JPH1052043A

JPH1052043A - 絶縁型スイッチング電源

Info

Publication number: JPH1052043A
Application number: JP9094597A
Authority: JP
Inventors: Tetsushi Otake; 徹志大竹
Original assignee: Toko Inc
Current assignee: Toko Inc
Priority date: 1996-04-05
Filing date: 1997-03-28
Publication date: 1998-02-20

Abstract

(57)【要約】【課題】高価な部品を使用せず、また製造工数の増加
を伴わずコストの低減ができ、かつ、信頼性の高い絶縁
型スイッチング電源を提供する【解決手段】フライバック方式の絶縁型スイッチング
電源を構成する主トランスＴ１の他に補助トランスＴ２
を設け、主トランスＴ１の２次巻線ｎ２に対して並列に
補助トランスＴ２の入力巻線ｎ３を接続する。補助トラ
ンスＴ２の出力巻線ｎ４の端子間にダイオードＤ２とコ
ンデンサＣ４の直列回路を接続し、コンデンサＣ４の両
端間に出力電圧に相当する電圧信号を得る。ダイオード
Ｄ２とコンデンサＣ４の接続点は定電圧ダイオードＤＺ
を介してスイッチングトランジスタＱ１のベースに接続
する。望ましくは、主トランスＴ１と補助トランスＴ２
は、複数の巻線巻装部を有するコアを共用し、各トラン
スの巻線を別々の巻線巻装部に巻回して形成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力側と出力側を
トランスによって絶縁したスイッチング電源の定電圧制
御について、電源装置のコスト低減と信頼性向上を図る
ことのできる信号のフィードバック手段を提供するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】電子機器の特性や使用環境によっては、
その電子機器の内部に組み込まれる電源装置の入力側と
出力側を絶縁する必要がある。このような時には一般
に、電源装置をスイッチング型とすると共に回路中にト
ランスを組み込み、トランスの１次側と２次側で電力伝
送ラインの絶縁を行う。スイッチング方式の電源装置
（以下、スイッチング電源と呼ぶ）の出力電圧の定電圧
制御には様々な方法があるが、最もよく使用されている
のがパルス幅変調（以下、ＰＷＭと略す）制御方式であ
る。このＰＷＭ制御方式のスイッチング電源では、出力
電圧の大きさに相当する電圧信号を得て、その電圧信号
の基準値からの偏差に応じてスイッチング素子のオン期
間を変化させる。この時、通常は、制御対象としてのス
イッチング素子は入力側に設けられる。

【０００３】ところで、スイッチング電源が絶縁型であ
る場合には、定電圧制御をするのに必要な出力電圧に相
当する電圧信号（あるいは偏差信号）の信号帰還ライン
についても、電力伝送ラインと同様に入力側と出力側を
絶縁しなければならない。従来の信号帰還ラインの絶縁
には、代表的な手段の一つとして、フォトカプラを使用
することがあった。このフォトカプラは、電気信号を光
信号に変換し、光によって信号伝送を行い、さらに光信
号を電気信号に変換するという過程により、入力側と出
力側を電気的に絶縁している。フォトカプラを使用して
信号帰還ラインの絶縁を行う場合、第１に、出力電圧を
直接監視することが可能で制御の信頼性が高い、第２
に、簡単に入出力間を絶縁できる、といった利点が有る
が、その反面、フォトカプラを使用する上でフォトカプ
ラの駆動回路が必要となり部品数が増加する、フォトカ
プラ自体が高価であり、部品数の増加と共に原価コスト
を増加させるといった問題があった。この原価コストを
低減するためのスイッチング電源としては、図４に示す
ようなフォトカプラを使用しない絶縁型スイッチング電
源が存在した。

