JPH10304680A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータの直流入力端に設けられている平
滑用コンデンサの小型化を図る。 【解決手段】 インバータ１０の直流電源１２側の端子
に設けられている平滑用コンデンサＣを、セラミクスコ
ンデンサによって構成すると共に、スイッチング素子Ｑ
１〜Ｑ６と共通の冷却部材１８によって平滑用コンデン
サＣが冷却されるよう、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と
平滑用コンデンサＣを単一のスイッチング素子基板２６
Ａに搭載乃至収納する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ等の電
力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電力変換装置は、各種の民生用電気機器
並びに産業用電気機器に広く用いられている。例えば、
交流モータにて推進される電気自動車においては、図４
（ａ）に示すように、電力変換装置の一種であるインバ
ータ１０が、直流電源たる車載のバッテリ１２と交流負
荷たるモータ１４との間に介在している。インバータ１
０は、電気自動車の例では、車両を始動乃至加速すると
きにはバッテリ１２の放電出力を直流から三相交流に変
換してモータ１４に供給し、逆に車両を回生制動する際
にはモータ１４からの回生電力を三相交流から直流に変
換してバッテリ１２に戻す。なお、以下の説明では、電
気自動車を例とするときにはバッテリ及びモータについ
て符号１２及び１４を用い、より一般的に論ずるときに
は直流電源及び交流負荷について符号１２及び１４を用
いることとする。

【０００３】また、電力変換装置は、通常、電力変換用
のスイッチング素子を所定個数有しており、このスイッ
チング素子の動作にて目的とする電力変換を実行し、ま
た当該スイッチング動作の制御によって出力の制御を行
う。図４（ａ）に示すインバータ１０は、駆動対象たる
交流負荷１４が三相交流負荷であるため、３相分×１相
当たり２個＝合計６個の電力変換用のスイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ６を有している。図中、Ｑ１及びＱ２がＵ相
に、Ｑ３及びＱ４がＶ相に、そしてＱ５及びＱ６がＷ相
に、それぞれ対応している。また、Ｑ１、Ｑ３及びＱ５
は直流電源１２の正側配線に接続されている素子即ちソ
ース側の素子であり、Ｑ２、Ｑ４及びＱ６は直流電源１
２の負側配線に接続されている素子即ちシンク側の素子
である。この図のように、ＮＰＮ接合を有するＩＧＢＴ
(Insulated Gate Bipolar Transistor)をスイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ６として用いているときには、ソース側素
子Ｑ１、Ｑ３及びＱ５のコレクタが直流電源１２の正側
配線に、シンク側素子Ｑ２、Ｑ４及びＱ６のエミッタが
直流電源１２の負側配線にそれぞれ接続され、ソース側
素子Ｑ１、Ｑ３及びＱ５のエミッタ並びにシンク側素子
Ｑ２、Ｑ４及びＱ６のコレクタが交流負荷の対応する相
への出力配線に接続される。これら、スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作を、電気自動車の例では
アクセル開度やブレーキ踏力に応じて制御することによ
り、モータ１４の出力を制御する。制御回路１６は、ス
イッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御端子（ＩＧＢＴ使用時
にはゲート）に制御信号を与えそのスイッチング動作を
制御する回路である。なお、制御手順については本願で
は省略する。

【０００４】インバータ１０は、スイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ６の他に、各種の付随的な素子を備えている。例え
ばスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６各々に逆並列接続されて
いるダイオードＤ１〜Ｄ６はフリーホイールダイオー
ド、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６各々に並列接続されて
いるコンデンサＣ１〜Ｃ６はスナバコンデンサ、直流電
源１２の正負配線間に接続されているコンデンサＣは平
滑用コンデンサである。これらのうちコンデンサＣに対
して要求される主たる特性は、その静電容量が大きいこ
とである。かかる特性を実現できるコンデンサとして
は、アルミニウム非固体電解コンデンサ等がある。ま
た、コンデンサＣ１〜Ｃ６に対して要求される主たる特
性は、その周波数特性が良好であることである。かかる
特性を実現できるコンデンサとしては、捲回型フィルム
コンデンサ等がある。

