JPH104336A

JPH104336A - 同調回路

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Publication number: JPH104336A
Application number: JP17581396A
Authority: JP
Inventors: Akira Okamoto; 明岡本
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1996-06-14
Filing date: 1996-06-14
Publication date: 1998-01-06
Anticipated expiration: 2016-06-14
Also published as: JP3766472B2

Abstract

(57)【要約】【課題】バリコンが不要であって集積化に適した同調
回路を提供すること。【解決手段】同調回路１は、所定の周波数において合
計で３６０°の位相シフトを行う２つの移相回路１０Ｌ
および３０Ｃと、後段の移相回路３０Ｃの出力側に設け
られた抵抗１６２および１６４からなる分圧回路１６０
と、分圧回路１６０の出力を前段の移相回路１０Ｌの入
力側に帰還させる帰還抵抗７０と、帰還抵抗７０を介し
て帰還させた信号の一部を分岐させるために設けられた
可変抵抗７４とを含んで構成されている。前段の移相回
路１０Ｌ内のインダクタ１７は、ＡＭ受信機等のアンテ
ナコイルにより形成されるため、放送波等の各種の受信
信号を直接同調回路に取り込むことができ、従来不可欠
であったバリコンが不要となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ラジオ受信機等に
用いられる同調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＭラジオ等の各種の受信機には種々の
周波数の信号が入力されるが、これらの信号の中から所
望の信号を選局して受信するには、入力回路にバンドパ
スフィルタの特性を持たせればよい。また、ＡＭラジオ
のように広範囲に渡って分布する複数の放送波の中から
１つを選局するには、このバンドパスフィルタの中心周
波数を任意に変化させればよいが、このような特性を有
するバンドパスフィルタが従来存在しなかったことか
ら、スーパーヘテロダイン方式が採用されている。この
スーパーヘテロダイン方式は、バンドパスフィルタの中
心周波数を変えずに、放送局の周波数をバンドパスフィ
ルタの中心周波数に変換することで、所望の信号のみを
取り出すものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の受信機においては、バーアンテナとバリコンによる
ＬＣ共振回路によって同調回路を形成しており、バリコ
ンが不可欠の構成要素となっていた。また、スーパーヘ
テロダイン方式を用いた受信機においては、選択度を向
上させるために、この入力回路による同調周波数と局部
発振回路の発振周波数とを連動させる同調機構を有し、
この連動を２連バリコンによって行っていた。上述した
バリコンや２連バリコンは受信周波数に応じて所定の静
電容量を有するように作られていて大きさが決まってい
ることから、同調機構全体の小型化や集積化が難しかっ
た。

【０００４】また、スーパーヘテロダイン方式を用いた
従来の受信機の局部発振回路や中間周波増幅回路には局
部発振トランスや中間周波トランスが使用されており
（最近では中間周波増幅をセラミックフィルタを用いて
行うものもある）、これらのトランスは外付け部品であ
って、この点からも同調機構全体の集積化が難しかっ
た。

【０００５】本発明は、このような点に鑑みて創作され
たものであり、その目的はバリコンが不要であって集積
化に適した同調回路を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明の同調回路は、２つの移相回路と非反転
回路とを所定の順序で縦続接続し、最終段の回路の出力
を初段の回路の入力側に帰還させる。２つの移相回路の
全体による位相シフト量の合計は所定の周波数において
３６０°となり、この周波数で同調動作が行われる。ま
た、一方の移相回路に含まれるインダクタをアンテナコ
イルによって形成するため、放送波等の各種の受信信号
を直接同調回路に取り込むことができ、従来不可欠であ
ったバリコンが不要となる。

【０００７】請求項２および５の同調回路は、２つの移
相回路を含んで形成される閉ループの一部に分圧回路を
挿入し、分圧回路に入力される交流信号を同調出力とし
て取り出すため、同調出力の振幅を大きくできる。

【０００８】請求項３および６の同調回路は、アンテナ
の１次コイルからなるインダクタと第１の抵抗とで構成
されるＬＲ回路を内部に含む移相回路を備えるため、２
次コイルから同調信号を取り出すようにすれば、直流成
分を効率よくカットすることができ、次段の回路との接
続が容易になる。

【０００９】請求項４の同調回路は、２つの移相回路と
位相反転回路とを所定の順序で縦続接続し、最終段の回
路の出力を初段の回路の入力側に帰還させる。２つの移
相回路の全体による位相シフト量の合計は所定の周波数
において１８０°となり、この周波数で同調動作が行わ
れる。

【００１０】請求項７の同調回路内の各移相回路は、変
換手段によって変換された交流信号をＬＲ回路あるいは
ＣＲ回路を介して合成するため、各移相回路ともに位相
を所定量シフトさせた信号を出力することができる。

【００１１】請求項８の同調回路は、トランジスタを用
いて変換手段を構成するため、回路構成を簡略化でき
る。

【００１２】請求項９および１０の同調回路は、２つの
移相回路内のＣＲ回路あるいはＬＲ回路の少なくとも一
方の時定数を可変するため、同調周波数を任意に変更で
きる。

【００１３】請求項１１の同調回路は、２つの移相回路
を含んで形成される閉ループの一部に第４の抵抗を挿入
するとともに、閉ループを流れる交流信号の一部を分岐
させる第５の抵抗を設けるため、これら第４および第５
の抵抗の抵抗比を可変することにより、同調帯域幅を変
化させることができる。