【０００４】図４において、入力端子１ａ、１ｂ間に接
続されたトランスＴ３の１次巻線ｎ８とスイッチングト
ランジスタＱ１の直列回路、出力端子２ａ、２ｂ間に接
続された整流ダイオードＤ１とトランスＴ３の２次巻線
ｎ９の直列回路及び平滑コンデンサＣ２によって、フラ
イバック方式の絶縁型スイッチング電源が形成されてい
る。トランスＴ３には３次巻線ｎ１０（帰還巻線兼検出
巻線）が設けられ、その一端は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ
３の直列回路を介してスイッチングトランジスタＱ１の
ベースに接続され、他端は入力端子１ｂと接続されてい
る。さらに３次巻線ｎ１０に対して並列にダイオードＤ
２とコンデンサＣ４の直列回路が接続され、ダイオード
Ｄ２とコンデンサＣ４の接続点が定電圧ダイオードＤＺ
を介してスイッチングトランジスタＱ１のベースに接続
されている。なお、Ｒ１は起動抵抗であり、Ｃ１は入力
コンデンサである。

【０００５】この図４の回路は、３次巻線ｎ１０に発生
した電圧を抵抗Ｒ２、コンデンサＣ３を介してスイッチ
ングトランジスタＱ１のベース、エミッタ間に印加する
ことにより自励発振が行われる、自励式のスイッチング
電源となっている。ここでトランスＴ３の２次巻線ｎ９
と３次巻線ｎ１０は磁気的に結合しているため、２次巻
線ｎ９に現れる電圧と３次巻線ｎ１０に現れる電圧は、
理論的には相関（比例）した関係を示す。そこで３次巻
線ｎ１０に現れる電圧をダイオードＤ２、コンデンサＣ
４によって整流平滑し、等価的に出力電圧に相当する電
圧信号をコンデンサＣ４の両端に得ている。なお、３次
巻線ｎ１０と２次巻線ｎ９は絶縁されているため、出力
電圧に相当する電圧信号の信号帰還ラインは入出力間で
絶縁された状態であると見なされる。そして等価的に出
力電圧に相当する電圧信号は定電圧ダイオードＤＺを介
してスイッチングトランジスタＱ１のベースへ印加さ
れ、これによりスイッチングトランジスタＱ１のオンデ
ューティが制御される。

【０００６】つまり図４に示す回路は、３次巻線ｎ１０
に、自励発振のための帰還巻線としての機能と定電圧制
御のための検出巻線としての機能を兼用させたものとな
っている。これに加えて、定電圧制御のために信号をフ
ィードバックする回路は、ダイオードＤ２、コンデンサ
Ｃ４、定電圧ダイオードＤＺで構成され、いずれも部品
単価が安い素子であり、素子数も少ない。従って図４の
回路は、フォトカプラを使用する場合に比べてはるかに
安価な絶縁型スイッチング電源を構成することができ
た。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】理論的には、磁気的に
結合したトランスの各巻線に現れる電圧は、その巻数比
に応じた値となる。しかし現実のトランスでは、各巻線
に各々負荷を接続した時、各巻線に現れる実際の電圧は
単純に巻数比から導出される計算値と等しくならない。
ちなみに１次巻線に現れる電圧を基準として考えた時、
２次巻線など他の巻線に現れる実際の電圧値は計算値よ
りも低い値となり、この実際の電圧値と計算値の差（以
後、降下分と呼ぶ）は負荷の状態によって変動する。こ
のような実際の電圧値が計算値と等しくならなくなる現
象は、現実のトランスの各巻線間の結合度が１．０では
無い、巻線に存在する電気抵抗で電圧降下を生じるなど
の他、様々な要因により引き起こされるものと考えられ
る。

【０００８】図４に示すような回路構成を有する電源装
置を実際に作製した時、図４の回路における２次巻線ｎ
９、３次巻線ｎ１０についても、各巻線に現れる電圧は
計算により導出される値とはならず、実際の電圧値と計
算値との間に誤差（降下分）が発生する。ここで、２次
巻線ｎ９に現れる電圧の降下分と３次巻線ｎ１０に現れ
る電圧の降下分には相関関係は無く、それぞれ巻線毎、
トランス毎にランダムな値となる。ところで図４に示さ
れる回路では、コンデンサＣ４の端子間電圧と定電圧ダ
イオードＤＺのツェナー電圧との比較結果に応じてスイ
ッチングトランジスタＱ１のオンデューティを変化させ
ている。すなわち、この図４の回路の出力電圧は、コン
デンサＣ４の端子間電圧が出力電圧との間に相関関係を
示すとの前提に基づいて制御されている。