【０００５】また、インバータ１０を電気自動車等に実
装する際には、例えば図４（ｂ）に示す構造を用いる。
この図に示されている支持体（例えばケースや基板）２
０は、制御回路１６を搭載する制御基板２２、コンデン
サＣ１〜Ｃ６を含むスナバ回路を搭載するスナバ回路基
板２４、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６やダイオードＤ１
〜Ｄ６を含む回路を搭載するスイッチング素子基板２
６、並びにコンデンサＣを、搭載乃至収納している。ま
た、支持体２０は、スイッチング素子基板２６特にその
上のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を空冷乃至水冷するた
めの冷却部材１８を有している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】以上述べた回路及び実
装構造にて問題になるのは、コンデンサＣが大きいこと
である。まず、コンデンサＣは平滑用であるため十分に
大きな静電容量を有していなければならず、そのため寸
法も大きくなる。また、一般にその内部抵抗が大きな電
解コンデンサをコンデンサＣとして用いているときに
は、スイッチングに伴い発生する直流電流のリプル電圧
変動分電圧により、コンデンサＣが発熱する。この発熱
に対処するには、構造の複雑化を覚悟でコンデンサＣ用
の冷却構造を設けるか、でなければコンデンサＣの静電
容量を更に大きくする必要がある。これらの理由によっ
て、コンデンサＣの寸法が大きくなる。例えば、数百ア
ンペア程度の出力電流仕様のインバータ１０では、十数
ミリファラドという大容量のコンデンサＣが必要にな
り、従って支持体２０上でコンデンサＣが占める面積乃
至体積が大きくなる。

【０００７】本発明の目的の一つは、平滑用コンデンサ
の種類を変更すると共にその冷却方法を工夫することに
より、従来に比べ平滑用コンデンサが小さいインバータ
（より一般には電力変換装置）を実現することにある。
本発明の目的の一つは、冷却方法の工夫を通じて配線の
物理長ひいては配線インダクタンスを低減し、これによ
りサージを抑圧することにある。本発明の目的の一つ
は、サージの抑圧を通じ、スナバコンデンサを廃止する
ことや、直流電源の電圧を高めに設定し交流負荷の制御
可能範囲を広げることや、スイッチング遅れを抑え電力
変換器の損失を低減することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るため、本発明は、電力変換を実行する際にスイッチン
グし当該スイッチングに伴い発熱する電力変換用スイッ
チング素子と、上記電力変換用スイッチング素子に供給
すべき電源出力を平滑する平滑用コンデンサと、上記電
力変換用スイッチング素子から熱を奪う冷却部材とを備
える電力変換装置において、上記平滑用コンデンサが、
上記冷却部材に熱導通するよう配置されたセラミクスコ
ンデンサであることを特徴とする。

【０００９】本発明においては、平滑用コンデンサが、
電力変換用スイッチング素子用の冷却部材に熱導通する
よう、即ち当該冷却部材によって冷却することができる
よう、配置されるため、平滑用コンデンサ専用の冷却構
造を別途設ける必要がない。また、電解コンデンサに比
べその内部抵抗が小さいセラミクスコンデンサが平滑用
コンデンサとして用いられるため、従来はリプル電圧吸
収のため大きめに設定していた静電容量を、平滑に必要
な静電容量にとどめることができる。従って、電力変換
器の構造を複雑化させることなく平滑用コンデンサを冷
却でき、また平滑用コンデンサひいては電力変換器が小
さくなる。また、電解コンデンサが一般に周囲条件に影
響しやすく又はされやすい液体又は固体の電解質を有し
ているのに対しセラミクスコンデンサは周囲条件に影響
しにくくかつされにくい固体の誘電体にて構成されてい
るから、電力変換用スイッチング素子により近接して配
置（例えば単一基板上に実装）でき、平滑用コンデンサ
と電力変換用スイッチング素子の間の配線の物理長ひい
ては配線インダクタンスを低減することができる。ま
た、セラミクスコンデンサは電解コンデンサよりも高周
波での特性が良好である。従って、本発明においては、
配線インダクタンスが一因となって生じていたサージを
抑圧できるため、スナバコンデンサの廃止、直流電源の
電圧の高め設定による交流負荷制御可能範囲の拡大（例
えば電源電圧によるモータ回転数上限値制約の緩和）、
配線インダクタンスにより生ずるスイッチング遅れの低
減による電力変換器損失の低減等が、実現される。

【００１０】以下、本発明の好適な実施形態に関し図面
に基づき説明する。以下の説明ではインバータに関する
実施形態を述べるが、本発明は、インバータ以外の電力
変換装置にも適用可能である。また、前述の従来技術と
共通する部材については同一の符号を用いる。更に、セ
ラミクスコンデンサを使用したインバータが既に特開平
４−３５５６７５号にて開示されていること、即ち本発
明が単なるコンデンサ種類の変更のみを特徴とする発明
ではないことに、留意されたい。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１（ａ）に、本発明の一実施形
態に係るインバータ１０の回路構成を示す。本実施形態
においては、図４に示す従来回路中の平滑用コンデンサ
Ｃが電解コンデンサからセラミクスコンデンサに置き換
えられており、またスナバコンデンサＣ１〜Ｃ６が省略
されている。また、この回路を電気自動車等に実装する
際には、図１（ｂ）に示すような構造を採用する。図１
（ｂ）と前述の図４（ｂ）との比較から明らかなよう
に、本実施形態では、スナバコンデンサＣ１〜Ｃ６の省
略に伴いスナバ回路基板２４が省略されている。また、
従来はその寸法が大きいためスイッチング素子基板２６
とは分けて配置されていた平滑用コンデンサＣが、本実
施形態ではスイッチング素子基板２６Ａ上に搭載されて
いる。また、この図上は明らかでないが、平滑用コンデ
ンサＣは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と共に冷却部材
１８にて冷却されるよう、配置されている。