【００１４】請求項１２の同調回路は、２つの移相回路
を含んで形成される閉ループのループゲインを１以下に
設定するため、発振することはなく、安定な同調動作が
行われる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の同調回路を適用し
た一の実施形態について、図面を参照しながら具体的に
説明する。

【００１６】〔第１の実施形態〕図１は、第１の実施形
態の同調回路の構成を示す回路図である。同図に示す同
調回路１は、所定周波数の交流信号の位相を合計で３６
０°シフトさせる２つの移相回路１０Ｌおよび３０Ｃ
と、後段の移相回路３０Ｃの出力信号の位相を変えずに
所定の増幅度で増幅して出力する非反転回路５０と、非
反転回路５０の後段に設けられた抵抗１６２および１６
４からなる分圧回路１６０と、分圧回路１６０の出力を
前段の移相回路１０Ｌの入力側に帰還させる帰還抵抗７
０と、帰還抵抗７０を介して帰還させた信号の一部を分
岐するために設けられた可変抵抗７４とを含んで構成さ
れている。

【００１７】帰還抵抗７０と直列に接続されたキャパシ
タ７２、および可変抵抗７４に直列に接続されたキャパ
シタ７３はともに直流電流を阻止するためのものであ
り、そのインピーダンスは動作周波数において極めて小
さく、すなわち大きな静電容量を有している。

【００１８】図２は、図１に示した前段の移相回路１０
Ｌの構成を抜き出して示したものである。同図に示す前
段の移相回路１０Ｌは、ゲートが入力端２２に接続され
たＦＥＴ１２と、このＦＥＴ１２のソース・ドレイン間
に直列に接続されたインダクタ１７および抵抗１６と、
ＦＥＴ１２のドレインと正電源との間に接続された抵抗
１８と、ＦＥＴ１２のソースとアースとの間に接続され
た抵抗２０とを含んで構成されている。

【００１９】このような構成を有する移相回路１０Ｌに
おいて、インダクタ１７にはＡＭ受信機やＦＭ受信機な
どのアンテナコイルが用いられる。また、図２に示した
ＦＥＴ１２のソースおよびドレインに接続された２つの
抵抗２０、１８の抵抗値はほぼ等しく設定されている。

【００２０】なお、図１に示した移相回路１０Ｌ内の抵
抗２６は、ＦＥＴ１２のゲート電位を設定するためのも
のである。また、抵抗１６とＦＥＴ１２のドレインとの
間に挿入されたキャパシタ１３は直流電流阻止用であ
り、そのインピーダンスは動作周波数において極めて小
さく設定され、すなわち大きな静電容量を有している。

【００２１】図２に示す入力端２２に所定の交流信号が
入力されると、すなわちＦＥＴ１２のゲートに所定の交
流電圧（入力電圧）が印加されると、ＦＥＴ１２のソー
スにはこの入力電圧と同相の交流電圧が現れ、反対にＦ
ＥＴ１２のドレインにはこの入力電圧と逆相であってソ
ースに現れる電圧と振幅が等しい交流電圧が現れる。こ
のソースおよびドレインに現れる交流電圧の振幅をとも
にＥi とする。

【００２２】このＦＥＴ１２のソース・ドレイン間には
インダクタ１７と抵抗１６とにより構成される直列回路
（ＬＲ回路）が接続されている。したがって、ＦＥＴ１
２のソースおよびドレインに現れる電圧のそれぞれをイ
ンダクタ１７あるいは抵抗１６を介して合成した信号が
出力端２４から出力される。

【００２３】図３は、前段の移相回路１０Ｌの入出力電
圧とインダクタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル
図である。抵抗１６とインダクタ１７の接続点とグラン
ドレベルとの電位差を出力電圧Ｅo として取り出すもの
とすると、この出力電圧Ｅoは、図３に示した半円にお
いてその中心点を始点とし、電圧ＶR1と電圧ＶL1とが交
差する円周上の一点を終点とするベクトルで表すことが
でき、その大きさは半円の半径Ｅi に等しくなる。しか
も、入力信号の周波数が変化しても、このベクトルの終
点は円周上を移動するだけであるため、周波数に応じて
出力振幅が変化しない安定した出力を得ることができ
る。

【００２４】また、図３から明らかなように、電圧ＶR1
と電圧ＶL1とは円周上で直角に交わるため、理論的には
ＦＥＴ１２のゲートに印加される入力電圧と電圧ＶR1と
の位相差は、周波数ωが０から∞まで変化するに従って
０°から９０°まで変化する。そして、移相回路１０Ｌ
全体の位相シフト量φ1 はその２倍であり、周波数に応
じて０°から１８０°まで変化する。

【００２５】同様に、図４は図１に示した後段の移相回
路３０Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に
示す後段の移相回路３０Ｃは、ゲートが入力端４２に接
続されたＦＥＴ３２と、このＦＥＴ３２のソース・ドレ
イン間に直列に接続されたキャパシタ３４および可変抵
抗３６と、ＦＥＴ３２のドレインと正電源との間に接続
された抵抗３８と、ＦＥＴ３２のソースとアースとの間
に接続された抵抗４０とを含んで構成されている。移相
回路１０Ｃと同様に、図４に示したＦＥＴ３２のソース
およびドレインに接続された２つの抵抗４０、３８の抵
抗値はほぼ等しく設定されている。

