JPH10223389A - 圧電トランスの制御回路 - Google Patents
圧電トランスの制御回路Info
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- JPH10223389A JPH10223389A JP9023869A JP2386997A JPH10223389A JP H10223389 A JPH10223389 A JP H10223389A JP 9023869 A JP9023869 A JP 9023869A JP 2386997 A JP2386997 A JP 2386997A JP H10223389 A JPH10223389 A JP H10223389A
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Abstract
は出力電圧を略一定に保つ機能と、間欠発振による輝度
調整機能との両立が可能な圧電トランスの制御回路の提
供。 【解決手段】 駆動回路4を駆動するパルス電源回路8
からのパルス電圧(デューティ比の調整が可能)がハイ
の時は、サンプルホールド回路12内部のスイッチング
素子12cが閉じて負荷電流検出電圧Vriが誤差増幅回
路5に出力されると共に、コンデンサ12bに充電され
る。ローの時は、スイッチング素子12cが開いて充電
されていた電圧が誤差増幅回路5に出力される。
Description
置に使用して好適な圧電トランスの制御回路に関する。
ナルコンピュータ等には、その表示装置として液晶表示
器が広く用いられている。この液晶表示装置の内部に
は、液晶表示パネルを背照すべく、所謂バックライトと
して冷陰極管が備えられており、その冷陰極管を点灯さ
せるには、電池等の直流低電圧から点灯開始時1000
Vrms 以上、定常点灯時、500Vrms 程度の交流高電
圧への変換が可能な昇圧インバータが必要とされる。従
来、この昇圧インバータの昇圧用トランスとして、巻線
トランスが使われてきたが、最近では機械エネルギを介
して電気変換することにより昇圧を行う圧電トランスが
使用されるようになりつつある。この圧電トランスは、
出力負荷(負荷抵抗)の大きさによって昇圧比が大きく
変化するという一般には好ましくない特性を有している
が、一方でこの負荷抵抗への依存性が冷陰極管のインバ
ータ電源の特性に適しており、液晶表示器の薄型化、高
効率化の要求に応える小型高圧電源として注目されてい
る。このような圧電トランスの制御回路の一例を、図1
を参照して説明する。
御回路のブロック構成図である。
電トランス101の出力側に接続された冷陰極管等の負
荷、103は負荷に流れる電流を検出するための検出用
抵抗R det、104は検出用抵抗103に生じた交流電
圧を直流電圧に変換する整流回路、105は整流回路4
にて整流後の電圧Vriと基準電圧Vref とを比較し、そ
の比較結果である差を増幅する誤差増幅回路、106は
誤差増幅回路105の出力電圧に応じて発振信号を出力
する電圧制御発振回路、そして107は電圧制御発振回
路106の発振信号に応じて圧電トランス101を駆動
する駆動回路である。次に、上記の構成を備える制御回
路の動作について図2を用いて説明する。
電流についての周波数特性の一例を説明する図である。
す如く圧電トランス101が有する共振周波数を頂上と
する山形の共振周波数特性を有し、圧電トランス101
の出力電圧によって負荷102に流れる電流も同様な山
形の特性となることが一般的に知られている。尚、同図
(下側)では、負荷電流を負荷電流検出電圧Vriで表わ
している。この特性において、右側(右下がり)の部分
を使った制御について説明する。当該制御回路への電源
を投入すると、電圧制御発振回路106は初期周波数f
aで発振を開始する。その際、負荷102には電流が流
れていないため、検出抵抗103に発生する電圧は零で
ある。従って、誤差増幅回路105は、負荷電流検出電
圧Vriと基準電圧Vrefとを比較した結果である負の電
圧を電圧制御増幅回路106に出力する。そして、電圧
制御回路106はその電圧に応じて発振信号の発振周波
数を低周波側にシフトさせるため、周波数が低周波側に
シフトしていくに従って圧電トランス101の出力電圧
は上昇し、負荷電流(負荷電流検出電圧Vri)も増加し
始める。そして、負荷電流(負荷電流検出電圧Vri)と
