부터의 출력들은 제 2경로들을 통해 인터버를 거쳐 제 2AND게이트에 입력하고, 주파수선택회로로부터의 출력이 입력되는 펄스지연회로로부터의 출력, 제 1AND게이트로부터의 출력 및 제 2AND게이트로부터의 출력은 AND게이트, OR게이트 및 R-S형플립플롭을 포함하는 회로에 입력되고, R-S형플립플롭으로부터의 출력신호는 파형정형회로에 입력하는 적외선 원격 제어회로.