【００２６】なお、図１に示した移相回路３０Ｃ内の抵
抗４６はＦＥＴ３２に適切なバイアス電圧を印加するた
めのものであり、移相回路３０Ｃと１０Ｌとの間に設け
られたキャパシタ４８は、移相回路１０Ｌの出力から直
流成分を取り除く直流電流阻止用であり、交流成分のみ
が移相回路３０Ｃに入力される。

【００２７】図４に示した入力端４２に所定の交流信号
が入力されると、すなわちＦＥＴ３２のゲートに所定の
交流電圧（入力電圧）が印加されると、ＦＥＴ３２のソ
ースにはこの入力電圧と同相の交流電圧が現れ、反対に
ＦＥＴ３２のドレインにはこの入力電圧と逆相であって
ソースに現れる電圧と振幅が等しい交流電圧が現れる。
このソースおよびドレインに現れる交流電圧の振幅をと
もにＥi とする。

【００２８】このＦＥＴ３２のソース・ドレイン間には
キャパシタ３４と可変抵抗３６とにより構成される直列
回路が接続されている。したがって、ＦＥＴ３２のソー
スおよびドレインに現れる電圧のそれぞれをキャパシタ
３４あるいは可変抵抗３６を介して合成した信号が出力
端４４から出力される。

【００２９】図５は、後段の移相回路３０Ｃのキャパシ
タ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図である。可
変抵抗３６とキャパシタ３４の接続点とグランドレベル
との電位差を出力電圧Ｅo として取り出すものとする
と、この出力電圧Ｅo は、図５に示した半円においてそ
の中心点を始点とし、電圧ＶR2と電圧ＶC2とが交差する
円周上の一点を終点とするベクトルで表すことができ、
その大きさは半円の半径Ｅi に等しくなる。しかも、入
力信号の周波数が変化しても、このベクトルの終点は円
周上を移動するだけであるため、周波数に応じて出力振
幅が変化しない安定した出力を得ることができる。

【００３０】また、図５から明らかなように、電圧ＶR2
と電圧ＶC2とは円周上で直角に交わるため、理論的には
ＦＥＴ３２のゲートに印加される入力電圧と電圧ＶR2と
の位相差は、周波数ωが０から∞まで変化するに従って
９０°から０°まで変化する。そして、移相回路３０Ｃ
全体の位相シフト量φ2 はその２倍であり、周波数に応
じて１８０°から０°まで変化する。

【００３１】このようにして、２つの移相回路１０Ｌ、
３０Ｃのそれぞれにおいて位相が所定量シフトされる。
しかも、図３および図５に示すように、所定の周波数に
おいて２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃの全体により位相
シフト量の合計が３６０°となり、このとき２つの移相
回路１０Ｌ、３０Ｃ、分圧回路１６０および帰還抵抗７
０により形成される帰還ループのループゲインを１以下
に設定することにより、帰還ループの一部に入力した信
号の中から上述した所定の周波数成分のみを抽出する同
調動作が行われる。

【００３２】図１に示した同調回路１においては、帰還
ループに含まれるインダクタ１７としてアンテナコイル
を用いているため、放送波等がこのアンテナコイルに到
達するとインダクタ１７が電圧源としても機能すること
になり、等価的には帰還ループの一部にこの電圧源で発
生する交流信号が入力されると考えることができる。

【００３３】図６は、図１に示した同調回路の一部に対
応した等価回路を示す図である。同図では、図１に示し
た移相回路１０Ｌ内のインダクタ１７を、単なるインダ
クタ１７′として機能する部分と信号源として機能する
部分とに分離して示している。具体的には、帰還ループ
の外部に接続された電圧源７６から入力される交流信号
によってインダクタの両端に所定の交流電圧が発生する
と等価的に考えることができ、この電圧源７６によって
発生された所定の交流信号は可変抵抗７４およびキャパ
シタ７３を介して移相回路１０Ｌに入力される。

【００３４】したがって、等価的には抵抗７０を介して
帰還される信号と信号源７６によって発生した信号とが
加算され、この加算された信号が前段の移相回路１０Ｌ
に入力されて閉ループ内を流れる。

【００３５】図７は、図１に示した同調回路１の構成を
部分的に図６に示した等価的な構成に置き換えた場合で
あって、２つの移相回路１０Ｌ、３０Ｃ、非反転回路５
０および分圧回路１６０の全体を伝達関数Ｋ1 を有する
回路に置き換えたシステム図であり、伝達関数Ｋ1 を有
する回路と並列に抵抗Ｒ0 を有する帰還抵抗７０が、直
列に帰還抵抗７０のｎ倍の抵抗値（ｎＲ0 ）を有する入
力抵抗７４が接続されている。図８は、図７に示すシス
テムをミラーの定理によって変換したシステム図であ
り、変換後のシステム全体の伝達関数Ａは、Ａ＝Ｖo ／Ｖi ＝Ｋ1 ／｛ｎ（１−Ｋ1 ）＋１｝・・・(1) で表すことができる。

【００３６】ところで、前段の移相回路１０Ｌの伝達関
数Ｋ2 は、インダクタ１７と抵抗１６からなるＬＲ回路
の時定数をＴ₁（インダクタ１７のインダクタンスを
Ｌ、抵抗１６の抵抗値をＲとするとＴ₁＝Ｌ／Ｒ）とす
ると、Ｋ2 ＝ａ₁（１−Ｔ₁ｓ）／（１＋Ｔ₁ｓ）・・・(2) となる。ここで、ｓ＝ｊω、ａ₁は移相回路１０Ｌの利
得であって１未満の値となる。

