JPH10190625A - 符号多重送信装置 - Google Patents
符号多重送信装置Info
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- JPH10190625A JPH10190625A JP34108696A JP34108696A JPH10190625A JP H10190625 A JPH10190625 A JP H10190625A JP 34108696 A JP34108696 A JP 34108696A JP 34108696 A JP34108696 A JP 34108696A JP H10190625 A JPH10190625 A JP H10190625A
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 符号多重信号のパイロット信号部分における
ピーク値を小さくする。 【解決手段】 各チャンネルの拡散変調部５１1〜５１n
における移相器６５は拡散変調信号の信号点位置ベクト
ルの位相をチャンネル毎に所定角度移相する。例えば、
第ｉチャンネルの移相器６５は、チャンネル数をＮとす
るとき、第ｉチャンネルの移相量θを３６０0・ｉ／Ｎ
とし、該移相量θ分だけ信号点位置ベクトルを移相す
る。あるいは、ＱＰＳＫ拡散変調の場合には、第ｉチャ
ネルの移相量θを（π／２）・mod（ｉ，４）とし、該
移相量θ分だけ信号点位置ベクトルを移相する。なお、
mod（ｉ，４）はｉを４で割ったときの余りである。移
相制御したことにより、各チャンネルの拡散変調部から
出力される拡散変調信号のパイロット信号部分の位相が
ずれて分散し、符号多重信号のピーク値が抑制される。
ピーク値を小さくする。 【解決手段】 各チャンネルの拡散変調部５１1〜５１n
における移相器６５は拡散変調信号の信号点位置ベクト
ルの位相をチャンネル毎に所定角度移相する。例えば、
第ｉチャンネルの移相器６５は、チャンネル数をＮとす
るとき、第ｉチャンネルの移相量θを３６０0・ｉ／Ｎ
とし、該移相量θ分だけ信号点位置ベクトルを移相す
る。あるいは、ＱＰＳＫ拡散変調の場合には、第ｉチャ
ネルの移相量θを（π／２）・mod（ｉ，４）とし、該
移相量θ分だけ信号点位置ベクトルを移相する。なお、
mod（ｉ，４）はｉを４で割ったときの余りである。移
相制御したことにより、各チャンネルの拡散変調部から
出力される拡散変調信号のパイロット信号部分の位相が
ずれて分散し、符号多重信号のピーク値が抑制される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は符号多重送信装置に
係わり、特に、各チャネルの信号をそれぞれ異なる符号
で拡散変調し、各チャネルの拡散変調信号を合成して送
信する符号多重送信装置に関する。
係わり、特に、各チャネルの信号をそれぞれ異なる符号
で拡散変調し、各チャネルの拡散変調信号を合成して送
信する符号多重送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】次世代のデジタル移動通信方式として、
符号分割多元接続(ＣＤＭＡ：CodeDivision Multiple A
ccess）方式を用いた無線アクセス方式が検討され、実
用化されつつある。ＣＤＭＡ方式はスペクトラム拡散通
信方式を用いた多元接続方法であり、複数のチャネルあ
るいはユーザの伝送情報を符号によって多重し、無線回
線などの伝送路を通じて伝送する。スペクトラム拡散通
信方式は、通常の狭帯域変調方式と異なり、変調された
後の信号の帯域幅を狭帯域の帯域幅に比べてはるかに広
くさせる変調方式である。スペクトラム拡散通信方式で
は送受信機上で２段階の変調/復調を行う。
符号分割多元接続(ＣＤＭＡ：CodeDivision Multiple A
ccess）方式を用いた無線アクセス方式が検討され、実
用化されつつある。ＣＤＭＡ方式はスペクトラム拡散通
信方式を用いた多元接続方法であり、複数のチャネルあ
るいはユーザの伝送情報を符号によって多重し、無線回
線などの伝送路を通じて伝送する。スペクトラム拡散通
信方式は、通常の狭帯域変調方式と異なり、変調された
後の信号の帯域幅を狭帯域の帯域幅に比べてはるかに広
くさせる変調方式である。スペクトラム拡散通信方式で
は送受信機上で２段階の変調/復調を行う。
【０００３】図１６はスペクトラム拡散通信方式におけ
る送信機の原理構成図であり、１はＰＳＫ変調器等の狭
帯域変調器、２は拡散回路、３は電力増幅器、４はアン
テナである。狭帯域変調器１及び拡散回路２の位置は入
れ替わってもよい。拡散回路２において、２ａはＰＮ系
列（Pseudorandom Noise)と称される±１のレベル値を
ランダムにとる矩形波（図１７参照）を出力するＰＮ系
列発生器、２ｂは狭帯域変調器１で変調されたデジタル
信号にＰＮ系列を乗算する乗算部である。ＰＮ系列の変
化速度（矩形波時間幅ＴC）は図１７に示すように、そ
れによって変調を受ける狭帯域変調信号のシンボル切替
速度（ＰＳＫ変調信号の１ビット区間幅Ｔ）に比べはる
かに早い速度で切り替わるように設定されている。すな
わちＴ≫ＴCとなる。このＴの時間幅をビット区間（bit
duration)、ＴCの時間幅をチップ区間(chip duratio
n)、それぞれの逆数をビット速度、チップ速度という。
また、ＴとＴcとの比すなわちＴ／ＴCを拡散率あるいは
拡散比（spreadingratio)という。
る送信機の原理構成図であり、１はＰＳＫ変調器等の狭
帯域変調器、２は拡散回路、３は電力増幅器、４はアン
テナである。狭帯域変調器１及び拡散回路２の位置は入
れ替わってもよい。拡散回路２において、２ａはＰＮ系
列（Pseudorandom Noise)と称される±１のレベル値を
ランダムにとる矩形波（図１７参照）を出力するＰＮ系
列発生器、２ｂは狭帯域変調器１で変調されたデジタル
信号にＰＮ系列を乗算する乗算部である。ＰＮ系列の変
化速度（矩形波時間幅ＴC）は図１７に示すように、そ
れによって変調を受ける狭帯域変調信号のシンボル切替
速度（ＰＳＫ変調信号の１ビット区間幅Ｔ）に比べはる
かに早い速度で切り替わるように設定されている。すな
わちＴ≫ＴCとなる。このＴの時間幅をビット区間（bit
duration)、ＴCの時間幅をチップ区間(chip duratio
n)、それぞれの逆数をビット速度、チップ速度という。
また、ＴとＴcとの比すなわちＴ／ＴCを拡散率あるいは
拡散比（spreadingratio)という。
【０００４】拡散変調信号のスペクトラム分布は図１８
に示すようにsinc関数形状を示し、メインローブの帯域
幅はチップ速度の２倍（＝２／Ｔc）に等しくなり、サ
イドローブの帯域幅は１／Ｔcである。拡散変調される
前のＰＳＫ信号はビット速度１／Ｔで変調された普通の
ＰＳＫ信号であるから、その占有帯域幅は２／Ｔであ
る。従って、拡散変調信号の占有帯域幅をメインローブ
の帯域幅（＝２／Ｔc）とすると、拡散変調を施すこと
により元のＰＳＫ変調信号の帯域幅はＴ／Ｔc倍に拡大
され、エネルギーが拡散される。図１９は拡散変調によ