【０００９】しかし、２次巻線ｎ９と３次巻線ｎ１０に
実際に現れる電圧には各々に降下分による誤差が含まれ
ており、この降下分のために出力電圧とコンデンサＣ４
の端子間電圧は、それぞれが計算値と等しくならない。
この状態でコンデンサＣ４の端子間電圧を出力電圧に相
当する電圧信号と見なし、出力電圧の定電圧制御を行え
ば、実際の製品の出力電圧の値は製品設計時に定めた設
定値には成り得ず、２次巻線ｎ９と３次巻線ｎ１０に現
れる電圧の降下分に基づく誤差を生じる。なお、前記し
たように、巻線に発生する電圧の降下分はトランス毎、
巻線毎に一定していないため、電源装置の出力電圧の誤
差の大きさは製品毎に異なってしまう。

【００１０】このような事態に対して従来では、図４に
示す回路構成の電源装置を製作する時、出力電圧を本来
の設定値に合わせるために、トランスＴ３の２次巻線ｎ
９と３次巻線ｎ１０に現れる電圧に応じて、装置毎に適
切なツェナー電圧を有した定電圧ダイオードＤＺを選定
するという作業を必要としていた。このため図４に示す
回路構成の電源装置は量産体制の確立が難しく、製造工
数の増加によって製造コストの上昇を招いていた。ま
た、２次巻線ｎ９に現れる電圧の降下分は負荷状態によ
ってわずかながら変動するため、図４に示す回路は負荷
変動に対して出力電圧の安定度が低下する恐れも有り、
電源装置の信頼性を低下させる結果となっていた。そこ
で本発明は、フォトカプラ等の高価な部品を使用せず、
また製造工数の増加を伴わずにコストの低減ができ、か
つ、出力電圧の安定度が高く、信頼性の高い絶縁型スイ
ッチング電源を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】仮にトランスの１次巻線
と２次巻線との間の結合度をｋ₁₂、１次巻線と３次巻線
（検出巻線）との間の結合度をｋ₁₃、２次巻線と３次巻
線との間の結合度をｋ₂₃とする。ここで、結合度ｋ₂₃が
結合度ｋ₁₃よりも大きくなるような巻線構造とした場
合、一般的傾向として、ｋ₂₃とｋ₁₃の差が大きくなる
程、２次巻線に現れる電圧の降下分の大きさとは無関係
に、３次巻線に現れる電圧は２次巻線に実際に現れる電
圧と巻数比から導出される値へ近づくという事実を、本
発明者は実験に基づく検証により得ている。そこで本発
明は、主トランスの１次巻線に直列に接続したスイッチ
ング素子をオン、オフさせることにより２次巻線に電圧
を誘起し、２次巻線に現れた電圧を整流平滑して直流出
力を得る絶縁型のスイッチング電源において、２次巻線
と磁気的に結合した巻線を定電圧制御用のフィードバッ
ク手段の検出巻線とし、２次巻線と検出巻線との間の結
合度ｋ₂₃を、１次巻線と検出巻線との間の結合度ｋ₁₃よ
りも充分に大きな値とすることを特徴とする。

【００１２】具体的には、第１の手段として、主トラン
スの２次巻線に入力巻線を並列に接続した補助トランス
を設け、その補助トランスの出力巻線をフィードバック
手段の検出巻線とする。第２の手段として、複数の巻線
巻装部を有し、巻線巻装部の境界には各巻線部間の磁気
的結合を断つような磁路が形成されたコアを使用し、コ
アの所定の巻線巻装部には１次巻線の一部、２次巻線、
３次巻線を巻回し、１次巻線の残余を他の巻線巻装部に
巻回してトランスを形成し、その３次巻線をフィードバ
ック手段の検出巻線とする。