【００３７】また、後段の移相回路３０Ｃの伝達関数Ｋ
3 は、キャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路
の時定数をＴ₂（可変抵抗３６の抵抗値をＲ、キャパシ
タ３４の静電容量をＣとするとＴ₂＝ＣＲ）とすると、Ｋ3 ＝−ａ₂（１−Ｔ₂ｓ）／（１＋Ｔ₂ｓ）・・・(3) となる。ここで、ａ₂は移相回路３０Ｃの利得であって
１未満の値となる。

【００３８】また、分圧回路１６０の利得をａ₃（≦
１）とするとともに、これら移相回路１０Ｌ、３０Ｃお
よび分圧回路１６０による信号振幅の減衰分を補うため
に、非反転回路５０の利得を１／ａ₁ａ₂ａ₃とする
と、移相回路１０Ｌ、３０Ｃ、非反転回路５０および分
圧回路１６０を縦続接続した場合の全体の伝達関数Ｋ1
は、Ｋ1 ＝−｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）²＋２Ｔｓ｝・・・(4) となる。なお、計算を簡単なものとするために、各移相
回路の時定数Ｔ₁、Ｔ₂をともにＴとした。この（４）
式を上述した（１）式に代入すると、Ａ＝−｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／〔（２ｎ＋１）｛１＋（Ｔｓ）²｝＋２Ｔｓ〕＝−｛１／（２ｎ＋１）｝〔｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）²＋２Ｔｓ／（２ｎ＋１）｝〕・・・(5) となる。

【００３９】この（５）式によれば、ω＝０（直流の領
域）のときにＡ＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減
衰量を与えることがわかる。また、ω＝∞のときにもＡ
＝−１／（２ｎ＋１）となって、最大減衰量を与えるこ
とがわかる。さらに、ω＝１／Ｔの同調点（一般には各
移相回路の時定数が異なるので、ω＝１／√（Ｔ₁・Ｔ
₂）の同調点）においてはＡ＝１であって図１に示した
抵抗７０と７４の抵抗比ｎに無関係であって、図９に示
すように、同調帯域幅（すなわちＱ）と最大減衰量が任
意に設定可能なバンドパスフィルタとして動作すること
がわかる。

【００４０】また、上述した同調回路１は、前段の移相
回路１０Ｌに含まれるインダクタ１７をアンテナコイル
によって形成しているため、放送波等の各種の受信信号
を直接同調回路１に取り込むことができ、従来不可欠で
あったバリコンが不要となる。このため、アンテナコイ
ルを除く同調回路１全体を半導体基板上に形成すること
ができ、集積化にも適する。

【００４１】また、同調回路１の後段の移相回路３０Ｃ
に含まれる可変抵抗３６の抵抗値を可変することによ
り、閉ループを一巡したときの位相シフト量の合計が３
６０°となる周波数を変えることができる。したがっ
て、同調回路１の中心周波数（同調周波数）を任意に変
えることができ、必ずしも従来のようにスーパーヘテロ
ダイン方式を用いなくとも受信機を構成することができ
る。このため、スーパーヘテロダイン方式の受信機では
不可欠であった中間周波トランスや局部発振トランス等
が不要となり、同調機構全体、さらには受信機のほとん
どを半導体基板上に一体形成することも可能となる。

【００４２】また、前段の移相回路１０Ｌの入力側に接
続された可変抵抗７４の抵抗値を変えることにより同調
帯域幅、すなわちバンドパスフィルタのＱを可変するこ
とができる。これにより、同調回路１を用いて構成した
受信機において、混信が生じる場合には可変抵抗７４の
抵抗値を調整することにより同調帯域幅を狭くして混信
を防ぎ、反対に混信が少ない場合においては可変抵抗７
４の抵抗値を調整することにより同調帯域幅を広げて受
信信号を忠実に再現することが可能となり、混信状態に
応じて最適な受信機を設計できる。

【００４３】なお、上述した同調回路はＦＥＴを用いて
各移相回路を構成したが、バイポーラ型のトランジスタ
を用いて各移相回路を構成してもよい。バイポーラ型の
トランジスタを用いると、ＦＥＴを用いた場合に比べて
各移相回路を通過する際の信号振幅の減衰が少なくなる
ため、後段の非反転回路や位相反転回路の増幅度を低く
することができる。ただし、後段の移相回路内にバイポ
ーラトランジスタを設けると、バイポーラトランジスタ
は入力インピーダンスが低いことから、前段の移相回路
の位相シフト量が変化するおそれがある。このため、信
号振幅の減衰を少なくするために前段の移相回路内にバ
イポーラトランジスタを設け、かつ高入力インピーダン
スとするために後段の移相回路内にＦＥＴを設けるのが
より望ましい。

【００４４】〔第２の実施形態〕図１０は、第２の実施
形態の同調回路の構成を示す回路図であり、図１に示し
た同調回路１の前段および後段の移相回路１０Ｌ、３０
Ｃをそれぞれ移相回路３０Ｌ、１０Ｃに置き換えた構成
を有している。

【００４５】図１０に示す前段の移相回路３０Ｌは、図
１に示した移相回路３０Ｃ内のキャパシタ３４と可変抵
抗３６からなるＣＲ回路を、抵抗３５とインダクタ３７
からなるＬＲ回路に置き換えたものであり、このインダ
クタ３７はアンテナコイルを用いて形成されており、移
相回路３０Ｌの入出力電圧の関係は移相回路３０Ｃの入
出力電圧間の関係と同じである。