り帯域幅が拡大する状況を示す説明図で、ＮＭは狭帯域
変調信号、ＳＭは拡散変調信号である。
に示すようにsinc関数形状を示し、メインローブの帯域
幅はチップ速度の２倍（＝２／Ｔc）に等しくなり、サ
イドローブの帯域幅は１／Ｔcである。拡散変調される
前のＰＳＫ信号はビット速度１／Ｔで変調された普通の
ＰＳＫ信号であるから、その占有帯域幅は２／Ｔであ
る。従って、拡散変調信号の占有帯域幅をメインローブ
の帯域幅（＝２／Ｔc）とすると、拡散変調を施すこと
により元のＰＳＫ変調信号の帯域幅はＴ／Ｔc倍に拡大
され、エネルギーが拡散される。図１９は拡散変調によ
り帯域幅が拡大する状況を示す説明図で、ＮＭは狭帯域
変調信号、ＳＭは拡散変調信号である。
【０００５】図２０はスペクトラム拡散通信方式におけ
る受信機の原理構成図である。５はアンテナ、６は広帯
域のバンドパスフィルタであり、必要周波数帯域の信号
のみを通過するもの、７は逆拡散回路、８は狭帯域のバ
ンドパスフィルタ、９はＰＳＫ復調器等の検波回路であ
る。逆拡散回路７は送信側の拡散回路２と同一の構成を
備えており、７ａは送信側と同一のＰＮ系列を出力する
ＰＮ系列発生器、７ｂはバンドパス６の出力信号にＰＮ
系列を乗算する乗算部である。送られてきた広帯域の受
信信号は、送信側の拡散回路と同様の逆拡散回路７を通
って元の狭帯域変調信号に戻され、その後、通常の検波
回路９を通してベースバンド波形が再生される。逆拡散
回路７で狭帯域変調信号が得られる理由は以下の通りで
ある。
る受信機の原理構成図である。５はアンテナ、６は広帯
域のバンドパスフィルタであり、必要周波数帯域の信号
のみを通過するもの、７は逆拡散回路、８は狭帯域のバ
ンドパスフィルタ、９はＰＳＫ復調器等の検波回路であ
る。逆拡散回路７は送信側の拡散回路２と同一の構成を
備えており、７ａは送信側と同一のＰＮ系列を出力する
ＰＮ系列発生器、７ｂはバンドパス６の出力信号にＰＮ
系列を乗算する乗算部である。送られてきた広帯域の受
信信号は、送信側の拡散回路と同様の逆拡散回路７を通
って元の狭帯域変調信号に戻され、その後、通常の検波
回路９を通してベースバンド波形が再生される。逆拡散
回路７で狭帯域変調信号が得られる理由は以下の通りで
ある。
【０００６】図２１に示すように送信側での狭帯域変調
波をａ(ｔ)、ＰＮ系列をｃ(ｔ)、送信波形をｘ(ｔ)とす
ると、 ｘ(t)＝ａ(t)・ｃ(t) である。伝送途中での減衰や雑音の影響を無視すると受
信側にはｘ(t)がそのまま到着する。逆拡散回路７で使
用するＰＮ系列は前述のように送信側で拡散変調に用い
たＰＮ系列とまったく同一の時間波形を有している。従
って、逆拡散回路の出力ｙ(t)は次式、 ｙ(t)＝ｘ(t)・ｃ(t)＝ａ(t)・ｃ2(t) で与えられ、該出力信号ｙ(t)はバンドパスフィルタ８
に入力される。バンドパスフィルタに通すことは積分し
ているのと同じであり、バンドパス出力は次式 ∫ｙ(t)dt＝ａ(t)・∫ｃ2(t) で与えられる。右辺の積分項は時間ずれを０にした時の
自己相関値であり１である。従って、バンドパスフィル
タ出力はａ(t)となり、狭帯域変調信号が得られる。
波をａ(ｔ)、ＰＮ系列をｃ(ｔ)、送信波形をｘ(ｔ)とす
ると、 ｘ(t)＝ａ(t)・ｃ(t) である。伝送途中での減衰や雑音の影響を無視すると受
信側にはｘ(t)がそのまま到着する。逆拡散回路７で使
用するＰＮ系列は前述のように送信側で拡散変調に用い
たＰＮ系列とまったく同一の時間波形を有している。従
って、逆拡散回路の出力ｙ(t)は次式、 ｙ(t)＝ｘ(t)・ｃ(t)＝ａ(t)・ｃ2(t) で与えられ、該出力信号ｙ(t)はバンドパスフィルタ８
に入力される。バンドパスフィルタに通すことは積分し
ているのと同じであり、バンドパス出力は次式 ∫ｙ(t)dt＝ａ(t)・∫ｃ2(t) で与えられる。右辺の積分項は時間ずれを０にした時の
自己相関値であり１である。従って、バンドパスフィル
タ出力はａ(t)となり、狭帯域変調信号が得られる。
【０００７】ＣＤＭＡはチャネルあるいはユーザ毎に拡
散に用いるＰＮ系列（符号）を異ならせて、各チャネル
の伝送情報を符号によって多重通信する方法である。図
２２は２チャネルのＣＤＭＡの原理説明図であり、ＴＲ
は送信機でＣＨ１は第１チャネル、ＣＨ２は第２チャネ
ル、ＣＭＰは合成部、ＲＶ１は第１受信機、ＲＶ２は第
２受信機である。
散に用いるＰＮ系列（符号）を異ならせて、各チャネル
の伝送情報を符号によって多重通信する方法である。図
２２は２チャネルのＣＤＭＡの原理説明図であり、ＴＲ
は送信機でＣＨ１は第１チャネル、ＣＨ２は第２チャネ
ル、ＣＭＰは合成部、ＲＶ１は第１受信機、ＲＶ２は第
２受信機である。
【０００８】ＣＤＭＡのキーポイントは、各チャネルが
用いるＰＮ系列の「類似性」にある。ＰＮ系列それぞれ
は疑似ランダムデータなので１周期のうち１チップでも
違えば違う系列になるが、ほとんど同一のＰＮ系列を各
チャネルで使用すると互いに激しい干渉を起こす。互い
に生じる干渉の程度を表わす尺度に「相関値」がある。
相関値は２つの波形ａ(t)とｂ(t)に対して次の式で定義
される。 Ｒ＝∫ａ(t)・ｂ(t)ｄｔ Ｔ：周期 ただし積分はａ(t)、ｂ(t)の１周期について行う。ａ
(t)とｂ(t)がまったく同一の波形のときはＲ＝１に、正
負が正反対の波形になっているときはＲ＝−１になる。
１周期分をならして見たときにａ(t)のある時刻の値と
ｂ(t)の同時刻の値に何の関係もないときはＲ＝０にな
る。
用いるＰＮ系列の「類似性」にある。ＰＮ系列それぞれ
は疑似ランダムデータなので１周期のうち１チップでも
違えば違う系列になるが、ほとんど同一のＰＮ系列を各
チャネルで使用すると互いに激しい干渉を起こす。互い
に生じる干渉の程度を表わす尺度に「相関値」がある。
相関値は２つの波形ａ(t)とｂ(t)に対して次の式で定義
される。 Ｒ＝∫ａ(t)・ｂ(t)ｄｔ Ｔ：周期 ただし積分はａ(t)、ｂ(t)の１周期について行う。ａ
(t)とｂ(t)がまったく同一の波形のときはＲ＝１に、正
負が正反対の波形になっているときはＲ＝−１になる。
１周期分をならして見たときにａ(t)のある時刻の値と
ｂ(t)の同時刻の値に何の関係もないときはＲ＝０にな
る。
【０００９】相関値Ｒがゼロであるような組み合わせの
２つの波形ｃ1(t)とｃ2(t)をＰＮ系列に使ってＣＤＭＡ
を組んで第１の受信機ＲＶ１に着目すると、この受信機
には第１、第２チャネルＣＨ１，ＣＨ２からの信号が到
来する。第１受信機ＲＶ１において、受信信号をＰＮ系
列ｃ1(ｔ)で逆拡散すると、逆拡散器のバンドパスフィ
ルタ８1から次式 ∫｛ａ1(t)ｃ1(t)ｃ1(t)＋ａ2(t)ｃ2(t)ｃ1(t)｝dt で表現される信号が出力される。このうち、 ∫｛ａ2(t)ｃ2(t)ｃ1(t)｝dt は、ｃ2(t)，ｃ1(t)の相関値が０なので０になる。ま
た、 ∫ｃ1(t)ｃ1(t)dt は時間ずれを０とした自己相関値であるから１である。
従って、第１受信機ＲＶ１のローパスフィルタ８1の出
力はａ1(t)となり、ｃ2(ｔ)をＰＮ系列に使っている方