基準電圧Vrefとが同じになったところで周波数が安定
する(fb)。もし、温度変化や経時変化により共振周
波数が変化してもそれに応じて周波数がシフトして常に
負荷電流を略一定に保つことができる。
流検出電圧Vriを基準電圧Vrefにすべく周波数制御が
行われ、その周波数制御によって負荷電流が所定値に保
持されるようになる。このような圧電トランスの制御回
路において負荷を冷陰極管とし、冷陰極管の点灯装置と
して使用すれば、冷陰極管の輝度はそれに流れる管電流
に比例するため、所定の輝度に保持できるという重要な
機能が達成できる。但し、冷陰極管の点灯装置では、所
定の輝度に保持する機能の他に、輝度を変える機能(調
光機能)が必要である。その手法の1つとして、例え
ば、本願出願人による先行する特願平8−228458
号においては、圧電トランスに間欠的なパルス電圧を印
加して駆動することにより、冷陰極管の平均管電流を調
整する手法を提案している。ここで、その手法の概要
を、図3及び図4を参照して説明する。
節が可能な圧電トランスの制御回路のブロック構成図で
ある。
節が可能な圧電トランスの制御回路の動作を説明する図
である。同図において、横軸はそれぞれ時間を示してお
り、縦軸はそれぞれ上から順に、パルス電源回路108
から駆動回路107に供給されるパルス電圧、発振回路
109から出力される発振信号、そして圧電トランス1
01の出力電圧を示している。
108よりあるパルス間隔を持ったパルス電圧を駆動回
路107に供給する。ここで、パルス電源回路108よ
り駆動回路107に供給されるパルス電圧のHigh期
間(T high)は、発振回路109から得られる発振信
号の周期より十分大きいものとする(例えば、パルス電
圧の周波数が100kHzに対し、発振信号の周波数は
数百Hz程度とする)。図示の如く、パルス状の電源電
圧がLow期間(T low)であるときは、駆動回路10
7は圧電トランス101を駆動できないため、出力電圧
は零である。一方、パルス電圧がHigh期間(T hig
h)のときは、駆動回路107に電圧が印加されて動作
するため、圧電トランス101は駆動されて出力電圧が
発生する。この動作が繰り返されることにより、冷陰極
管(負荷2)に流れる管電流(負荷電流)の平均値が小
さくなり、輝度を低下させることができる。この場合、
パルス電圧におけるHigh期間をさらに短く、または
Low期間を更に長くすれば、冷陰極管に流れる平均管
電流はより小さくなり、輝度は低下する。人間の視覚に
とっては、High期間における残像が残るためであ
る。
手法を図1に示した圧電トランスの制御回路に組み込ん
で調光機能を付加しようとしても、調光機能は得られな
い。なぜならば、調光させるべく間欠発振によって平均
管電流を減少させると、負荷電流検出電圧Vriが基準電
圧Vrefより小さくなるため、電圧制御発振回路106
の発振周波数が低周波側にシフトし、駆動回路107が
管電流を増加させる方向に働き、結局平均管電流は変わ
らなくなってしまうためである。即ち、圧電トランスの
制御回路が持つ、「管電流を略一定に保つ機能」によ
り、「調光機能」が機能しなくなってしまうためであ
る。
ランスの駆動電圧を略一定に保つ機能を持った回路のブ
ロック図であり、図6は、圧電トランスの出力電圧を略
一定に保つ機能を持った回路のブロック図である。これ
らの回路は、検出用抵抗110a,110bと整流回路
104によって検出した電圧と基準電圧を誤差増幅回路
105により比較し、その結果に応じて所謂PWM(パ
ルス幅変調)を行うPWM発振回路111の出力する矩
形波信号のデューティー比を制御する。この矩形波信号
のデューティー比を制御すれば、当該矩形波に基本波と
して含まれる正弦波の周波数を変更することができるた
め、電圧制御発振回路106と同様に駆動電圧または出
力電圧を所定値に保持する制御が可能となる。
M発振回路111の出力する矩形波信号のデューティー
比を調整して管電流を制御している。この場合、管電流
は、抵抗103を使用して検出している。また、図8で
は、図6のPWM発振回路111の代わりに、図1で説
明した電圧制御発振回路106を使用している。
発振を行う回路を組み込んだ場合も、図1に組み込んだ
場合と同様お互いの機能を相殺してしまい、好ましい制
御が得られない。
電流、駆動電圧または出力電圧を略一定に保つ機能と、