【００４６】同様に、図１０に示した後段の移相回路１
０Ｃは、図１に示した移相回路１０Ｌ内のインダクタ１
７と抵抗１６からなるＬＲ回路を、可変抵抗１５とキャ
パシタ１４からなるＣＲ回路に置き換えたものである。
この移相回路１０Ｃの入出力電圧の関係は移相回路１０
Ｌの入出力電圧との関係と同じである。

【００４７】このように、同調回路１Ａ内の移相回路３
０Ｌ、１０Ｃは、図１に示した同調回路１内の２つの移
相回路１０Ｌ、３０Ｃと等価であり、前段の移相回路３
０Ｌ内にアンテナコイルにより構成したインダクタ３７
を含むことも同じであるから、図１に示した同調回路１
と同様の効果が得られる。

【００４８】〔第３の実施形態〕上述した第１の実施形
態の同調回路１、１Ａは、各同調回路を構成する２つの
移相回路による位相シフト量の合計が３６０°となる周
波数で所定の同調動作を行っていたが、２つの移相回路
による位相シフト量の合計が１８０°となる周波数で所
定の同調増幅を行うようにしてもよい。

【００４９】図１１は、第３の実施形態の同調回路１Ｂ
の詳細な構成を示す回路図である。同図に示す同調回路
１Ｂは、所定の周波数において合計で１８０°の位相シ
フトを行う２つの移相回路１０Ｌおよび１０Ｃと、後段
の移相回路１０Ｃの出力信号の位相をさらに反転する位
相反転回路８０と、帰還抵抗７０と、可変抵抗７４とを
含んで構成されている。

【００５０】前段の移相回路１０Ｌは、その詳細構成お
よび入出力信号の位相関係は図２および図３を用いて説
明した通りであり、例えば抵抗１６とインダクタ１７か
らなるＬＲ回路の時定数をＴ₁とすると、ω＝１／Ｔ₁
近傍の周波数において位相シフト量φ1 がほぼ９０°と
なる。

【００５１】また、後段の移相回路１０Ｃの入出力電圧
の関係は、第１図に示した前段の移相回路１０Ｌの入出
力電圧の関係と同じであり、例えばキャパシタ１４と可
変抵抗１５からなるＣＲ回路の時定数をＴ₁′とする
と、ω＝１／Ｔ₁′近傍の周波数において位相シフト量
φ1 ′はほぼ９０°となる。

【００５２】このように、２つの移相回路１０Ｌおよび
１０Ｃの全体による位相シフト量の合計が所定の周波数
において、φ1 ＋φ1 ′＝１８０°となる。

【００５３】また、位相反転回路８０は、ドレインと正
電源との間に抵抗８４が、ソースとアースとの間に抵抗
８６がそれぞれ接続されたＦＥＴ８２と、ＦＥＴ８２の
ゲートに所定のバイアス電圧を印加する抵抗８８とを含
んで構成されている。ＦＥＴ８２のゲートに交流信号が
入力されると、トランジスタ８２のドレインからは位相
を反転した逆相の信号が出力される。また、この位相反
転回路８０は、２つの抵抗８４、８６の抵抗比によって
定まる所定の増幅度を有する。

【００５４】このように、所定の周波数において、２つ
の移相回路１０Ｌおよび１０Ｃによって位相が１８０°
シフトされ、さらに後段に接続された位相反転回路８０
によって位相が反転され、これら３つの回路の全体によ
る位相シフト量の合計が３６０°となる。

【００５５】また、位相反転回路８０の出力は、出力端
子９２から同調回路１Ｂの出力として取り出されるとと
もに、その出力を分圧回路１６０により分圧した電圧が
帰還抵抗７０を介して前段の移相回路１０Ｌの入力側に
帰還されている。

【００５６】このように、一方の移相回路１０Ｌにアン
テナコイルで形成したインダクタ１７を含めるととも
に、位相反転回路８０の出力を帰還抵抗７０を介して前
段の移相回路１０Ｌの入力側に帰還させ、この帰還ルー
プのループゲインを１以下に設定することにより、所定
の同調動作を行わせることができる。したがって、図１
に示した同調回路１等と同様に、任意に同調周波数を変
えることができ、バリコンが不要であって集積化に適す
るという特長を有している。

【００５７】〔第４の実施形態〕図１１に示した同調回
路は、移相回路１０Ｌと１０Ｃを縦続接続する例を示し
たが、図１２に示すように移相回路３０Ｌと３０Ｃを縦
続接続する場合も同調動作を行わせることができる。

【００５８】２つの移相回路３０Ｌおよび３０Ｃの全体
による位相シフト量の合計が所定の周波数において、φ
2 ′＋φ2 ＝１８０°となり、この所定の周波数におい
て、２つの移相回路３０Ｌおよび３０Ｃによって位相が
１８０°シフトされ、さらに後段に接続された位相反転
回路８０によって位相が反転され、これら３つの回路の
全体による位相シフト量の合計が３６０°となる。

【００５９】〔第５の実施形態〕上述した各種の同調回
路では、アンテナコイルで形成したインダクタを移相回
路内に設ける例を説明したが、ＡＭ受信機等のバーアン
テナの１次コイルおよび２次コイルを利用して同調回路
を構成することもできる。