の信号の影響がまったく現れない。同じことは第２の受
信機ＲＶ２についてもいえ、また同時接続している通信
チャネルが増えても変わらない。
２つの波形ｃ1(t)とｃ2(t)をＰＮ系列に使ってＣＤＭＡ
を組んで第１の受信機ＲＶ１に着目すると、この受信機
には第１、第２チャネルＣＨ１，ＣＨ２からの信号が到
来する。第１受信機ＲＶ１において、受信信号をＰＮ系
列ｃ1(ｔ)で逆拡散すると、逆拡散器のバンドパスフィ
ルタ８1から次式 ∫｛ａ1(t)ｃ1(t)ｃ1(t)＋ａ2(t)ｃ2(t)ｃ1(t)｝dt で表現される信号が出力される。このうち、 ∫｛ａ2(t)ｃ2(t)ｃ1(t)｝dt は、ｃ2(t)，ｃ1(t)の相関値が０なので０になる。ま
た、 ∫ｃ1(t)ｃ1(t)dt は時間ずれを０とした自己相関値であるから１である。
従って、第１受信機ＲＶ１のローパスフィルタ８1の出
力はａ1(t)となり、ｃ2(ｔ)をＰＮ系列に使っている方
の信号の影響がまったく現れない。同じことは第２の受
信機ＲＶ２についてもいえ、また同時接続している通信
チャネルが増えても変わらない。
【００１０】移動無線通信において無線基地局は同じタ
イミングで（同期をとりながら）電波を発射する（ＰＮ
系列を発生させる）から、上記各ＰＮ系列同士で相関値
が０となるようにＰＮ系列を選択すれば良い。尚、無線
移動局は他の移動局と同じタイミングで電波を発射する
わけではないため上記相関値だけでは互いの影響を測る
ことはできない。従って、単にｃ1(t)とｃ2(t)の相関値
を比較するのではなく、ｃ1(t)とｃ2(t)とを任意の時間
だけずらせた場合について相関値を見る必要がある。
イミングで（同期をとりながら）電波を発射する（ＰＮ
系列を発生させる）から、上記各ＰＮ系列同士で相関値
が０となるようにＰＮ系列を選択すれば良い。尚、無線
移動局は他の移動局と同じタイミングで電波を発射する
わけではないため上記相関値だけでは互いの影響を測る
ことはできない。従って、単にｃ1(t)とｃ2(t)の相関値
を比較するのではなく、ｃ1(t)とｃ2(t)とを任意の時間
だけずらせた場合について相関値を見る必要がある。
【００１１】図２３はｎチャネルの送信データを符号多
重して伝送するＣＤＭＡ送信機、例えば、移動無線にお
ける基地局装置の従来の構成図である。図中、１１1〜
１１nはそれぞれ第１〜第ｎチャネルの拡散変調部であ
り、それぞれ、フレーム生成部２１、フレームデータを
並列データに変換する直列／並列変換部（Ｓ／Ｐ変換
部）２２、拡散回路２３を備えている。フレーム生成部
２１は、直列の送信データＤ1を発生する送信データ発
生部２１ａ、基地局固有のパイロット信号Ｐを発生する
パッロット信号発生部２１ｂ、直列データＤ1（図２４
参照）を所定ビット数毎にブロック化し、その前後にパ
イロット信号Ｐを挿入してフレーム化するフレーム化部
２１ｃを備えている。各拡散変調部１１1〜１１nのフレ
ーム生成部２１は、同一のタイミングで同一のパイロッ
ト信号Ｐを送信データに挿入している。パイロット信号
は、伝送による拡散変調信号の位相回転量を受信機（例
えばＲａｋｅ受信機）において認識するためのものであ
る。すなわち、送信パイロット位置と受信パイロット位
置より伝送路における拡散変調信号の位相回転量を検出
し、該位相回転分、拡散変調信号の位相を戻して逆拡散
するために使用する。
重して伝送するＣＤＭＡ送信機、例えば、移動無線にお
ける基地局装置の従来の構成図である。図中、１１1〜
１１nはそれぞれ第１〜第ｎチャネルの拡散変調部であ
り、それぞれ、フレーム生成部２１、フレームデータを
並列データに変換する直列／並列変換部（Ｓ／Ｐ変換
部）２２、拡散回路２３を備えている。フレーム生成部
２１は、直列の送信データＤ1を発生する送信データ発
生部２１ａ、基地局固有のパイロット信号Ｐを発生する
パッロット信号発生部２１ｂ、直列データＤ1（図２４
参照）を所定ビット数毎にブロック化し、その前後にパ
イロット信号Ｐを挿入してフレーム化するフレーム化部
２１ｃを備えている。各拡散変調部１１1〜１１nのフレ
ーム生成部２１は、同一のタイミングで同一のパイロッ
ト信号Ｐを送信データに挿入している。パイロット信号
は、伝送による拡散変調信号の位相回転量を受信機（例
えばＲａｋｅ受信機）において認識するためのものであ
る。すなわち、送信パイロット位置と受信パイロット位
置より伝送路における拡散変調信号の位相回転量を検出
し、該位相回転分、拡散変調信号の位相を戻して逆拡散
するために使用する。
【００１２】Ｓ／Ｐ変換部２２は、図２４に示すように
フレームデータ（パイロット信号及び送信データ）を１
ビットづつ交互に振り分けて同相成分（Ｉ成分：In-Pha
se compornent)データと直交成分（Ｑ成分：Quadrature
compornent)データの２系列ＤI，ＤQに変換する。拡散
回路２３は基地局固有のｐｎ系列（ロングコード）を発
生するｐｎ系列発生部２３ａ、ユーザ識別用の直交Ｇｏ
ｌｄ符号(ショートコード）を発生する直交Ｇｏｌｄ符
号発生器２３ｂ、ｐｎ系列と直交Ｇｏｌｄ符号の排他的
論理和を演算して符号Ｃ1を出力するＥＸＯＲ回路２３
ｃ、２系列のデータＤI，ＤQと符号Ｃ1の排他的論理和
を演算して拡散変調するＥＸＯＲ回路２３ｄ、２３ｅを
備えている。尚、”１”はレベル１、”０”はレベル−
１のため、信号同士の排他的論理和は乗算と同じであ
る。
フレームデータ（パイロット信号及び送信データ）を１
ビットづつ交互に振り分けて同相成分（Ｉ成分：In-Pha
se compornent)データと直交成分（Ｑ成分：Quadrature
compornent)データの２系列ＤI，ＤQに変換する。拡散
回路２３は基地局固有のｐｎ系列（ロングコード）を発
生するｐｎ系列発生部２３ａ、ユーザ識別用の直交Ｇｏ
ｌｄ符号(ショートコード）を発生する直交Ｇｏｌｄ符
号発生器２３ｂ、ｐｎ系列と直交Ｇｏｌｄ符号の排他的
論理和を演算して符号Ｃ1を出力するＥＸＯＲ回路２３
ｃ、２系列のデータＤI，ＤQと符号Ｃ1の排他的論理和
を演算して拡散変調するＥＸＯＲ回路２３ｄ、２３ｅを
備えている。尚、”１”はレベル１、”０”はレベル−
１のため、信号同士の排他的論理和は乗算と同じであ
る。
【００１３】図２３に戻って、１２ｉは各拡散変調部１
１1〜１１nから出力されるＩ成分の拡散変調信号Ｖ2を
合成してＩ成分の符号多重信号ΣＶIを出力する合成
部、１２ｑは各拡散変調部１１1〜１１nから出力される
Ｑ成分の拡散変調信号ＶQを合成してＱ成分の符号多重
信号ΣＶQを出力する合成部、１３ｉ，１３ｑは各符号
多重信号ΣＶI，ΣＶQの帯域を制限するＦＩＲ構成のチ
ップ整形フィルタ、１４ｉ，１４ｑは各フィルタ１３
ｉ，１３ｑの出力をＤＡ変換するＤＡコンバータ、１５
はＩ，Ｑ成分の符号多重信号ΣＶI，ΣＶQにＱＰＳＫ直
交変調を施して出力する直交変調器、１６は直交変調器
出力を増幅する電力増幅器、１７はアンテナである。
１1〜１１nから出力されるＩ成分の拡散変調信号Ｖ2を
合成してＩ成分の符号多重信号ΣＶIを出力する合成
部、１２ｑは各拡散変調部１１1〜１１nから出力される