間欠発振による輝度調整機能との両立が可能な圧電トラ
ンスの制御回路の提供を目的とする。
め、本発明の圧電トランスの制御回路は、以下の構成を
特徴とする。
る発振手段と、その発振手段からの発振信号に応じて発
生させた交流電圧により圧電トランスを駆動する駆動手
段と、を備えた圧電トランスの制御回路であって、入力
された電圧をサンプリングし、制御信号に従って保持す
るサンプルホールド手段を備えることを特徴とする。
力側に接続された負荷に流れる電流を検出する検出手段
を備え、その検出手段による検出結果である電圧を、前
記サンプルホールド手段によりサンプリングし、ホール
ドするとよい。
動電圧を検出する検出手段を備え、その検出手段により
検出した検出電圧を、前記サンプルホールド手段により
サンプリングし、ホールドするとよい。
力電圧を検出する検出手段を備え、その検出手段により
検出した検出電圧を、前記サンプルホールド手段により
サンプリングし、ホールドするとよい。
欠的に駆動するためのパルス信号を生成し、そのパルス
信号を前記駆動手段に供給する間欠発振手段を備え、そ
の間欠発振手段は、生成するパルス信号のデューティ比
の調整が可能であるとよい。
ルス電圧とは、同期していることよい。
管電流、駆動電圧または出力電圧の保持機能と圧電トラ
ンスの間欠発振による輝度調整機能とを両立させる。
の制御回路の一実施形態を図面を参照して説明する。
トランスの制御回路のブロック構成図である。
ス1の出力側に接続された冷陰極管等の負荷、3は負荷
に流れる電流を検出するための検出用抵抗R det、4は
検出用抵抗3に生じた交流電圧を直流電圧に変換する整
流回路、12は整流回路4の出力電圧(以下、負荷電流
検出電圧Vri)をパルス電源回路8からの信号に応じて
保持するサンプルホールド回路、5はサンプルホールド
回路12の出力電圧と基準電圧V refとを比較してその
差を増幅する誤差増幅回路、6は誤差増幅回路5の出力
電圧に応じて発振信号を出力する電圧制御発振回路、7
は電圧制御発振回路6の発振信号に応じて圧電トランス
1を駆動する駆動回路である。また、8はパルス電源回
路であり、冷陰極管(負荷2)の輝度を変化させるべく
駆動回路7に供給するパルス状の電源電圧を入力電圧V
iより生成し、且つそのパルス状の電源電圧におけるパ
ルス幅及び間隔を制御する。
に示す如くバッファ12a、充電用のコンデンサ2b、
スイッチング素子12cで構成される。
ルス電源回路の構成を説明する図である。
る入力電圧Viを、例えばMOS−FET(MOS型電
界効果トランジスタ)等のスイッチング素子8bにより
パルス発振回路8aから出力される信号に応じてオン/
オフさせることにより、駆動回路7へパルス電圧を出力
する。また、パルス発振回路8aから出力される信号
は、サンプルホールド回路12のスイッチング素子12
cにも供給されている。従って、パルス発振回路8aか
ら出力される信号によってスイッチング素子8bとスイ
ッチング素子12cとのスイッチング速度を制御される
ように構成されている。
ンスの制御回路の動作について説明する。
ス電源回路8から供給されるパルス状の電源電圧は連続
的な直流電圧となり、サンプルホールド回路12ではス
イッチング素子12cは常に閉じた状態となる。従っ
て、サンプルホールド回路12が無い状態となって従来
技術で説明した回路と同様な制御であるので説明を省略
する。
aが調整され、パルス電源回路8からパルス状の電源電
圧が駆動回路7に供給され、圧電トランス1が間欠駆動
されている場合の動作について説明する。
素子8bが閉じて駆動回路4に電圧Viが供給されてい
る時、駆動回路7からの駆動電圧によって圧電トランス
1は駆動され、冷陰極管には管電流が流れる(発振期
間)。この時、サンプルホールド回路12内部のスイッ
チング素子12cの制御端子には、パルス電源回路内部
のパルス発振回路8aからの信号が入力されているの
で、パルス電源回路8内部のスイッチング素子8bと同
じく閉じており、検出抵抗3及び整流回路4により検出
された負荷電流検出電圧Vriは、コンデンサ12bに充
電されると共に、バッファ12aを介して誤差増幅回路
5に出力される。従って、誤差増幅回路5からは負荷電
流検出電圧Vriと基準電圧Vrefとの差に応じた電圧が
出力され、結果として圧電トランス1が駆動される。
グ素子8bが開き、駆動回路4に電圧が供給されていな