【００１３】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施の形態として
は、フライバック方式の絶縁型スイッチング電源を構成
する主トランスの他に補助トランスを設け、主トランス
の２次巻線に対して並列に補助トランスの入力巻線を接
続する。この補助トランスの出力巻線の端子間に、ダイ
オードと第１のコンデンサの直列回路を第１のコンデン
サを入力端子（低電位側）側として接続する。ここでダ
イオードの順方向は、スイッチング素子がオフ状態とな
った時に補助トランスの出力巻線に現れる電圧によって
第１のコンデンサが充電される方向とする。第１のコン
デンサに対して並列に第１の抵抗を接続し、ダイオード
と第１のコンデンサの接続点を定電圧ダイオードを介し
てスイッチング素子の制御端子に接続する。ここで主ト
ランス、補助トランスについては、複数の巻線巻装部を
有する一のコアを共用し、そのコアの所定の巻線巻装部
に１次巻線及び２次巻線を巻回して主トランスを構成
し、他の巻線巻装部に入力巻線及び出力巻線を巻回して
補助トランスを構成する。

【００１４】本発明の第２の実施の形態としては、３枚
の鍔によって２つの巻線巻装部が形成された高透磁率磁
性体製のコアに対し、第２の巻線巻装部に１次巻線の一
部、２次巻線、３次巻線を巻回し、第１の巻線巻装部に
１次巻線の残余を巻回した構成のトランスを使用する。
このトランスの３次巻線の端子間に、ダイオードと第２
のコンデンサの直列回路を第２のコンデンサを入力端子
（低電位側）側として接続する。ここでダイオードの順
方向は、スイッチング素子がオフ状態となった時に補助
トランスの出力巻線に現れる電圧によって第２のコンデ
ンサが充電される方向とする。第２のコンデンサに対し
て並列に第２の抵抗を接続し、ダイオードと第２のコン
デンサの接続点を定電圧ダイオードを介してスイッチン
グ素子の制御端子に接続する。

【００１５】

【実施例】電源装置のコスト低減と信頼性の向上が実現
できる本発明による絶縁型スイッチング電源の第１の実
施例の回路を図１に示した。なお図１において、図４で
示した構成要素と同じ構成要素には同一の符号を付与し
てある。図１において、入力端子１ａ、１ｂ間に接続し
た主トランスＴ１の１次巻線ｎ１とスイッチングトラン
ジスタＱ１の直列回路、出力端子２ａ、２ｂ間に接続し
た主トランスＴ１の２次巻線ｎ２と整流ダイオードＤ１
の直列回路及び平滑コンデンサＣ２によってフライバッ
ク方式の絶縁型スイッチング電源が構成されている。

【００１６】この絶縁型スイッチング電源に補助トラン
スＴ２を追加して設け、その補助トランスＴ２の入力巻
線ｎ３を主トランスＴ１の２次巻線ｎ２に対して並列に
接続する。補助トランスＴ２の出力巻線ｎ４は、その一
端をスイッチングトランジスタＱ１のエミッタと入力端
子１ｂの接続点に接続し、他端を抵抗Ｒ２とコンデンサ
Ｃ３の直列回路を介してスイッチングトランジスタＱ１
のベースに接続する。補助トランスＴ２の出力巻線ｎ４
の端子間に、出力巻線ｎ４の抵抗Ｒ２側の一端をダイオ
ードＤ２のカソードに接続する形で、ダイオードＤ２と
コンデンサＣ４の直列回路を接続する。コンデンサＣ４
に対して抵抗Ｒ３を並列接続し、ダイオードＤ２とコン
デンサＣ４の接続点を、そのカソードがスイッチングト
ランジスタＱ１のベースに接続された定電圧ダイオード
ＤＺのアノードに接続する。

【００１７】スイッチングトランジスタＱ１のベースは
起動抵抗Ｒ１を介して入力端子１ａ（高電位側）に接続
する。ここで補助トランスＴ２の出力巻線ｎ４の極性
は、主トランスＴ１の１次巻線ｎ１に電流が流れた時、
２次巻線ｎ２、入力巻線ｎ３を介したエネルギー伝達に
より出力巻線ｎ４に現れる電圧が、抵抗Ｒ２、コンデン
サＣ３を介してスイッチングトランジスタＱ１のベー
ス、エミッタ間に順方向バイアスを与える方向とする。