Ｑ成分の拡散変調信号ＶQを合成してＱ成分の符号多重
信号ΣＶQを出力する合成部、１３ｉ，１３ｑは各符号
多重信号ΣＶI，ΣＶQの帯域を制限するＦＩＲ構成のチ
ップ整形フィルタ、１４ｉ，１４ｑは各フィルタ１３
ｉ，１３ｑの出力をＤＡ変換するＤＡコンバータ、１５
はＩ，Ｑ成分の符号多重信号ΣＶI，ΣＶQにＱＰＳＫ直
交変調を施して出力する直交変調器、１６は直交変調器
出力を増幅する電力増幅器、１７はアンテナである。
【００１４】直交変調器１５において、１５ａは所定周
波数の搬送波cosωtを出力する搬送波発生部、１５ｂは
搬送波の位相を９０0移相して−sinωtを出力する９０0
移相器、１５ｃはＤＡコンバータ１４ｉの出力信号にco
sωtを乗算する乗算部、１５ｄはＤＡコンバータ１４ｑ
の出力信号に−sinωtを乗算する乗算部、１５ｅは各乗
算器出力を合成する合成部である。図２５は直交Ｇｏｌ
ｄ符号発生回路２３ｂの構成図であり、23b-1は第１の
Ｍ系列発生器、23b-2は第２のＭ系列発生器、23b-3は第
１、第２のＭ系列の排他的論理和を演算する排他的論理
和回路、23b-4は排他的論理和回路から出力される系列
の末尾に０を付加する０付加部である。
波数の搬送波cosωtを出力する搬送波発生部、１５ｂは
搬送波の位相を９０0移相して−sinωtを出力する９０0
移相器、１５ｃはＤＡコンバータ１４ｉの出力信号にco
sωtを乗算する乗算部、１５ｄはＤＡコンバータ１４ｑ
の出力信号に−sinωtを乗算する乗算部、１５ｅは各乗
算器出力を合成する合成部である。図２５は直交Ｇｏｌ
ｄ符号発生回路２３ｂの構成図であり、23b-1は第１の
Ｍ系列発生器、23b-2は第２のＭ系列発生器、23b-3は第
１、第２のＭ系列の排他的論理和を演算する排他的論理
和回路、23b-4は排他的論理和回路から出力される系列
の末尾に０を付加する０付加部である。
【００１５】第１のＭ系列発生器23b-1は、６ビットの
シフトレジスタＳＦ１、排他的論理和回路ＥＯＲ１を備
え、原始多項式Ｘ6＋Ｘ＋１の演算によりＭ系列 Ａ＝｛ａi，ｉ＝０，１，２・・・，Ｎ−２｝ を発生し、該Ｍ系列Ａの後ろに「０」を加えて次式 Ｕ＝（ａ0，ａ1，ａ2・・・ａN-2，０）＝（Ａ，０） で表現される系列長がＮ＝２nの系列Ｕを発生する。第
２のＭ系列発生器23b-2は、６ビットのシフトレジスタ
ＳＦ２、排他的論理和回路ＥＯＲ２を備え、原始多項式
Ｘ6＋Ｘ5＋Ｘ3＋Ｘ2＋１の演算によりＭ系列 Ｂ＝｛ｂi，ｉ＝０，１，２・・・，Ｎ−２｝ を発生し、Ｍ系列Ｂの後ろに「０」を加えて次式 Ｖj＝（Ｔj（ｂ0，ｂ1，ｂ2・・・ｂN-2），０）＝（Ｔ
jＢ，０） で表現される系列長がＮ＝２nの系列Ｖjを発生する。こ
こで、ＴjＢは系列Ｂをｊだけシフトしたもので、直交
Ｇｏｌｄ符号は系列Ｕ，Ｖjから生成され、Ｎ個の系列
集合で構成される。
シフトレジスタＳＦ１、排他的論理和回路ＥＯＲ１を備
え、原始多項式Ｘ6＋Ｘ＋１の演算によりＭ系列 Ａ＝｛ａi，ｉ＝０，１，２・・・，Ｎ−２｝ を発生し、該Ｍ系列Ａの後ろに「０」を加えて次式 Ｕ＝（ａ0，ａ1，ａ2・・・ａN-2，０）＝（Ａ，０） で表現される系列長がＮ＝２nの系列Ｕを発生する。第
２のＭ系列発生器23b-2は、６ビットのシフトレジスタ
ＳＦ２、排他的論理和回路ＥＯＲ２を備え、原始多項式
Ｘ6＋Ｘ5＋Ｘ3＋Ｘ2＋１の演算によりＭ系列 Ｂ＝｛ｂi，ｉ＝０，１，２・・・，Ｎ−２｝ を発生し、Ｍ系列Ｂの後ろに「０」を加えて次式 Ｖj＝（Ｔj（ｂ0，ｂ1，ｂ2・・・ｂN-2），０）＝（Ｔ
jＢ，０） で表現される系列長がＮ＝２nの系列Ｖjを発生する。こ
こで、ＴjＢは系列Ｂをｊだけシフトしたもので、直交
Ｇｏｌｄ符号は系列Ｕ，Ｖjから生成され、Ｎ個の系列
集合で構成される。
【００１６】第１のＭ系列発生器23b-1は系列Ｕを生成
する（初期値０００００１）。これに対し第２のＭ系列
発生器23b-2は初期値を’００００００’としＮ−１回
シフト演算して系列Ｖjを発生し、排他的論理和回路23b
-3は系列Ｕ、Ｖjの排他的論理和を演算し、Ｎ−１個の
データを出力する。Ｎ−１個のデータ出力後、０付加部
23b-4でＮ個目のデータとして’０’を出力し、第１番
目の直交符号系列Ｇ1を生成する。次に、第１のＭ系列
発生器23b-1は系列Ｕ（初期値０００００１）を生成
し、第２のＭ系列発生器23b-2は系列Ｖjを生成する。こ
こで系列Ｖjの初期値は０００００１から１回つづシフ
ト演算したものを用いる。シフト演算の回数ｊをｊ＝０
〜Ｎ−２として同様な操作を行い、Ｎ−１個の系列を生
成する。この結果、Ｎ個の系列集合が得られる。この符
号は系列間で直交する特徴を持っている。図２６は以上
により生成した符号長６４の６４組の直交Ｇｏｌｄ符号
例であり、最後が０となっている。
する（初期値０００００１）。これに対し第２のＭ系列
発生器23b-2は初期値を’００００００’としＮ−１回
シフト演算して系列Ｖjを発生し、排他的論理和回路23b
-3は系列Ｕ、Ｖjの排他的論理和を演算し、Ｎ−１個の
データを出力する。Ｎ−１個のデータ出力後、０付加部
23b-4でＮ個目のデータとして’０’を出力し、第１番
目の直交符号系列Ｇ1を生成する。次に、第１のＭ系列
発生器23b-1は系列Ｕ（初期値０００００１）を生成
し、第２のＭ系列発生器23b-2は系列Ｖjを生成する。こ
こで系列Ｖjの初期値は０００００１から１回つづシフ
ト演算したものを用いる。シフト演算の回数ｊをｊ＝０
〜Ｎ−２として同様な操作を行い、Ｎ−１個の系列を生
成する。この結果、Ｎ個の系列集合が得られる。この符
号は系列間で直交する特徴を持っている。図２６は以上
により生成した符号長６４の６４組の直交Ｇｏｌｄ符号
例であり、最後が０となっている。
【００１７】パイロット同相で、上記直交Ｇｏｌｄ符号
を用いてコード多重（符号多重）した場合のパイロット
部の多重信号は扱うデータを｛−１、＋１｝とすると次
式
を用いてコード多重（符号多重）した場合のパイロット
部の多重信号は扱うデータを｛−１、＋１｝とすると次
式
【数１】 のように表せる。ここで右辺について考えると、図２７
に示すように多重信号の振幅幅は直交Ｇｏｌｄ符号生成
時にＮ個目のデータとして加えられた０の部分（０は−
１レベルに相当）で最大振幅となる。これは、ＣＤＭＡ
方式において符号多重信号の振幅（図２４の合成部１２
ｉ，１２ｑの出力）は多重する全チャネルの電圧和とな
るため、直交Ｇｏｌｄ符号がオール０またはオール１の
時に最大となるからである。。
に示すように多重信号の振幅幅は直交Ｇｏｌｄ符号生成
時にＮ個目のデータとして加えられた０の部分（０は−
１レベルに相当）で最大振幅となる。これは、ＣＤＭＡ
方式において符号多重信号の振幅（図２４の合成部１２
ｉ，１２ｑの出力）は多重する全チャネルの電圧和とな
るため、直交Ｇｏｌｄ符号がオール０またはオール１の
時に最大となるからである。。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、パイロ
ット内挿型のＣＤＭＡ方式では、フレーム毎にパイロッ
ト信号が付加され、このパイロット信号をユーザ識別用