い時には、圧電トランス1が駆動されないため、冷陰極
管には管電流が流れない(休止期間)。この時、サンプ
ルホールド回路12内部のスイッチング素子12cは開
いているので、整流回路4からの負荷電流検出電圧Vri
には影響されず、サンプルホールド回路12内部の充電
コンデンサ12bにスイッチング素子12cが閉じてい
る間に充電されていた電圧、即ち点灯時の負荷電流検出
電圧Vriが誤差増幅回路5に出力される。
負荷電流検出電圧Vriにより充電された電圧を使って発
振周波数の制御が可能となるため、発振期間における圧
電トランス1の駆動状態が保持されることになる。ま
た、冷陰極管の調光をするためにパルス発振回路8aを
調整してThigh もしくはTlow を変化させることによ
り、平均管電流を変化させることができるので、結果と
して冷陰極管の輝度を変えることも可能となる。
く間欠的に圧電トランスを駆動した場合において、発振
期間の管電流に相当する電圧制御発振回路への電圧をサ
ンプルホールド回路の制御により保持できるため、休止
期間であっても該発振期間における駆動回路の駆動状態
を保持可能となり、且つ発振期間もしくは休止期間の長
さを変えることによって平均管電流を調整できるため、
冷陰極管の輝度の調整も可能となる。
は、本発明の一実施形態の変形例1から4としての圧電
トランスの制御回路のブロック構成図である。
態(図9)の電圧制御発振回路6の代わりにPWM発振
回路11を使用して管電流を発振期間における値に保持
してもよいことは言うまでもない。
期間における値に保つ機能の代わりに、圧電トランスの
駆動電圧を発振期間における値に保つ機能を有する回路
と圧電トランスの出力電圧を発振期間における値に保つ
機能を有する回路とが示されている。
る値に保つ機能を有する回路(図12)、圧電トランス
の出力電圧を発振期間における値に保つ機能を有する回
路(図13,図14)においても、上述の実施形態(図
9)と同様にサンプルホールド回路12を整流回路4と
誤差増幅回路5の間に挿入し、パルス電源回路8内部の
パルス発振回路8aからの信号によりサンプルホールド
回路12を制御することにより、休止期間であっても、
駆動電圧もしくは出力電圧を発振期間における値に保持
した状態で、間欠発振による圧電トランス1の駆動電圧
または出力電圧の調整が可能となる。尚、図12、図1
3の回路では、それぞれ前述の図5、図6と同様に電圧
制御発振回路6の代わりにPWM発振回路11を使用し
ている。前記の構成以外は図9と同様なため、同一の参
照番号を付して詳細な説明は省略する。
前述の図9における駆動回路7を、トランジスタにより
構成した所謂ブリッジ型の駆動回路とした場合について
図15及び図16を参照して説明する。
おける変形例5,6としての圧電トランスの制御回路の
ブロック構成図である。同図では、駆動回路7にハーフ
ブリッジ型の回路構成を示している。前述の図9の場合
は、パルス電源回路8により駆動回路7自体を間欠駆動
させたが、本変形例のようなブリッジ型駆動回路の場合
には、パルス発振回路13及びアンド(AND)回路1
4を使用する。パルス発振回路13は、不図示の調整手
段を備えており、出力するパルス信号のデューティ比の
調整が可能である。
ーフブリッジ型に接続されたP型トランジスタ(FE
T:電界効果トランジスタ)7aとN型トランジスタ
(FET)7bとで構成されされており、パルス発振回
路13が出力するパルス信号、電圧制御発振回路6の出
力する発振信号、これらの信号のアンド回路14による
論理積信号を使用して2つのトランジスタ(7a,7
b)が交互にスイッチングを行う。この駆動回路7のス
イッチング動作により、圧電トランス1には入力電圧V
iを振幅とする駆動電圧(交流電圧)が間欠的に印加さ
れる。また、パルス発振回路13が出力するパルス信号
によりサンプルホールド回路12を制御する。前記の構
成以外は図9と同様なため、同一の参照番号を付して詳
細な説明は省略する。
回路に基づいて説明したが、図11〜図14の制御回路
についても駆動回路7をハーフブリッジ型とし、パルス
電源回路8の代わりにパルス発振回路13及びアンド回
路14を使用してもよいことは言うまでもない。また、
駆動回路7をハーフブリッジ型ではなく、フルブリッジ
型に構成することも可能であることは言うまでもない。
負荷である冷陰極管の管電流、駆動電圧または出力電圧