【００６０】図１３は同調回路の第５の実施形態の詳細
構成を示す回路図である。同図に示す同調回路１Ｄは、
移相回路１１０Ｌと、移相回路３０Ｃと、非反転回路８
０とを縦続接続して構成され、移相回路１１０Ｌは抵抗
１６およびインダクタ１１７ＡからなるＬＲ回路を含ん
でいる。インダクタ１１７Ａは、ＡＭ受信機等のバーア
ンテナの１次コイルを用いて構成され、この１次コイル
には２次コイル１１７Ｂが磁気結合されており、この２
次コイル１１７Ｂの両端から同調回路の出力、すなわち
同調信号が取り出される。また、図１３に示す同調回路
１内の後段の移相回路３０Ｃの出力は分圧回路を介する
ことなく前段の移相回路１１０Ｌの入力側に帰還されて
いる。その他の構成は、図１に示した同調回路と共通す
る。

【００６１】図１４は、図１３に示す同調回路を含むＡ
Ｍ受信機のブロック構成図である。同図に示すＡＭ受信
機は、図１３に示した同調回路１Ｄ、ＡＭ検波回路２、
低周波増幅回路３およびスピーカ４を含んで構成され、
ＡＭ検波回路２には同調回路１内の２次コイルから出力
される同調信号が入力される。

【００６２】図１４に示すＡＭ受信機において、同調回
路に含まれるバーアンテナ１７によりＡＭ波が受信され
るとバーアンテナ１１７の１次コイルからなるインダク
タ１１７Ａの両端にはＡＭ波に含まれる各種周波数の交
流電圧が発生する。この各種周波数の交流信号の中で、
２つの移相回路１１０Ｌ、３０Ｃを合わせた位相シフト
量の合計が３６０°以外の成分は同調回路１Ｄの閉ルー
プを介して帰還されることにより減衰し、その結果位相
シフト量の合計が３６０°となる周波数成分のみが選択
されて、２次コイル１１７Ｂから同調信号として出力さ
れる。この同調信号はＡＭ検波回路２でＡＭ検波されて
音声信号に変換された後、低周波増幅回路３で増幅され
てスピーカ４から出力される。

【００６３】このように、前段の移相回路１１０Ｌ内の
インダクタ１１７Ａをバーアンテナ１１７の１次コイル
により構成したため、バーアンテナ１１７で受信した放
送波等の各種の受信信号を直接同調回路１Ｄに取り込む
ことができ、従来不可欠であったバリコンが不要とな
る。このため、バーアンテナ１１７を除く同調回路１Ｄ
全体を半導体基板上に形成することができ、小型化およ
びコストの低減が図れる。

【００６４】また、１次コイルと磁気結合された２次コ
イル１１７Ｂから同調信号を取り出すため、直流成分を
カットすることができ、次段の回路との接続が容易にな
る。なお、実際に図１３に示す同調回路１を組み立てて
出力波形を測定したところ、閉ループの一部から同調信
号を直接取り出す場合に比べてノイズを低減することが
できた。

【００６５】また、例えば従来のＡＭ受信機のようにＬ
Ｃ共振回路によって同調を行う場合には、使用するバリ
コンの静電容量や可変範囲の制約から、バーアンテナ１
１７のインダクタンスを十分に大きくする必要があっ
た。これに対し、本実施形態の同調回路１では、インダ
クタンスを抵抗と組み合わせているため、インダクタの
インダクタンスをある程度自由に設定することができ
る。したがって、バーアンテナのインダクタンスを従来
より小さくすることができ、受信機全体を小型化でき
る。

【００６６】なお、図１４では、図１に示した同調回路
をＡＭ受信機に適用した例を説明したが、ＦＭ受信機に
適用することも可能である。その場合には、図１４に示
すＡＭ検波回路をＦＭ検波回路に置き換えればよい。

【００６７】〔第６の実施形態〕図１３では、図１に示
した前段の移相回路内のインダクタをバーアンテナの１
次コイルに置き換えた例を説明したが、同様に、図１
０、１１、１２に示す同調回路１Ａ、１Ｂ、１Ｃのそれ
ぞれについても、前段の移相回路内のインダクタをバー
アンテナの１次コイルに置き換え、このバーアンテナの
２次コイルから同調出力を取り出すようにしてもよい。

【００６８】図１５、１６、１７のそれぞれは、図１
０、１１、１２に示した前段の移相回路内のインダクタ
をバーアンテナの１次コイルに置き換えるとともに、分
圧回路１６０を取り除いた例を示す回路図である。

【００６９】図１５、１６、１７のいずれの場合も、１
次コイルと磁気結合された２次コイルから同調信号を取
り出すため、直流分をカットすることができ、次段の回
路との接続が容易になる。

【００７０】〔その他の実施形態〕本発明は上記実施形
態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で
種々の変形実施が可能である。

【００７１】例えば、上述した各種の同調回路は、位相
シフトに着目すると２つの移相回路と非反転回路、ある
いは２つの移相回路と位相反転回路によって構成されて
おり、接続された３つの回路の全体によって所定の周波
数において合計の位相シフト量を３６０°にすることに
より所定の同調動作を行うようになっている。したがっ
て、位相シフト量だけに着目すると、２つの移相回路の
どちらを前段に用いるか、あるいは３つの回路をどのよ
うな順番で接続するかはある程度の自由度があり、必要
に応じて接続順番を決めることができる。