の直交符号（直交Ｇｏｌｄ符号)とｐｎ系列で拡散変調
する。チャネル数をｎとすると、ＣＤＭＡ基地局装置は
生成したｎ個の拡散変調信号をコード多重した後、ＱＰ
ＳＫ直交変調して送信する。かかるＣＤＭＡ基地局装置
において、ｎチャネル分の拡散変調信号をコード多重す
ると、パイロット信号が各チャネル共通、また各チャネ
ルのパイロット信号の出力タイミングが等しいことか
ら、拡散変調信号をｎコード多重した信号の電力は図２
８に示すようにパイロット信号部分でピーク値を持ち、
該ピーク部分が他局への干渉波となる問題が生じる。
ット内挿型のＣＤＭＡ方式では、フレーム毎にパイロッ
ト信号が付加され、このパイロット信号をユーザ識別用
の直交符号（直交Ｇｏｌｄ符号)とｐｎ系列で拡散変調
する。チャネル数をｎとすると、ＣＤＭＡ基地局装置は
生成したｎ個の拡散変調信号をコード多重した後、ＱＰ
ＳＫ直交変調して送信する。かかるＣＤＭＡ基地局装置
において、ｎチャネル分の拡散変調信号をコード多重す
ると、パイロット信号が各チャネル共通、また各チャネ
ルのパイロット信号の出力タイミングが等しいことか
ら、拡散変調信号をｎコード多重した信号の電力は図２
８に示すようにパイロット信号部分でピーク値を持ち、
該ピーク部分が他局への干渉波となる問題が生じる。
【００１９】一方、電力増幅器はある入力レベルまでは
入出力特性が線形であるが、該レベルを越えると非線形
になる。図２９は電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性（入力パ
ワー／ゲイン特性）、図３０は電力増幅器のＡＭ−ＰＭ
特性（入力パワー／位相特性）である。この特性図より
明らかなように電力増幅器は、入力パワーが小さいうち
はゲイン特性、位相特性がフラットでありその入出力特
性は線形であり、位相回転も生じない。しかし、入力パ
ワーがあるレベル以上になるとゲインが小さくなり始め
ると共に位相遅れが発生し、各特性は非線形になる。電
力増幅器では、電力効率を上げて使用することが要求さ
れ、入力信号の電力平均レベルを上げる必要がある。し
かし、入力信号の電力平均レベルを上げると符号多重信
号のピーク値が線形領域を越えて飽和し、図３１に示す
ようにパイロット信号部分でのピーク値がクリップされ
る。このため、受信側でこの符号多重信号を逆拡散する
と、パイロット信号電力が他のデータ電力に比べ少なく
なり、パイロットの検出誤りが増大して正しく位相回転
量を認識できなくなり、結果的に正しくデータを復調で
きなくなる。そこで、入力信号の電力平均レベルを下げ
て使用すると、電力増幅器を電力効率が低下する問題が
生じる。
入出力特性が線形であるが、該レベルを越えると非線形
になる。図２９は電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性（入力パ
ワー／ゲイン特性）、図３０は電力増幅器のＡＭ−ＰＭ
特性（入力パワー／位相特性）である。この特性図より
明らかなように電力増幅器は、入力パワーが小さいうち
はゲイン特性、位相特性がフラットでありその入出力特
性は線形であり、位相回転も生じない。しかし、入力パ
ワーがあるレベル以上になるとゲインが小さくなり始め
ると共に位相遅れが発生し、各特性は非線形になる。電
力増幅器では、電力効率を上げて使用することが要求さ
れ、入力信号の電力平均レベルを上げる必要がある。し
かし、入力信号の電力平均レベルを上げると符号多重信
号のピーク値が線形領域を越えて飽和し、図３１に示す
ようにパイロット信号部分でのピーク値がクリップされ
る。このため、受信側でこの符号多重信号を逆拡散する
と、パイロット信号電力が他のデータ電力に比べ少なく
なり、パイロットの検出誤りが増大して正しく位相回転
量を認識できなくなり、結果的に正しくデータを復調で
きなくなる。そこで、入力信号の電力平均レベルを下げ
て使用すると、電力増幅器を電力効率が低下する問題が
生じる。
【００２０】以上から、本発明の目的は符号多重信号の
同一タイミングにおける同一の信号部分におけるピーク
値を小さくできるようにすることである。本発明の別の
目的は、他局への干渉波電力を減小でき、システムの容
量を増加できるようにすることである。本発明の別の目
的は電力増幅器を効率良く使用できるようにすることで
ある。
同一タイミングにおける同一の信号部分におけるピーク
値を小さくできるようにすることである。本発明の別の
目的は、他局への干渉波電力を減小でき、システムの容
量を増加できるようにすることである。本発明の別の目
的は電力増幅器を効率良く使用できるようにすることで
ある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の符号多重
送信装置の原理説明図である。５１1〜５１nはそれぞれ
第１〜第ｎチャネルの拡散変調部であり、それぞれ、所
定データ数毎に送信データにパイロット信号を挿入して
フレーム信号を生成するフレーム生成部６１、拡散符号
を発生する拡散符号発生器６３、拡散符号によりフレー
ム信号を拡散変調する拡散変調器６４、拡散変調信号の
信号点位置ベクトルをチャネル毎に所定角度移相する移
相器６５を備えている。５２は各チャネルの拡散変調信
号を多重する符号多重信号生成器、５５はＰＳＫ等の狭
帯域変調器、５６は送信電力増幅器、５７はアンテナで
ある。
送信装置の原理説明図である。５１1〜５１nはそれぞれ
第１〜第ｎチャネルの拡散変調部であり、それぞれ、所
定データ数毎に送信データにパイロット信号を挿入して
フレーム信号を生成するフレーム生成部６１、拡散符号
を発生する拡散符号発生器６３、拡散符号によりフレー
ム信号を拡散変調する拡散変調器６４、拡散変調信号の
信号点位置ベクトルをチャネル毎に所定角度移相する移
相器６５を備えている。５２は各チャネルの拡散変調信
号を多重する符号多重信号生成器、５５はＰＳＫ等の狭
帯域変調器、５６は送信電力増幅器、５７はアンテナで
ある。
【００２２】各チャネルの拡散変調信号の信号点位置ベ
クトルを移相しないと、パイロット信号が各チャネル共
通であり、また各チャネルのパイロット信号の出力タイ
ミングが等しいため、各チャネルの拡散変調信号を符号
多重した信号（符号多重信号生成器５２の出力信号）の
電力はパイロット信号部分でピーク値を持ち、該ピーク
部分が他局への干渉波となり、また、電力増幅器の電力
効率を低下させる。
クトルを移相しないと、パイロット信号が各チャネル共
通であり、また各チャネルのパイロット信号の出力タイ
ミングが等しいため、各チャネルの拡散変調信号を符号
多重した信号（符号多重信号生成器５２の出力信号）の
電力はパイロット信号部分でピーク値を持ち、該ピーク
部分が他局への干渉波となり、また、電力増幅器の電力
効率を低下させる。
【００２３】そこで、各チャネルの拡散変調部における
移相器６５は拡散変調信号の信号点位置ベクトルの位相
をチャネル毎に所定角度移相する。例えば、第ｉチャネ
ルの移相器６５は、チャネル数をＮとするとき、第ｉチ
ャネルの移相量θを３６０0・ｉ／Ｎとし、該移相量θ
分だけ信号点位置ベクトルを移相する。あるいは、各チ