【００１８】このような構成とした場合、補助トランス
Ｔ２の出力巻線ｎ４には主トランスＴ１の２次巻線ｎ２
に現れる電圧と相関した電圧が発生する。そして出力巻
線ｎ４は図４の回路における３次巻線ｎ１０と同様に機
能し、出力巻線ｎ４に現れる電圧によってスイッチング
トランジスタＱ１は自励発振を行う。また出力巻線ｎ４
に現れた電圧はダイオードＤ２、コンデンサＣ４によっ
て整流平滑され、その結果、コンデンサＣ４の端子間に
出力電圧に相当する電圧信号が得られる。ここで、スイ
ッチングトランジスタＱ１がオン状態の時、コンデンサ
Ｃ４の端子間電圧、定電圧ダイオードＤＺのツェナー電
圧及び出力巻線ｎ４に現れる電圧との関係に応じて、定
電圧ダイオードＤＺに流れる電流とスイッチングトラン
ジスタＱ１のベース電流が変化する。これによりスイッ
チングトランジスタＱ１のオン期間が出力電圧に応じて
変化することになり、出力電圧が一定に制御される。

【００１９】図１に示す本発明の回路の図４の従来の回
路と異なる点は、図４中の３次巻線（ｎ１０）を回路か
ら除き、出力電圧を得るための２次巻線ｎ２（図４中で
はｎ９）に現れる電圧を、別個に設けた補助トランスＴ
２によって検出するようにしたことにある。このような
構成とした場合、主トランスＴ１の２次巻線ｎ２と補助
トランスＴ２の出力巻線ｎ４との間に、補助トランスＴ
２の入力巻線ｎ３を介して等価的に存在すると見なされ
る結合度（ｋ₂₃）は、補助トランスＴ２の入力巻線ｎ３
と出力巻線ｎ４の間の結合度とほぼ同じになると考える
ことができる。一方、主トランスＴ１の１次巻線ｎ１と
補助トランスＴ２の出力巻線ｎ４との間の結合度
（ｋ₁₃）は、主トランスＴ１と補助トランスＴ２の磁路
が完全に独立していれば零となり、各結合度の関係は
（ｋ₁₃＜＜ｋ₂₃）となる。

【００２０】従って補助トランスＴ２の出力巻線ｎ４に
現れる電圧は、２次巻線ｎ２に現れる電圧と補助トラン
スＴ２の巻数比から計算される値とほぼ同じとなる。こ
のことから、従来行われていたトランス毎に適切なツェ
ナー電圧を示す定電圧ダイオードを選定する作業が不要
となり、製造工数が減少し、コストを削減することが可
能となる。また主トランスＴ１の２次巻線ｎ２に現れる
電圧の降下分の大きさに関係無く、２次巻線ｎ２に実際
に現れる電圧に相当する電圧が補助トランスＴ２の出力
巻線ｎ４に現れるため、負荷変動に対して出力電圧の安
定度を低下させることが無くなる。従って、簡単な構成
で高い出力安定度が得られ、電源装置の信頼性が向上す
る。

【００２１】ここで、主トランスＴ１と補助トランスＴ
２については、個別のトランス部品を使用しても構わな
いが、原価コストの低減を考慮した時、以下のようにし
て主トランスＴ１、補助トランスＴ２を構成するのが望
ましい。すなわち、図２に示すように、３つの鍔４ａ、
４ｂ、４ｃを有し、そのうちの中央鍔４ｃによって２つ
の巻線巻装部５ａ、５ｂが形成された、高透磁率磁性体
製のコア３を用意する。このコア３の巻線巻装部５ａに
主トランスＴ１の各巻線ｎ１、ｎ２を巻回し、巻線巻装
部５ｂに補助トランスＴ２の各巻線ｎ３、ｎ４を巻回す
ることにより、１つのコアで２つのトランスを形成す
る。この時、各トランスＴ１、Ｔ２の巻線ｎ１〜ｎ４
は、中央鍔４ｃによって磁束の流れがそれぞれ独立した
ループを形成する。

