JPH1075582A

JPH1075582A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH1075582A
Application number: JP8263435A
Authority: JP
Inventors: Takuya Kojo; 卓也古城; Seiji Sakuma; 清二佐久間
Original assignee: Hitachi Lighting Ltd
Current assignee: Hitachi Lighting Ltd
Priority date: 1996-08-28
Filing date: 1996-08-28
Publication date: 1998-03-17

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】従来のハーフブリッジ型のインバータ装置で
は、電圧が最大となるわずかな期間以外ほとんどが給電
休止期間であるため、また平滑コンデンサが直に充電さ
れ充電電流にピーク性があるため、力率が低かった。【解決手段】定常状況下の各コンデンサの電圧を単コン
デンサ電圧とすると、放電中の第一コンデンサ要素１１
０の電圧、充電中の第二コンデンサ要素１２０の電圧、
負荷回路２００の電圧は、それぞれその１倍、２倍、１
倍となる。臨界モードでの整流電源２の電圧の瞬時値は
単コンデンサ電圧の３倍であり、瞬時値がそれより高け
れば充電モード、低ければ放電モードとなる。これによ
り平滑コンデンサの容量が十分大きい場合でも相対的に
広い給電期間をとれる。また、定常時の充電では負荷回
路がインピーダンス素子として働くため充電電流がピー
ク性にならない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は交流電源電圧を整流
した整流電源の下で動作し、高周波出力を得るインバー
タ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電源電圧を整流し、平滑用コンデン
サで平滑し、平滑出力を受けて動作する例えばハーフブ
リッジ形のインバータ装置は周知である。この場合の高
周波出力電圧は平滑用コンデンサ電圧の半分となる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】前記従来装置は低力率
である。それは交流電源電圧がほぼ最大となるわずかな
期間にのみ交流電源からの給電がなされ、その他のほと
んどは給電休止期間となるためである。本発明の目的は
この力率を高めることである。また、変圧器を使わずに
やや低めの高周波出力電圧を得ることである。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
は複数のコンデンサを充電用ダイオードを介して順直列
に接続し、前記各コンデンサを放電用ダイオードを介し
て逆方向に互いに並列となるように接続し、充電電圧を
高く放電電圧を低く設定した第一コンデンサ要素を備え
る。複数のコンデンサを充電用ダイオードを介して順直
列に接続し、前記各コンデンサを放電用ダイオードを介
して逆方向に互いに並列となるように接続し、充電電圧
を高く放電電圧を低く設定したコンデンサ要素であっ
て、前記第一コンデンサ要素と順直列に接続された第二
コンデンサ要素を備える。順直列に接続された一対の交
互に導通するスイッチング素子を備える。交流電源電圧
を整流する整流電源を備える。整流電源電圧を、前記第
一第二コンデンサ要素を跨ぐ両端ならびに前記一対のス
イッチング要素の全体を跨ぐ両端にそれぞれ順方向に印
加するように接続する。前記第一第二コンデンサ要素の
接続中点と前記一対のスイッチング素子の接続中点との
間に負荷回路を接続する。

【０００５】

【発明の実施の形態】本発明の実施形態を図１を使って
説明する。本発明装置は複数のコンデンサ１１・１２を
充電用ダイオード１６を介して順直列に接続し、各コン
デンサ１１・１２を放電用ダイオード１５・１７を介し
て逆方向に互いに並列となるように接続し、充電電圧を
高く放電電圧を低く設定した第一コンデンサ要素１１０
を備える。また、複数のコンデンサ１３・１４を充電用
ダイオード１９を介して順直列に接続し、各コンデンサ
１３・１４を放電用ダイオード１８・２０を介して逆方
向に互いに並列となるように接続し、充電電圧を高く放
電電圧を低く設定したコンデンサ要素であって、前記第
一コンデンサ要素と順直列に接続された第二コンデンサ
要素１２０を備える。順直列に接続された一対の交互に
導通するスイッチング素子８・９を備える。スイッチン
グ素子８・９はトランジスタであり、それぞれに逆並列
のフライホイールダイオード６・７が付属する。トラン
ジスタ８・９に寄生ダイオードが付属する場合はフライ
ホイールダイオード６・７は要らない。交流電源１電圧
を整流する整流電源２（図示の２は正確には全波整流回
路であるが、ここでは交流電源１を含む整流電源と考え
る）を備える。整流電源２電圧を、第一第二のコンデン
サ要素１１０・１２０の全体を跨ぐ両端ならびに一対の
スイッチング要素８・９の全体を跨ぐ両端にそれぞれ順
方向に印加するように接続する。第一第二コンデンサ要
素１１０・１２０の接続中点と一対のスイッチング素子
８・９の接続中点との間に負荷回路２００を接続する。
負荷回路２００は放電灯（例えば蛍光ランプ）４とそれ
に直列のバラストインダクタ３、並列の予熱用コンデン
サ５を含む点灯回路である。