ャネルの移相器６５は、拡散符号に対応して移相量を記
憶しておき、拡散変調に使用する拡散符号に応じた移相
量を求め、該移相量分だけ信号点位置ベクトルを回転す
る。このようにすれば、各チャネルの拡散変調部から出
力される拡散変調信号のパイロット信号部分の位相がず
れて分散し、符号多重信号のピーク値を抑えることが可
能になり、干渉波電力を小さくでき、しかも、送信電力
増幅器の電力効率を向上することができる。この場合、
送信データ及びパイロット信号の全てについて拡散変調
信号の信号点位置ベクトルの位相を所定角度移相しても
良いし、パイロット信号についてのみ拡散変調信号の信
号点位置ベクトルの移相を所定角度移相しても良い。ま
た、ＱＰＳＫ拡散変調する場合、移相量を０，π／２，
π，３π／２のいずれかとする。具体的には、ｍ＝mod
(ｉ，４）（ｍはｉを４で割ったときの余り）とすると
き、（ｍ・π／２）を第ｉチャネルの位相量とする。こ
のようにすれば、移相制御を簡単に行うことができる。
移相器６５は拡散変調信号の信号点位置ベクトルの位相
をチャネル毎に所定角度移相する。例えば、第ｉチャネ
ルの移相器６５は、チャネル数をＮとするとき、第ｉチ
ャネルの移相量θを３６０0・ｉ／Ｎとし、該移相量θ
分だけ信号点位置ベクトルを移相する。あるいは、各チ
ャネルの移相器６５は、拡散符号に対応して移相量を記
憶しておき、拡散変調に使用する拡散符号に応じた移相
量を求め、該移相量分だけ信号点位置ベクトルを回転す
る。このようにすれば、各チャネルの拡散変調部から出
力される拡散変調信号のパイロット信号部分の位相がず
れて分散し、符号多重信号のピーク値を抑えることが可
能になり、干渉波電力を小さくでき、しかも、送信電力
増幅器の電力効率を向上することができる。この場合、
送信データ及びパイロット信号の全てについて拡散変調
信号の信号点位置ベクトルの位相を所定角度移相しても
良いし、パイロット信号についてのみ拡散変調信号の信
号点位置ベクトルの移相を所定角度移相しても良い。ま
た、ＱＰＳＫ拡散変調する場合、移相量を０，π／２，
π，３π／２のいずれかとする。具体的には、ｍ＝mod
(ｉ，４）（ｍはｉを４で割ったときの余り）とすると
き、（ｍ・π／２）を第ｉチャネルの位相量とする。こ
のようにすれば、移相制御を簡単に行うことができる。
【００２４】ところで、移相量を受信機に通知しない
と、受信機は正しくデータを復調することができない。
そこで、各チャネルの移相量を制御チャネルにより、あ
るいは、移相量通知専用チャネルにより受信機側に通知
する。また、フレームに前記移相量データを挿入し、送
信データと共に受信機側に送信する。また、フレーム信
号を１ビットづつ交互に振り分けてＩ成分データとＱ成
分データに変換し、拡散符号によりＩ成分データとＱ成
分データをそれぞれ拡散変調し、各チャネルの拡散変調
信号をＩ成分及びＱ成分毎に多重し、Ｉ成分及びＱ成分
の符号多重信号を直交変調して送信する場合には各チャ
ネルの拡散変調器と符号多重信号生成器間に移相器を設
け、該移相器により拡散変調信号のＩ，Ｑ直交座標系に
おける信号点位置ベクトルをチャネル毎に所定角度移相
する。この場合、チャネル数をＮとするとき、第ｉチャ
ネルの移相量θを３６０0・ｉ／Ｎとし、信号点位置ベ
クトルの位相を移相する。あるいは、ｍ＝mod (ｉ，
４）（ｍはｉを４で割ったときの余り）とするとき、ｍ
・π／２を第ｉチャネルの移相量とする。
と、受信機は正しくデータを復調することができない。
そこで、各チャネルの移相量を制御チャネルにより、あ
るいは、移相量通知専用チャネルにより受信機側に通知
する。また、フレームに前記移相量データを挿入し、送
信データと共に受信機側に送信する。また、フレーム信
号を１ビットづつ交互に振り分けてＩ成分データとＱ成
分データに変換し、拡散符号によりＩ成分データとＱ成
分データをそれぞれ拡散変調し、各チャネルの拡散変調
信号をＩ成分及びＱ成分毎に多重し、Ｉ成分及びＱ成分
の符号多重信号を直交変調して送信する場合には各チャ
ネルの拡散変調器と符号多重信号生成器間に移相器を設
け、該移相器により拡散変調信号のＩ，Ｑ直交座標系に
おける信号点位置ベクトルをチャネル毎に所定角度移相
する。この場合、チャネル数をＮとするとき、第ｉチャ
ネルの移相量θを３６０0・ｉ／Ｎとし、信号点位置ベ
クトルの位相を移相する。あるいは、ｍ＝mod (ｉ，
４）（ｍはｉを４で割ったときの余り）とするとき、ｍ
・π／２を第ｉチャネルの移相量とする。
【００２５】
（Ａ）第１実施例 図２は本発明の第１実施例に係わる符号多重送信機、例
えば、移動無線における基地局装置の構成図であり、狭
帯域変調としてＱＰＳＫ変調を適用した場合の実施例で
ある。図中、５１1〜５１nはそれぞれ第１〜第ｎチャネ
ルの拡散変調部であり、それぞれ、所定データ数毎にパ
イロット信号Ｐを挿入してフレーム信号を生成するフレ
ーム生成部６１、フレームデータを並列データに変換す
る直列／並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）６２、拡散符号Ｃ
ｉ（ｉ＝１，２・・・ｎ）を発生する拡散符号発生器６
３、拡散符号Ｃｉによりフレーム信号を拡散変調する拡
散回路６４、拡散変調信号の信号点位置ベクトルをチャ
ネル毎に所定角度θ移相する移相器６５を備えている。
えば、移動無線における基地局装置の構成図であり、狭
帯域変調としてＱＰＳＫ変調を適用した場合の実施例で
ある。図中、５１1〜５１nはそれぞれ第１〜第ｎチャネ
ルの拡散変調部であり、それぞれ、所定データ数毎にパ
イロット信号Ｐを挿入してフレーム信号を生成するフレ
ーム生成部６１、フレームデータを並列データに変換す
る直列／並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）６２、拡散符号Ｃ
ｉ（ｉ＝１，２・・・ｎ）を発生する拡散符号発生器６
３、拡散符号Ｃｉによりフレーム信号を拡散変調する拡
散回路６４、拡散変調信号の信号点位置ベクトルをチャ
ネル毎に所定角度θ移相する移相器６５を備えている。
【００２６】フレーム生成部６１は、直列の送信データ
Ｄｉ（ｉ＝１，２，・・・ｎ）を発生する送信データ発
生部６１ａ、基地局固有のパイロット信号Ｐを発生する
パイロット信号発生部６１ｂ、直列データＤ1を所定ビ
ット数毎にブロック化し、その前後にパイロット信号Ｐ
を挿入してフレーム化するフレーム化部６１ｃを備えて
いる。各拡散変調部５１1〜５１nのフレーム生成部６１
は、同一のタイミングで同一のパイロット信号Ｐを送信
データに挿入する。
Ｄｉ（ｉ＝１，２，・・・ｎ）を発生する送信データ発
生部６１ａ、基地局固有のパイロット信号Ｐを発生する
パイロット信号発生部６１ｂ、直列データＤ1を所定ビ
ット数毎にブロック化し、その前後にパイロット信号Ｐ
を挿入してフレーム化するフレーム化部６１ｃを備えて
いる。各拡散変調部５１1〜５１nのフレーム生成部６１
は、同一のタイミングで同一のパイロット信号Ｐを送信
データに挿入する。
【００２７】Ｓ／Ｐ変換部６２はフレームデータ（パイ