【００２２】このようにして主トランスＴ１、補助トラ
ンスＴ２を構成することにより、独立した２つのトラン
ス部品を使用する場合に比べ、トランスに要するコスト
を大幅に低減することができる。なお図２のようにして
構成した主トランスＴ１と補助トランスＴ２には多少の
磁気的な結合が有る。この図２に示すような構造のトラ
ンス部品では、コア３の形状や巻線状態にもよるが、仮
に鍔４ａ、４ｃ、４ｂがほぼ同じ形状である場合、１次
巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との間の結合度及び、入力巻線
ｎ３と出力巻線ｎ４との間の結合度がおよそ０．９６で
あるのに対し、入力巻線ｎ３を介在させない１次巻線ｎ
１と出力巻線ｎ４との間の結合度は０．５０に近い値と
なる。しかし、前述した図１の回路の動作から分かるよ
うに、補助トランスＴ２は主トランスＴ１に従属した動
作を行うため、主トランスＴ１と補助トランスＴ２の磁
気的な結合による悪影響はほとんど無い。２次巻線ｎ２
と出力巻線ｎ４との間の等価的な結合度ｋ₂₃が１次巻線
ｎ１と出力巻線ｎ４との間の結合度ｋ₁₃よりも充分に大
きな値であれば、構造的に主トランスＴ１と補助トラン
スＴ２が磁気的に結合した状態、換言すると、１つのト
ランスとして見なせる状態であっても構わない。

【００２３】１つのトランスで結合度ｋ₂₃を結合度ｋ₁₃
よりも充分に大きな値とするには、図３に示すような巻
線構造としても良い。すなわち、３つの鍔４ａ、４ｂ、
４ｃを有し、そのうちの中央鍔４ｃによって２つの巻線
巻装部５ａ、５ｂが形成された、高透磁率のコア３を用
意する。このコア３の巻線巻装部５ｂに１次巻線（ｎ
５）の一部の巻線ｎ５−１、２次巻線ｎ６、３次巻線
（検出巻線）ｎ７を順次巻回し、１次巻線（ｎ５）の残
余の巻線ｎ５−２を巻線巻装部５ａに巻回する。このよ
うな巻線構造とした場合、巻線ｎ５−２によって生じる
磁束は、中央鍔４ｃから漏出して２次巻線ｎ６、３次巻
線ｎ７と鎖交しない独立したループを形成するため、巻
線ｎ５−１と巻線ｎ５−２を合わせた全体の１次巻線
（ｎ５）と、３次巻線ｎ７との間の結合度ｋ₁₃は必然的
に小さくなる。一方、２次巻線ｎ６と３次巻線ｎ７は同
じ巻線巻装部５ｂに巻線されているため、２次巻線ｎ６
と３次巻線ｎ７の結合度ｋ₂₃は高くなる。この図３に示
すような巻線構造のトランス部品においては、仮に、そ
れぞれの鍔４ａ、４ｂ、４ｃの形状がほぼ同じコア３を
使用し、１次巻線ｎ５−１と巻線ｎ５−２の巻数比を
１：１とした場合、２次巻線ｎ６と３次巻線ｎ７との間
の結合度がおよそ０．９６であるのに対し、全体の１次
巻線（ｎ５）と３次巻線ｎ７との間の結合度は０．５０
前後の値となる。

【００２４】このようにして結合度ｋ₂₃を結合度ｋ₁₃よ
りも充分に大きくすれば、３次巻線ｎ７に現れる電圧
は、２次巻線ｎ６に実際に現れる電圧と、２次巻線ｎ６
と３次巻線ｎ７の巻数比から計算される値とほぼ同じに
なる。なお、この図３に示すトランスを使用する時の回
路は、図４に示す従来のスイッチング電源の回路と同じ
となる。この時、図３のトランスの１次巻線全体（ｎ
５）を図４の従来の電源回路の１次巻線ｎ８として使用
し、図３の２次巻線ｎ６を図４の２次巻線ｎ９として使
用し、図３の３次巻線ｎ７を図４の３次巻線ｎ１０とし
て使用する。この図３に示す巻線構造のトランスは、図
２に示す巻線構造のトランスに比べて１次巻線全体（ｎ
５）と２次巻線ｎ６との間の結合度も低下する不都合が
ある。このため、トランスの巻線構造は特に制限が無い
限り図２に示すものとするのが望ましい。