【００１２】本実施形態の特徴の一つは、このように平
滑用コンデンサＣ及びスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を共
通の冷却部材１８によって冷却できるよう平滑用コンデ
ンサＣを配置したことにあり、特徴の他の一つは、平滑
用コンデンサＣとして電解コンデンサに比べその内部抵
抗が小さくかつ高周波における特性が良好で固体の誘電
体を使用しているセラミクスコンデンサを用いたことに
ある。すなわち、本実施形態では、従来はスイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ６の冷却に用いられていた冷却部材１８を
もって平滑用コンデンサＣをも冷却できるようにしてい
るため、例えば平滑用コンデンサＣ専用の冷却構造を設
けた場合に比べ装置構成が簡素になり、またサージ吸収
を考慮して平滑用コンデンサＣの静電容量を大きめに設
定していた従来技術に比べコンデンサＣの静電容量ひい
ては寸法を小さくすることができる。具体的には、従来
は十数ミリファラドの静電容量が必要であった平滑用コ
ンデンサＣを、本実施形態では例えば数百マイクロファ
ラド程度の静電容量のコンデンサにすることができる。

【００１３】更に、平滑用コンデンサＣ自体を小さくす
ることができるためこれをスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６
と共通の基板すなわちスイッチング素子基板２６Ａ上に
搭載することができ、従ってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
６とコンデンサＣとの間の配線の物理長を短縮できるた
め、この配線のインダクタンスを低減することができ
る。配線インダクタンスの低減によって、スイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングに伴い発生するサージが
抑圧されることとなるから、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
６のスイッチングスピードを上げることができ、インバ
ータ１０の損失を下げることができる。また、サージが
抑圧されることと併せ、平滑用コンデンサＣの種類の変
更に伴う平滑用コンデンサＣの周波数特性の改善によ
り、従来回路で設けられていたスナバコンデンサＣ１〜
Ｃ６を廃止することも可能になる。

【００１４】また、固体の誘電体を使用したコンデンサ
としては、従来から、セラミクスコンデンサの他にフィ
ルムコンデンサが知られている。フィルムコンデンサ
は、一般に、セラミクスコンデンサに比べても内部抵抗
が小さくかつ周波数特性が良好である。それにもかかわ
らず本実施形態においてセラミクスコンデンサを用いて
いるのは、フィルムコンデンサの耐熱性がセラミクスコ
ンデンサよりも悪いためである。すなわち、電気自動車
等に搭載されるインバータ１０は、通常は例えば１２５
℃程度の温度で使用されることがあるため、例えば１０
５℃までしか耐熱性が保証されていないフィルムコンデ
ンサは、用いるのが困難である。また、フィルムコンデ
ンサには、セラミクスコンデンサに比べ一般に単位体積
当たりの静電容量が小さく、従って同じ静電容量であっ
てもセラミクスコンデンサより大形であるという問題点
もある。

【００１５】図２に、本実施形態におけるスイッチング
素子基板２６Ａの一例構造を示す。この図に示すスイッ
チング素子基板２６Ａは、基板２８上にソース側のスイ
ッチング素子（例えばＱ１）３０Ｐ及びシンク側のスイ
ッチング素子（例えばＱ２）３０Ｎを搭載する構造を有
している。基板２８は図１に示す冷却部材１８そのもの
であるか、あるいはこの冷却部材１８と熱的に導通して
いる伝熱材であり、従って、スイッチング素子３０Ｐ及
び３０Ｎにて発生した熱はこの基板２８に逃げ、その結
果スイッチング素子３０Ｐ及び３０Ｎが冷却される。

【００１６】基板２８上には、更に、３種類の配線３
４、３６Ｐ及び３６Ｎが配置されており、スイッチング
素子３０Ｐのシンク側の電極及びスイッチング素子３０
Ｎのソース側の電極は配線３４に、またスイッチング素
子３０Ｐのソース側の電極は配線３６Ｐに、スイッチン
グ素子３０Ｎのシンク側の電極は配線３６Ｎに、それぞ
れ接続されている。接続には、例えば、ボンディングワ
イヤ等の接続導体４０を用いる。これら３種類の配線の
うち、配線３６Ｐ及び３６Ｎは、それぞれ、直流電源１
２からの正側及び負側の配線である。また、配線３４
は、交流負荷１４にインバータ１０の出力を供給するた
めの出力配線である。この図では出力回線３４を１本し
か描いていないが、実際には、交流負荷１４が三相の負
荷であるため、出力回線３４は各相毎に１本ずつ合計３
本設ける。なお、以上の説明では、スイッチング素子の
「ソース側電極」「シンク側電極」なる用語を用いた
が、これは、スイッチング素子としてＮＰＮ接合を有す
るＩＧＢＴを用いているときには、それぞれ「コレク
タ」「エミッタ」に該当する。