【００７２】また、上述した各種の同調回路において
は、アンテナコイルやバーアンテナ１１７の１次コイル
により構成されたインダクタを前段の移相回路内に設け
ているが、前段と後段の移相回路の配置を入れ換えて、
後段の移相回路内にインダクタを設けてもよい。

【００７３】また、上述した各種の同調回路において
は、ＬＲ回路を内部に含む移相回路とＣＲ回路を内部に
含む移相回路を縦続接続する例を説明したが、ＬＲ回路
を内部に含む２つの移相回路を縦続接続してもよい。

【００７４】また、上述した各種の同調回路において
は、一方の移相回路のみに可変抵抗を設けているが、両
方の移相回路内に可変抵抗を設けてもよい。例えば、図
１に示した抵抗１６を可変抵抗に置き換えてもよい。両
方の移相回路内に可変抵抗を設けると、２つの移相回路
による位相シフト量の合計を大きくできるため、同調回
路全体の同調周波数の可変範囲を広げることができる。

【００７５】また、第４の実施形態までに示した各種の
同調回路においては、後段の移相回路の出力側に分圧回
路を接続しているが、この分圧回路を省略し、後段の移
相回路の出力を直接前段の移相回路の入力側に帰還させ
てもよい。

【００７６】なお、上述した各種の同調回路内の可変抵
抗（例えば図１の可変抵抗３６）は、例えばＦＥＴによ
って構成できる。この場合、１個のＦＥＴによって可変
抵抗を構成してもよいが、ｐチャネルのＦＥＴとｎチャ
ネルのＦＥＴとを並列接続して１つの可変抵抗を構成し
てもよい。このように、２つのＦＥＴを組み合わせて可
変抵抗を構成することにより、ＦＥＴの非線形領域の改
善を行うことができるため、同調出力の歪みを少なくす
ることができる。

【００７７】

【発明の効果】上述したように本発明の同調回路は、所
定の同調周波数を有するバンドパスフィルタとして動作
し、しかも一方の移相回路に含まれるインダクタをアン
テナコイルによって形成しているため、放送波等の各種
の受信信号を直接同調回路に取り込むことができ、従来
不可欠であったバリコンが不要となる。このため、イン
ダクタを除く同調回路全体を半導体基板上に形成するこ
とができ、集積化に適する。

【００７８】また、少なくとも一方の移相回路に含まれ
る可変抵抗の抵抗値を可変することにより、同調回路の
閉ループを一巡したときに位相量の合計が３６０°とな
る周波数を変えることができるため、同調周波数を任意
に変えることができ、必ずしも従来のようにスーパーヘ
テロダイン方式を用いなくとも受信機を構成することが
可能となる。このため、スーパーヘテロダイン方式の受
信機では不可欠であった中間周波トランスや局部発振ト
ランス等が不要となり、同調機構全体、さらには受信機
のほとんどを半導体基板上に一体形成することも可能と
なる。

【００７９】また、前段の移相回路の入力側に接続され
た抵抗あるいは帰還抵抗の少なくとも一方の抵抗値を変
えることにより同調帯域幅、すなわちバンドパスフィル
タのＱを可変することができるため、例えば同調回路を
用いて構成した受信機において、混信が生じる場合には
同調帯域幅を狭くして混信を防ぎ、反対に混信が少ない
場合においては同調帯域幅を広げて受信信号を忠実に再
現するといったことが可能であり、混信状態に応じて最
適な受信機の設計が可能となる。

【００８０】また、バーアンテナ等の２次コイルから同
調信号を出力するため、同調信号に含まれる直流成分を
除去することができ、次段の回路との接続が容易にな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態の同調回路の構成を示す回路図
である。

【図２】図１に示す前段の移相回路の構成を示す回路図
である。

【図３】図２に示した移相回路の入出力電圧とインダク
タ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。