【００２５】ちなみに、実際にトランス部品を製造する
に当たっては、どのように各巻線を緻密に巻回しても、
結合度はおよそ０．９８位しか得られない。これに対
し、コアやボビン、巻線の巻数、巻線の巻回方式などの
構造的条件を同じにして、逆に各巻線を粗雑に巻回した
場合でも、およそ０．９０位の結合度は容易に得ること
ができる。巻線を緻密に巻回した場合と粗雑に巻回した
場合の結合度の差は、意図的に構造的条件を変更しない
限り０．１も生じない。なお、自動化された工程におい
て実際に製造されたトランス部品の、製品毎に現れる結
合度のバラツキは、せいぜい０．０３前後である。この
実際の製品の結合度を見て分かるように、本来、巻線間
の結合度はトランス毎に大きな差は生じるものでなく、
数字の上ではほぼ同じ値となる。しかし、この小数点以
下第２位の数字の僅かな差と各巻線の電気抵抗によって
生じる電圧降下との相乗効果により、製品毎の出力電圧
に誤差が生じ、また出力電圧の安定度が低下するという
不都合が生じるのである。従って、前記不都合を生じる
結合度の差を考慮すると、結合度ｋ₁₃と結合度ｋ₂₃の値
におよそ１．２倍以上の差が有れば、この技術分野にお
いては結合度ｋ₂₃は結合度ｋ₁₃より充分に大きな値であ
ると言うことができる。

【００２６】なお、図１においては出力電圧に相当する
電圧信号を得るコンデンサＣ４に対して抵抗Ｒ３を並列
接続しているが、電源の仕様によっては抵抗Ｒ３は回路
から除かれる場合がある。また、図１の回路では補助ト
ランスＴ２の出力巻線ｎ４に、自励発振のための帰還巻
線としての機能と定電圧制御のための検出巻線としての
機能を兼用させているが、主トランスＴ１に３次巻線を
さらに設け、この３次巻線を自励発振のための帰還巻線
とし、出力巻線ｎ４は検出巻線専用として使用しても構
わない。本発明の説明には、自励発振／フライバック方
式の絶縁型スイッチング電源回路を使用したが、これに
限定されず、他励発振方式、フォワード方式など様々な
回路方式にも本発明は適用可能である。

【００２７】

【発明の効果】以上に述べたように本発明は、絶縁型ス
イッチング電源において、フィードバック手段の検出巻
線と２次巻線との間の結合度ｋ₂₃を、検出巻線と１次巻
線との間の結合度ｋ₁₃よりも充分に大きな値となるよう
に、電源のトランスおよび回路を構成したものである。
なおこの技術分野においては、結合度ｋ₂₃が結合度ｋ₁₃
よりも１．２倍以上の値となっていれば、結合度ｋ₂₃は
結合度ｋ₁₃よりも充分に大きな値であると言うことがで
きる。具体的には、絶縁型スイッチング電源を構成する
主トランスの他に補助トランスを設け、主トランスの２
次巻線に補助トランスの出力巻線を並列接続し、補助ト
ランスの出力巻線を検出巻線として用いる。あるいは、
各々の間での磁気的結合が低い複数の巻線巻装部に対
し、所定の巻線巻装部には１次巻線の一部、２次巻線、
３次巻線を巻回し、１次巻線の残余を他の巻線巻装部に
巻回してトランスを構成し、その３次巻線を検出巻線と
して用いるものである。

【００２８】この構成により、検出巻線に現れる電圧は
２次巻線に実際に現れる電圧に正確に相関関係を示すよ
うになる。その結果、定電圧ダイオードの選定作業が不
要となり、製造工数の減少、量産体制確立の容易化が図
られる。これに加えて、その回路中にフォトカプラ等の
高価な部品を使用せずに済み、しかも回路構成が簡素で
あるため、電源装置の原価コスト、製造コストが共に低
減できる。また、検出巻線に現れる電圧は２次巻線に現
れる電圧の降下分の大きさに無関係であり、負荷変動に
対して出力電圧の安定度が低下しない。よって、簡素な
構成で高い出力安定度が得られるため、電源装置の信頼
性を向上できる。従って本発明によれば、安価で信頼性
の高い絶縁型スイッチング電源を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による絶縁型スイッチング電源の第１
の実施例の回路図。