【０００６】図１装置の動作について説明する。説明の
便宜上、コンデンサ要素１１０・１２０に属する各コン
デンサ１１・１２・１３・１４は相等しい高容量と仮定
する。このように仮定すると、定常状況下での各コンデ
ンサ１１、１２、１３、１４電圧は一定と見なし得る。
以下、これを単コンデンサ電圧と定義する。交流電源１
を投入すると、交流電源１を含む整流電源２電圧が確立
する。これにともない、コンデンサ１１・ダイオード１
６・コンデンサ１２・コンデンサ１３・ダイオード１９
・コンデンサ１４の回路に充電電流が流れ、各コンデン
サ１１・１２・１３・１４が充電される。インバータ動
作後は負荷回路２００を介して充電される。このように
して定常の単コンデンサ電圧が確立し、定常のインバー
タ動作に移行する。トランジスタ８がオンのときに、負
荷回路２００に左向き電流が形成される。左向き負荷回
路２００電流は、第一コンデンサ要素１１０の放電電流
であるか、第二コンデンサ要素１２０の充電電流である
か、その両方のいずれかである。トランジスタ９がオン
のときには、負荷回路２００に右向き電流が形成され
る。右向き負荷回路２００電流は、第一コンデンサ要素
１１０の充電電流であるか、第二コンデンサ要素１２０
の放電電流であるか、その両方であるかのいずれかであ
る。説明の便宜上、負荷回路２００電流が充電電流・放
電電流の両方である状態を臨界モードと定義する。

【０００７】臨界モードについて説明する。トランジス
タ８がオンのときの臨界モードを例にとる。この状況下
では、左向き負荷回路２００電流が形成される。左向き
負荷回路２００電流は第一コンデンサ要素１１０の放電
電流と第二コンデンサ要素１２０の充電電流とを足し加
えた値となる。放電中の第一コンデンサ要素１１０電圧
は、単コンデンサ電圧（この場合はコンデンサ１１、１
２の各電圧）の１倍に等しく、充電中の第二コンデンサ
要素１２０電圧は単コンデンサ電圧の２倍（この場合は
コンデンサ１３電圧とコンデンサ１４電圧の合計値）に
等しい。整流電源２電圧の瞬時値は単コンデンサ電圧の
３倍となる。また、負荷回路２００電圧は単コンデンサ
電圧と一致する。整流電源２電圧の瞬時値が単コンデン
サ電圧の３倍であれば臨界モードとなる。整流電源２電
圧の瞬時値が単コンデンサ電圧の３倍を上回れば充電モ
ードとなる。また３倍未満であれば放電モードとなる。
充電モードについて説明する。トランジスタ８がオンの
ときの充電モードを例にとる。充電中の第二コンデンサ
要素１２０電圧は単コンデンサ電圧の２倍である。整流
電源２電圧から第二コンデンサ要素１２０電圧（２倍電
圧）を差し引いた残りが負荷回路２００電圧となる。負
荷回路２００電圧が単コンデンサ電圧以上であれば、第
一コンデンサ要素１１０の放電は抑制される。以上の因
果関係から、整流電源２電圧が単コンデンサ電圧の３倍
超であれば充電モードとなることが分かる。