【００１７】更に、正側の直流電源配線３６Ｐ及び負側
の直流電源配線３６Ｎは、基板２８上に積層配置されて
いる。積層に際し、基板２８との電気絶縁を確保するた
め、下側にある負側の直流電源配線３６Ｎは、電気絶縁
材３８を介して基板２８上に搭載されている。更に、上
側にある正側の直流電源配線３６Ｐと下側にある負側の
直流電源配線３６Ｎの間には、平滑用コンデンサＣが配
置及び電気的に接続されている。セラミクスコンデンサ
は、この図のように略直方体の形状にすることが容易で
あるという特質を有しているため、本実施形態ではこの
ような積層構造を容易に実現することができる。尚、図
１に示した回路部材のうち、フライホイールダイオード
Ｄ１〜Ｄ６は、図２では省略している。

【００１８】図３に、図２に示す構造の変形例を示す。
この図でも、平滑用コンデンサＣは正側及び負側の直流
電源配線３６Ｐ及び３６Ｎの間に配置されている。ただ
し、平滑用コンデンサＣは、図２に示すような横置き状
態ではなく縦置き状態に配置されている。本発明を実施
するに際しては、このような配置を用いても構わない。

【００１９】尚、図１では、平滑用コンデンサＣの個数
が１個である。しかしながら図２又は図３に示す実装構
造を採用する場合には、平滑用コンデンサＣを、互いに
並列接続された３個のセラミクスコンデンサによって実
現し、各相スイッチング素子対毎にセラミクスコンデン
サを１個ずつ設けるようにしても構わない。このように
すると、平滑用コンデンサＣに関し配置の自由度が高ま
るため、設計は容易になる。

【００２０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電力変換器の直流入力側に設けた平滑用コンデンサを、
電力変換用スイッチング素子から熱を奪う冷却部材に熱
導通するよう配置すると共に、その種類を電解コンデン
サに比べ内部抵抗が低く周波数特性が優れたセラミクス
コンデンサとしたため、平滑用コンデンサ専用の冷却構
造が不要になると共にその静電容量を小さくすることが
可能になり、従って平滑用コンデンサひいては電力変換
器の小型化を構造の複雑化を伴うことなく実現できる。
また固体の誘電体にて構成されるセラミクスコンデンサ
を用いているため平滑用コンデンサを電力変換用スイッ
チング素子に近接配置でき、またセラミクスコンデンサ
は高周波での特性が良好であるから、平滑用コンデンサ
と電力変換用スイッチング素子の間の配線インダクタン
スが一因となって生じていたサージを抑圧できるため、
スナバコンデンサの廃止、直流電源の電圧の高め設定に
よる交流負荷制御可能範囲の拡大、配線インダクタンス
により生ずるスイッチング遅れの低減による電力変換器
損失の低減等を、実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態に係るインバータの構成
を示す図であり、特に（ａ）は回路構成を、（ｂ）は実
装状態をそれぞれ示す図である。

【図２】 この実施形態におけるスイッチング素子基板
の構造の一例を示す一部切り欠き斜視図である。

【図３】 図２に示す構造の変形例を示す一部切り欠き
斜視図である。

【図４】 従来技術に係るインバータの構成を示す図で
あり、特に（ａ）は回路構成を、（ｂ）は実装状態をそ
れぞれ示す図である。

【符号の説明】

１０ インバータ、１２ 直流電源、１４ 交流負荷、
１６ 制御回路、１８冷却部材、２０ 支持体、２２
制御基板、２６Ａ スイッチング素子基板、２８ 基
板、３０Ｐ，３０Ｎ，Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子、
３４，３６Ｐ，３６Ｎ 配線、Ｃ 平滑用コンデンサ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電力変換を実行する際にスイッチングし
   当該スイッチングに伴い発熱する電力変換用スイッチン
   グ素子と、上記電力変換用スイッチング素子に供給すべ
   き電源出力を平滑する平滑用コンデンサと、上記電力変
   換用スイッチング素子から熱を奪う冷却部材とを備える
   電力変換装置において、上記平滑用コンデンサが、上記
   冷却部材に熱導通するよう配置されたセラミクスコンデ
   ンサであることを特徴とする電力変換装置。