【図２】本発明による絶縁型スイッチング電源のトラ
ンス（主トランスと補助トランス）の第１の形成例。

【図３】本発明による絶縁型スイッチング電源のトラ
ンスの第２の形成例。

【図４】従来のフォトカプラが不要な絶縁型スイッチ
ング電源の一例の回路図。

【符号の説明】

１ａ、１ｂ入力端子２ａ、２ｂ出力端子３コア４ａ、４ｂ鍔４ｃ中央鍔５ａ、５ｂ巻線巻装部Ｑ１スイッチングトランジスタＴ１主トランスＴ２補助トランスＣ４出力電圧に応じた電圧信号を得るためコン
デンサＤＺ定電圧ダイオードｎ１、ｎ５１次巻線ｎ２、ｎ６２次巻線ｎ３入力巻線ｎ４出力巻線ｎ７３次巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】主トランスの１次巻線に直列に接続した
スイッチング素子をオン、オフさせることにより２次巻
線に電圧を誘起し、該２次巻線に現れた電圧を整流平滑
して直流出力を得る絶縁型のスイッチング電源におい
て、該２次巻線と磁気的に結合した巻線を定電圧制御用のフ
ィードバック手段の検出巻線とし、該２次巻線と該検出
巻線との間の結合度をｋ₂₃、該１次巻線と該検出巻線と
の間の結合度をｋ₁₃とした場合、各結合度の関係を（ｋ
₁₃＜＜ｋ₂₃）とすることを特徴とする絶縁型スイッチン
グ電源。
【請求項２】前記検出巻線は、前記２次巻線に電気的
に並列接続された状態にある補助の巻線と直接、磁気的
に結合した構造となっており、これにより該検出巻線と
該２次巻線は該補助の巻線を介して磁気的に結合されて
いることを特徴とする、請求項１に記載した絶縁型スイ
ッチング電源。
【請求項３】主トランスの１次巻線に直列に接続した
スイッチング素子をオン、オフさせることにより２次巻
線に電圧を誘起し、該２次巻線に現れた電圧を整流平滑
して直流出力を得る絶縁型のスイッチング電源におい
て、主トランスの該２次巻線に入力巻線を並列に接続した補
助トランスを設け、該補助トランスの出力巻線に現れる
電圧を整流平滑することにより直流電圧信号を得て、該
直流電圧信号を前記スイッチング素子のオンデューティ
制御のための帰還信号として使用することを特徴とする
絶縁型スイッチング電源。
【請求項４】前記補助トランスの出力巻線に現れる電
圧を自励発振のための発振信号として使用することを特
徴とする、請求項３に記載した絶縁型スイッチング電
源。
【請求項５】前記主トランスと前記補助トランスは、
少なくとも第１と第２の巻線巻装部を有する１つのコア
に、それぞれ、主トランスの１次巻線と２次巻線を第１
の巻線巻装部に巻回し、補助トランスの入力巻線と出力
巻線を第２の巻線巻装部に巻回して形成することを特徴
とする、請求項３あるいは請求項４に記載した絶縁型ス
イッチング電源。
【請求項６】トランスの１次巻線に直列に接続したス
イッチング素子をオン、オフさせることにより２次巻線
に電圧を誘起し、該２次巻線に現れた電圧を整流平滑し
て直流出力を得る絶縁型のスイッチング電源において、複数の巻線巻装部を有し、該巻線巻装部の境界には各巻
線巻装部間の磁気的結合を断つような磁路が形成された
コアを使用し、該コアの所定の巻線巻装部には前記１次
巻線の一部、該２次巻線、及び３次巻線を巻回し、該コ
アの他の巻線巻装部には前記１次巻線の残余を巻回した
トランスを具備し、該３次巻線に現れる電圧を整流平滑することにより直流
電圧信号を得て、該直流電圧信号を前記スイッチング素
子のオンデューティ制御のための帰還信号として使用す
ることを特徴とする絶縁型スイッチング電源。
【請求項７】前記２次巻線と前記３次巻線との結合度
を前記１次巻線全体と該３次巻線との結合度よりも充分
に大きくすることを特徴とする、請求項６に記載した絶
縁型スイッチング電源。