ロット信号及び送信データ）を１ビットづつ交互に振り
分けて同相成分（Ｉ成分：In-Phase compornent)データ
と直交成分（Ｑ成分：Quadrature compornent)データの
２系列ＤI，ＤQに変換する。拡散符号発生器６３は基地
局固有のｐｎ系列（ロングコード）を発生するｐｎ系列
発生部６３ａ、ユーザ識別用の直交Ｇｏｌｄ符号(ショ
ートコード）を発生する直交Ｇｏｌｄ符号発生器６３
ｂ、ｐｎ系列と直交Ｇｏｌｄ符号の排他的論理和を演算
して符号Ｃｉ（ｉ＝１，２，・・・ｎ）を出力するＥＸ
ＯＲ回路６３ｃを有している。拡散回路６４は、Ｉ成分
及びＱ成分の２系列のデータＤI，ＤQと符号Ｃ1の排他
的論理和を演算して拡散変調するＥＸＯＲ回路６４ａ、
６４ｂを備えている。尚、”１”はレベル１、”０”は
レベル−１のため、信号同士の排他的論理和は乗算と同
じである。
ロット信号及び送信データ）を１ビットづつ交互に振り
分けて同相成分（Ｉ成分：In-Phase compornent)データ
と直交成分（Ｑ成分：Quadrature compornent)データの
２系列ＤI，ＤQに変換する。拡散符号発生器６３は基地
局固有のｐｎ系列（ロングコード）を発生するｐｎ系列
発生部６３ａ、ユーザ識別用の直交Ｇｏｌｄ符号(ショ
ートコード）を発生する直交Ｇｏｌｄ符号発生器６３
ｂ、ｐｎ系列と直交Ｇｏｌｄ符号の排他的論理和を演算
して符号Ｃｉ（ｉ＝１，２，・・・ｎ）を出力するＥＸ
ＯＲ回路６３ｃを有している。拡散回路６４は、Ｉ成分
及びＱ成分の２系列のデータＤI，ＤQと符号Ｃ1の排他
的論理和を演算して拡散変調するＥＸＯＲ回路６４ａ、
６４ｂを備えている。尚、”１”はレベル１、”０”は
レベル−１のため、信号同士の排他的論理和は乗算と同
じである。
【００２８】移相器６５は、拡散変調信号の信号点位置
ベクトルをチャネル毎に所定角度θ移相するものであ
る。Ｉ成分、Ｑ成分の拡散変調信号ＶI，ＶQはＩ−ｊＱ
複素平面上にプロットすると、図３に示すようになり、
その合成ベクトルが拡散変調信号の信号点位置ベクトル
Ｖとなる。符号多重信号のピークは拡散されたパイロッ
トシンボルを多重化する部分で生じる。そこで、各チャ
ネルの拡散変調信号の信号点位置ベクトルを図４に示す
ように０，π／２，π，３π／２のいずれかの角度回転
（移相）して、各チャネルにおけるパイロット信号の信
号点位置を分散する。具体的には、Ｎチャネルのうち、
第ｉチャネルの移相量θを次式 θ＝π／２・mod（ｉ，４） (1) で求め、該移相量θだけ拡散変調信号の信号点位置ベク
トルを回転する。ただし、mod（ｉ，４）はｉを４で割
ったときの余りである。(1)式より、第０チャネルの移
相量は０、第１チャネルの移相量はπ／２、第２チャネ
ルの移相量はπ、第３チャネルの移相量は３π／２，・
・・となる。
ベクトルをチャネル毎に所定角度θ移相するものであ
る。Ｉ成分、Ｑ成分の拡散変調信号ＶI，ＶQはＩ−ｊＱ
複素平面上にプロットすると、図３に示すようになり、
その合成ベクトルが拡散変調信号の信号点位置ベクトル
Ｖとなる。符号多重信号のピークは拡散されたパイロッ
トシンボルを多重化する部分で生じる。そこで、各チャ
ネルの拡散変調信号の信号点位置ベクトルを図４に示す
ように０，π／２，π，３π／２のいずれかの角度回転
（移相）して、各チャネルにおけるパイロット信号の信
号点位置を分散する。具体的には、Ｎチャネルのうち、
第ｉチャネルの移相量θを次式 θ＝π／２・mod（ｉ，４） (1) で求め、該移相量θだけ拡散変調信号の信号点位置ベク
トルを回転する。ただし、mod（ｉ，４）はｉを４で割
ったときの余りである。(1)式より、第０チャネルの移
相量は０、第１チャネルの移相量はπ／２、第２チャネ
ルの移相量はπ、第３チャネルの移相量は３π／２，・
・・となる。
【００２９】移相器６５において、６５ａは(1)式の演
算により第ｉチャネルの移相量θを演算する位相制御
部、６５ｂ，６５ｃは次式 ＶI′＝ＶI・cosθ−ＶQ・sinθ (2) ＶQ′＝ＶI・sinθ＋ＶQ・cosθ (3) によりθ回転した後の信号点位置ベクトルＶ′のＩ，Ｑ
成分（シンボル）ＶI′，ＶQ′を演算する演算部であ
る。図５に示すように、ＱＰＳＫ変調におけるシンボル
（００）を第１象限、シンボル（１０）を第２象限、シ
ンボル（１１）を第３象限、シンボル（０１）を第４象
限とし、１を＋１レベル、０を−１レベルと表現して
(2), (3)式の演算を行うと、移相量０，π／２，π，３
π／２回転した後のシンボル（ＶI′，ＶQ′）は図６に
示すようになる。ただし、カッコ内数値はレベルであ
る。従って、(2),(3)式の演算をせず、図６に示す移相
量毎に回転前のシンボル（ＶI，ＶQ）と回転後のシンボ
ル（ＶI′，ＶQ′）の対応表を記憶しておき、該対応表
より移相後の信号点位置ベクトルＶ′のＩ，Ｑ成分
ＶI′，ＶQ′を求めるようにすることもできる。
算により第ｉチャネルの移相量θを演算する位相制御
部、６５ｂ，６５ｃは次式 ＶI′＝ＶI・cosθ−ＶQ・sinθ (2) ＶQ′＝ＶI・sinθ＋ＶQ・cosθ (3) によりθ回転した後の信号点位置ベクトルＶ′のＩ，Ｑ
成分（シンボル）ＶI′，ＶQ′を演算する演算部であ
る。図５に示すように、ＱＰＳＫ変調におけるシンボル
（００）を第１象限、シンボル（１０）を第２象限、シ
ンボル（１１）を第３象限、シンボル（０１）を第４象
限とし、１を＋１レベル、０を−１レベルと表現して
(2), (3)式の演算を行うと、移相量０，π／２，π，３
π／２回転した後のシンボル（ＶI′，ＶQ′）は図６に
示すようになる。ただし、カッコ内数値はレベルであ
る。従って、(2),(3)式の演算をせず、図６に示す移相
量毎に回転前のシンボル（ＶI，ＶQ）と回転後のシンボ
ル（ＶI′，ＶQ′）の対応表を記憶しておき、該対応表
より移相後の信号点位置ベクトルＶ′のＩ，Ｑ成分
ＶI′，ＶQ′を求めるようにすることもできる。
【００３０】図２に戻って、５２ｉは各拡散変調部５１
1〜５１nから出力されるＩ成分の拡散変調信号を合成し
てＩ成分の符号多重信号ΣＶI′を出力する合成部、５
２ｑは各拡散変調部５１1〜５１nから出力されるＱ成分
の拡散変調信号を合成してＱ成分の符号多重信号Σ
ＶQ′を出力する合成部、５３ｉ，５３ｑは各符号多重
信号ΣＶI′，ΣＶQ′の帯域を制限するＦＩＲ構成のチ
ップ整形フィルタ、５４ｉ，５４ｑは各フィルタ５３
ｉ，５３ｑの出力をＤＡ変換するＤＡコンバータ、５５
はＩ，Ｑ成分の符号多重信号ΣＶI′，ΣＶQ′にＱＰＳ
Ｋ直交変調を施して出力する直交変調器、５６は直交変
調器出力を増幅する送信電力増幅器、５７はアンテナで
ある。直交変調器５５において、５５ａは所定周波数の
搬送波cosωtを出力する搬送波発生部、５５ｂは搬送波
の位相を９０0移相して−sinωtを出力する９０0移相
器、５５ｃはＤＡコンバータ５４ｉの出力信号にcosωt
を乗算する乗算部、５５ｄはＤＡコンバータ５４ｑの出
力信号に−sinωtを乗算する乗算部、５５ｅは各乗算器
出力を合成する合成部である。
1〜５１nから出力されるＩ成分の拡散変調信号を合成し