【図４】図１に示す後段の移相回路の構成を示す回路図
である。

【図５】図４に示した移相回路の入出力電圧とキャパシ
タ等に現れる電圧の関係を示すベクトル図である。

【図６】図１に示した同調回路の一部に対応した等価回
路を示す図である。

【図７】同調回路内の２つの移相回路および分圧回路の
全体を所定の伝達関数を有する回路に置き換えた図であ
る。

【図８】図７に示す回路をミラーの定理によって変換し
た図である。

【図９】図１に示す同調回路の特性図である。

【図１０】第２の実施形態の同調回路の構成を示す回路
図である。

【図１１】第３の実施形態の同調回路の構成を示す回路
図である。

【図１２】第４の実施形態の同調回路の構成を示す回路
図である。

【図１３】第５の実施形態の同調回路の構成を示す回路
図である。

【図１４】図１３に示す同調回路を含むＡＭ受信機のブ
ロック構成図である。

【図１５】図１０に示した前段の移相回路内のインダク
タをバーアンテナの１次コイルに置き換えた例を示す回
路図である。

【図１６】図１１に示した前段の移相回路内のインダク
タをバーアンテナの１次コイルに置き換えた例を示す回
路図である。

【図１７】図１２に示した前段の移相回路内のインダク
タをバーアンテナの１次コイルに置き換えた例を示す回
路図である。

【符号の説明】

１同調回路１０Ｌ、３０Ｃ移相回路１２、３２ＦＥＴ１３、３４キャパシタ１６、１８、２０、３８、４０抵抗１７インダクタ３６、７４可変抵抗７０帰還抵抗１６０分圧回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された交流信号を所定の増幅度で増
幅するとともに同相で出力する非反転回路と、入力され
た交流信号を同相および逆相の交流信号に変換して出力
する変換手段をそれぞれ含む全域通過型の２つの移相回
路とを備え、前記２つの移相回路の一方は、アンテナコイルからなる
インダクタと第１の抵抗とで構成されるＬＲ回路を含
み、前記２つの移相回路の他方は、キャパシタと第２の抵抗
とで構成されるＣＲ回路を含み、前記２つの移相回路と前記非反転回路とを所定の順序で
縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力側
に帰還させることを特徴とする同調回路。
【請求項２】請求項１において、前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部
に分圧回路を挿入し、前記分圧回路に入力される交流信
号を同調出力として取り出すことを特徴とする同調回
路。
【請求項３】入力された交流信号を所定の増幅度で増
幅するとともに同相で出力する非反転回路と、入力され
た交流信号を同相および逆相の交流信号に変換して出力
する変換手段をそれぞれ含み互いに縦続接続された全域
通過型の２つの移相回路とを備え、前記２つの移相回路の一方は、アンテナの１次コイルか
らなるインダクタと第１の抵抗とで構成されるＬＲ回路
と、前記１次コイルに磁気結合された２次コイルとを含
み、前記２つの移相回路の他方は、キャパシタと第２の抵抗
とで構成されるＣＲ回路を含み、前記２つの移相回路と前記非反転回路とを所定の順序で
縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力側
に帰還させるとともに、前記２次コイルの両端から同調
信号を取り出すことを特徴とする同調回路。
【請求項４】入力された交流信号を所定の増幅度で増
幅するとともに位相を反転して出力する位相反転回路
と、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に
変換して出力する変換手段をそれぞれ含み互いに縦続接
続された全域通過型の２つの移相回路とを備え、前記２つの移相回路の一方は、アンテナコイルからなる
インダクタと第１の抵抗とで構成されるＬＲ回路を含
み、前記２つの移相回路の他方は、キャパシタと第２の抵抗
とで構成されるＣＲ回路を含み、前記２つの移相回路と前記位相反転回路とを所定の順序
で縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力
側に帰還させることを特徴とする同調回路。
【請求項５】請求項４において、前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部
に分圧回路を挿入し、前記分圧回路に入力される交流信
号を同調出力として取り出すことを特徴とする同調回
路。
【請求項６】入力された交流信号を所定の増幅度で増
幅するとともに位相を反転して出力する位相反転回路
と、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に
変換して出力する変換手段をそれぞれ含み互いに縦続接
続された全域通過型の２つの移相回路とを備え、前記２つの移相回路の一方は、アンテナの１次コイルか
らなるインダクタと第１の抵抗とで構成されるＬＲ回路
と、前記１次コイルに磁気結合された２次コイルとを含
み、前記２つの移相回路の他方は、キャパシタと第２の抵抗
とで構成されるＣＲ回路を含み、前記２つの移相回路と前記位相反転回路とを所定の順序
で縦続接続し、最終段の回路の出力を初段の回路の入力
側に帰還させるとともに、前記２次コイルの両端から同
調信号を取り出すことを特徴とする同調回路。
【請求項７】請求項１〜６のいずれかにおいて、前記２つの移相回路の一方は、前記変換手段によって変
換された一方の交流信号を前記ＬＲ回路の一方端を介し
て、他方の交流信号を前記ＬＲ回路の他方端を介して合
成する第１の合成手段を含み、前記２つの移相回路の他方は、前記変換手段によって変
換された一方の交流信号を前記ＣＲ回路の一方端を介し
て、他方の交流信号を前記ＣＲ回路の他方端を介して合
成する第２の合成手段を含み、前記第１および第２の合成手段のそれぞれは、振幅が一
定で位相のみが所定量シフトした信号を出力することを
特徴とする同調回路。
【請求項８】請求項１〜７のいずれかにおいて、前記変換手段のそれぞれはトランジスタを含んでおり、
前記トランジスタのソースおよびドレイン、あるいはエ
ミッタおよびコレクタにそれぞれ抵抗値がほぼ等しい第
３の抵抗を接続し、前記トランジスタのゲートあるいは
ベースに交流信号を入力し、前記トランジスタのソース
・ドレイン間あるいはエミッタ・コレクタ間に前記ＬＲ
回路あるいは前記ＣＲ回路を接続したことを特徴とする
同調回路。
【請求項９】請求項１〜８のいずれかにおいて、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の少なくとも一方の
時定数を可変することにより、同調周波数を変化させる
ことを特徴とする同調回路。
【請求項１０】請求項９において、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の少なくとも一方に
含まれる抵抗の抵抗値を可変することにより、前記時定
数を変化させることを特徴とする同調回路。
【請求項１１】請求項１〜１０のいずれかにおいて、前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループの一部
に挿入された第４の抵抗と、前記閉ループを流れる交流
信号の一部を分岐するために設けられた第５の抵抗とを
さらに備えており、前記第４および第５の抵抗の抵抗比
を可変することにより、同調帯域幅を変化させることを
特徴とする同調回路。
【請求項１２】請求項１〜１１のいずれかにおいて、前記２つの移相回路を含んで形成される閉ループのルー
プゲインを１以下に設定することにより、発振しない状
態で同調動作を行わせることを特徴とする同調回路。
【請求項１３】請求項１〜１２のいずれかにおいて、前記インダクタを除く構成部品を半導体基板上に一体形
成したことを特徴とする同調回路。