を略一定に保つ機能と、間欠発振による輝度調整機能と
の両立が可能な圧電トランスの制御回路の提供が実現す
る。
ック構成図である。
の周波数特性の一例を説明する図である。
電トランスの制御回路のブロック構成図である。
電トランスの制御回路の動作を説明する図である。
持った回路のブロック図である。
持った回路のブロック図である。
った回路のブロック図である。
持った回路のブロック図である。
御回路のブロック構成図である。
の構成を説明する図である。
トランスの制御回路のブロック構成図である。
トランスの制御回路のブロック構成図である。
トランスの制御回路のブロック構成図である。
トランスの制御回路のブロック構成図である。
の圧電トランスの制御回路のブロック構成図である。
の圧電トランスの制御回路のブロック構成図である。
出用抵抗 4,104 整流回路 5,105 誤差増幅回路 6,106 電圧制御発振回路 7,107 駆動回路 8,108 パルス電源回路 7a,7b トランジスタ 8a,13 パルス発振回路 8b,12c スイッチング素子 109 発振回路 11,111 PWM発振回路 12 サンプルホールド回路 12a バッファ 12b コンデンサ 14 AND回路
Claims (10)
- 【請求項1】 制御電圧に応じて発振信号を生成する発
振手段と、その発振手段からの発振信号に応じて発生さ
せた交流電圧により圧電トランスを駆動する駆動手段
と、を備えた圧電トランスの制御回路であって、 入力された電圧をサンプリングし、制御信号に従って保
持するサンプルホールド手段を備えることを特徴とする
圧電トランスの制御回路。 - 【請求項2】 更に、前記圧電トランスの出力側に接続
された負荷に流れる電流を検出する検出手段を備え、そ
の検出手段による検出結果である電圧を、前記サンプル
ホールド手段によりサンプリングし、ホールドすること
を特徴とする請求項1記載の圧電トランスの制御回路。 - 【請求項3】 更に、前記圧電トランスの駆動電圧を検
出する検出手段を備え、その検出手段により検出した検
出電圧を、前記サンプルホールド手段によりサンプリン
グし、ホールドすることを特徴とする請求項1記載の圧
電トランスの制御回路。 - 【請求項4】 更に、前記圧電トランスの出力電圧を検
出する検出手段を備え、その検出手段により検出した検
出電圧を、前記サンプルホールド手段によりサンプリン
グし、ホールドすることを特徴とする請求項1記載の圧
電トランスの制御回路。 - 【請求項5】 更に、前記圧電トランスを間欠的に駆動
するためのパルス信号を生成し、そのパルス信号を前記
駆動手段に供給する間欠発振手段を備え、その間欠発振
手段は、生成するパルス信号のデューティ比の調整が可
能なことを特徴とする請求項1乃至請求項4の何れかに
記載の圧電トランスの制御回路。 - 【請求項6】 前記制御信号と前記パルス信号とは、同
期していることを特徴とする請求項5記載の圧電トラン
スの制御回路。 - 【請求項7】 前記間欠発振手段は、前記交流電圧の基
となる直流電圧からパルス電圧を発生するパルス電圧手
段であることを特徴とする請求項5記載の圧電トランス
の制御回路。 - 【請求項8】 前記駆動手段は、トランジスタをブリッ
ジ型に構成したブリッジ回路を含み、前記間欠発振手段
は、 パルス信号を生成するパルス発振手段と、 そのパルス発振手段からのパルス信号と前記発振手段か
らの発振信号とに基づいて論理積を算出する論理積算出
手段と、を備え、前記トランジスタのそれぞれを、前記
発振手段からの発振信号または前記論理積算出手段から
の出力信号により駆動することを特徴とする請求項5記
載の圧電トランスの制御回路。 - 【請求項9】 更に、前記サンプルホールド手段からの
出力に基づいて、前記発振手段の制御電圧を生成する制
御電圧生成手段を備え、その制御電圧生成手段は、前記
サンプルホールド手段からの出力と所定値とを比較し、
その結果に応じて前記制御電圧を生成することを特徴と
する請求項1乃至請求項8の何れかに記載の圧電トラン
スの制御回路。 - 【請求項10】 前記制御回路を、前記負荷としての冷
陰極管の駆動装置に使用することを特徴とする請求項1
乃至請求項9の何れかに記載の圧電トランスの制御回
路。
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