【０００８】放電モードについて説明する。トランジス
タ８がオンのときの放電モードを例にとる。放電中の第
一コンデンサ要素１１０電圧は単コンデンサ電圧の１倍
である。負荷回路２００電圧も単コンデンサの１倍であ
る。整流電源２電圧から負荷回路２００電圧（１倍電
圧）を差し引いた残りが第二コンデンサ要素１２０電圧
となる。第二コンデンサ要素１２０電圧が単コンデンサ
電圧の２倍以下であれば、第二コンデンサ要素１２０に
対する充電は抑制される。以上の因果関係から、整流電
源２電圧が単コンデンサ電圧の３倍未満であれば放電モ
ードとなることが分かる。図２の波形図を使ってさらに
説明する。図中の記号Ｅは単電圧を意味する。図２にお
ける整流電源２電圧Ｖ（瞬時値）がＥ×３のラインを上
回る場合は充電モードとなり、下回る場合は放電モード
となり、その境目では臨界モードとなる。充電モードで
は、トランジスタ８がオンのときには第二コンデンサ要
素１２０が充電され、トランジスタ９がオンのときには
第一コンデンサ要素１１０が充電される。放電モードで
は、トランジスタ８がオンのときには、第一コンデンサ
要素１１０が放電し、トランジスタ９がオンのときには
第二コンデンサ要素１２０が放電する。図２のハッチン
グは負荷回路２００電圧の絶対値である。充電モードに
おける負荷回路２００電圧は整流電源２電圧ＶからＥ×
２を差し引いた値である。放電モードにおける負荷回路
２００電圧は単コンデンサ電圧Ｅの１倍に等しい。実際
の負荷回路２００電圧はトランジスタ８・９のオンオフ
によって極性を変えるので、ハッチング表示の電圧はそ
の絶対値に相当する。整流電源２の給電期間・給電休止
期間（交流電源１の給電期間・給電休止期間に等しい）
について考える。図２の充電モード期間は給電期間とな
る。放電モード期間は給電休止期間となる。前記従来の
場合の給電期間は平滑用コンデンサの容量が十分に大き
いものとすると、ごく狭い範囲（位相範囲）に限られ
る。本発明の場合は各コンデンサ１１・１２・１３・１
４の容量が十分に大きい場合であっても、相対的に広い
範囲の給電期間となる。実際の給電期間（充電モード期
間）は単電圧Ｅのレベルと関係する。単電圧Ｅのレベル
は負荷の軽重とも関係し、負荷回路２００の消費エネル
ギと整流電源２からの給電エネルギとがほぼ釣り合うよ
うな単電圧Ｅのレベルが形成される。いずれにしても、
単電圧Ｅのレベルは整流電源２電圧Ｖの最大値の１／３
倍よりは低く、１／４倍よりも高い値となる。１／４倍
よりも高い値となる根拠は次のようなものである。仮
に、１／４以下であるとすると、整流電源２電圧Ｖの最
大位相時に初期充電形の充電作用が起こる。これによっ
て、各コンデンサ１１・１２・１３・１４に対して直列
充電がなされるので、１／４以下にはならない。

【０００９】単電圧Ｅは負荷回路２００電圧の最低保証
値でもある。整流電源２電圧Ｖの谷間期であってもこの
電圧Ｅは保証される。各コンデンサ１１・１２・１３・
１４の容量が適度に大きければ、電圧Ｅは安定であり、
確かな保証を与える。図２のハッチングは前記のごとく
負荷回路２００電圧の絶対値である。それは整流電源２
電圧Ｖの１／２よりもさらに低いレベルであり、従って
低電圧レベルの負荷回路２００に好適であることがわか
る。前記従来装置においては整流電源電圧で平滑コンデ
ンサが直に充電され、ピーク性の充電電流を形成する。
これも力率悪化の一因となる。ところが、図１装置の場
合は、第一第二コンデンサ要素１１０・１２０に対する
定常時の充電は負荷回路２００を介してなされ、負荷回
路２００が平滑インピーダンス素子として働くため、ピ
ーク性充電電流が流れない。この点は力率向上と回路の
電流耐量の緩和に役立つ。

【００１０】

【発明の効果】本発明によれば、交流電源の力率を高め
ることができる。また、変圧器を使わずに負荷回路電圧
のレベルを低減することができ、低電圧レベルの負荷回
路に対して好適となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明装置の回路図である。

【図２】その動作回路図である。

【符号の説明】

１：交流電源２：整流電源８・９：スイッチング素子１５・１７・１８・２０：放電用ダイオード１６・１９：充電用ダイオード１１０：第一コンデンサ要素１１０：第一コンデンサ要素１２０：第二コンデンサ要素２００：負荷回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のコンデンサ（１１・１２）を充電用
ダイオード（１６）を介して順直列に接続し、前記各コ
ンデンサ（１１・１２）を放電用ダイオード（１５・１
７）を介して逆方向に互いに並列となるように接続し、
充電電圧を高く放電電圧を低く設定した第一コンデンサ
要素（１１０）を備え、複数のコンデンサ（１３・１４）を充電用ダイオード
（１９）を介して順直列に接続し、前記各コンデンサ
（１３・１４）を放電用ダイオード（１８・２０）を介
して逆方向に互いに並列となるように接続し、充電電圧
を高く放電電圧を低く設定したコンデンサ要素であっ
て、前記第一コンデンサ要素（１１０）と順直列に接続
された第二コンデンサ要素（１２０）を備え、順直列に接続された一対の交互に導通するスイッチング
素子（８・９）を備え、交流電源（１）電圧を整流する整流電源（２）を備え、
前記整流電源（２）電圧を、前記第一第二のコンデンサ
要素（１１０・１２０）の全体を跨ぐ両端ならびに前記
一対のスイッチング要素（８・９）の全体を跨ぐ両端に
それぞれ順方向に印加するように接続し、前記第一第二コンデンサ要素（１１０・１２０）の接続
中点と前記一対のスイッチング素子（８・９）の接続中
点との間に負荷回路（２００）を接続したことを特徴と
するインバータ装置。