てＩ成分の符号多重信号ΣＶI′を出力する合成部、５
２ｑは各拡散変調部５１1〜５１nから出力されるＱ成分
の拡散変調信号を合成してＱ成分の符号多重信号Σ
ＶQ′を出力する合成部、５３ｉ，５３ｑは各符号多重
信号ΣＶI′，ΣＶQ′の帯域を制限するＦＩＲ構成のチ
ップ整形フィルタ、５４ｉ，５４ｑは各フィルタ５３
ｉ，５３ｑの出力をＤＡ変換するＤＡコンバータ、５５
はＩ，Ｑ成分の符号多重信号ΣＶI′，ΣＶQ′にＱＰＳ
Ｋ直交変調を施して出力する直交変調器、５６は直交変
調器出力を増幅する送信電力増幅器、５７はアンテナで
ある。直交変調器５５において、５５ａは所定周波数の
搬送波cosωtを出力する搬送波発生部、５５ｂは搬送波
の位相を９０0移相して−sinωtを出力する９０0移相
器、５５ｃはＤＡコンバータ５４ｉの出力信号にcosωt
を乗算する乗算部、５５ｄはＤＡコンバータ５４ｑの出
力信号に−sinωtを乗算する乗算部、５５ｅは各乗算器
出力を合成する合成部である。
【００３１】第１実施例によれば、各チャネルの移相器
６５により拡散変調信号の信号点位置ベクトルを(1)式
で与えられる角度０，π／２，π，３π／２移相するよ
うにしたから、パイロット信号部分が４つに分散され
る。このため、符号多重信号のパイロット信号部分にお
けるピーク値を小さくでき、他局への干渉波電力を減小
でき、システムの容量を増加できるようになる。また、
符号多重信号のピーク値を小さくできるため、送信電力
増幅器５６の入力信号の平均電力を大きくでき、電力増
幅器を効率良く使用することができる。
６５により拡散変調信号の信号点位置ベクトルを(1)式
で与えられる角度０，π／２，π，３π／２移相するよ
うにしたから、パイロット信号部分が４つに分散され
る。このため、符号多重信号のパイロット信号部分にお
けるピーク値を小さくでき、他局への干渉波電力を減小
でき、システムの容量を増加できるようになる。また、
符号多重信号のピーク値を小さくできるため、送信電力
増幅器５６の入力信号の平均電力を大きくでき、電力増
幅器を効率良く使用することができる。
【００３２】以上では、移相量を(1)式で与えられる角
度０，π／２，π，３π／２とし、符号多重信号のパイ
ロット信号部分を４つに分散した場合であるが、パイロ
ット信号部分をＮ個に分散してピークの抑圧効果を更に
高めるようにすることもできる。すなわち、移相器６５
の位相制御部６５ａはチャネル数をＮとするとき、第ｉ
チャネル(第ｉユーザ）の移相量θを次式 θ＝３６０0・ｉ／Ｎ （ｉ＝０，１，・・・Ｎ） (4) により演算し、演算部６５ｂ，６５ｃにおいて(2),(3)
式の演算を実行して信号点位置ベクトルを回転（移相）
する。このようにすれば、各チャネルにおける移相量を
異ならせることができるため、符号多重信号のパイロッ
ト信号部分をＮ個に分散でき、パイロット信号部分にお
ける符号多重信号のピーク値を十分に抑圧することがで
きる。
度０，π／２，π，３π／２とし、符号多重信号のパイ
ロット信号部分を４つに分散した場合であるが、パイロ
ット信号部分をＮ個に分散してピークの抑圧効果を更に
高めるようにすることもできる。すなわち、移相器６５
の位相制御部６５ａはチャネル数をＮとするとき、第ｉ
チャネル(第ｉユーザ）の移相量θを次式 θ＝３６０0・ｉ／Ｎ （ｉ＝０，１，・・・Ｎ） (4) により演算し、演算部６５ｂ，６５ｃにおいて(2),(3)
式の演算を実行して信号点位置ベクトルを回転（移相）
する。このようにすれば、各チャネルにおける移相量を
異ならせることができるため、符号多重信号のパイロッ
ト信号部分をＮ個に分散でき、パイロット信号部分にお
ける符号多重信号のピーク値を十分に抑圧することがで
きる。
【００３３】図７はパイロットシンボルが００の場合に
おける各チャネルのパイロットシンボル位置の説明図で
あり、（ａ）は従来の移相制御を行わない場合のパイロ
ットシンボル位置説明図、（ｂ）は本発明により(4) 式
で与えられる角度の移相を行った場合の各チャネルのパ
イロットシンボル位置説明である。従来方式では、パイ
ロットシンボル位置が重なっており、符号多重信号のパ
イロット信号部分で大きなピークが発生する。本発明で
はパイロットシンボル位置が重ならないため、パイロッ
ト信号部分で大きなピークは生じない。
おける各チャネルのパイロットシンボル位置の説明図で
あり、（ａ）は従来の移相制御を行わない場合のパイロ
ットシンボル位置説明図、（ｂ）は本発明により(4) 式
で与えられる角度の移相を行った場合の各チャネルのパ
イロットシンボル位置説明である。従来方式では、パイ
ロットシンボル位置が重なっており、符号多重信号のパ
イロット信号部分で大きなピークが発生する。本発明で
はパイロットシンボル位置が重ならないため、パイロッ
ト信号部分で大きなピークは生じない。
【００３４】（Ｂ）第２実施例 図８は本発明の第２実施例に係わる符号多重送信機の構
成図であり、狭帯域変調としてＱＰＳＫ変調を適用した
場合の実施例であり、図２の第１実施例と同一部分には
同一符号を付している。第１実施例では、符号多重信号
における送信データ及びパイロット信号の全ての信号点
位置ベクトルの位相を回転した場合であるが、第２実施
例ではパイロット信号の信号点位置ベクトルのみの位相
を回転する。図８において、図２の第１実施例と異なる
点は、 パイロット発生器６１ｂより移相器６５にパイロット
期間を示すパイロット位置信号ＰＰＳを入力している
点、 移相器６５はパイロット位置信号ＰＰＳがハイレベル
の時のみ位相回転制御を行って、パイロットシンボル
（パイロット信号点位置ベクトル）を(1)〜(3)式により
位相回転している点である。
成図であり、狭帯域変調としてＱＰＳＫ変調を適用した
場合の実施例であり、図２の第１実施例と同一部分には
同一符号を付している。第１実施例では、符号多重信号
における送信データ及びパイロット信号の全ての信号点
位置ベクトルの位相を回転した場合であるが、第２実施
例ではパイロット信号の信号点位置ベクトルのみの位相
を回転する。図８において、図２の第１実施例と異なる
点は、 パイロット発生器６１ｂより移相器６５にパイロット
期間を示すパイロット位置信号ＰＰＳを入力している
点、 移相器６５はパイロット位置信号ＰＰＳがハイレベル
の時のみ位相回転制御を行って、パイロットシンボル
（パイロット信号点位置ベクトル）を(1)〜(3)式により
位相回転している点である。
【００３５】図９は位相制御値（移相量）の説明図であ
り、拡散変調信号のパイロット信号部分のみ(1)式で示
す角度分（０，π／２，π，３π／２）、位相回転制御
を行い、データ部分では位相回転制御しないことを示し
ている。以上では、移相量を(1)式で与えられる角度
０，π／２，π，３π／２とし、符号多重信号のパイロ
ット信号部分を４つに分散する場合であるが、パイロッ
ト信号部分をＮ個に分散してピークの抑圧効果を更に高
めるようにすることもできる。すなわち、移相器６５は
の位相制御部６５ａはチャネル数をＮとするとき、第ｉ
チャネル(第ｉユーザ）の移相量θを(4)式により演算
し、演算部６５ｂ，６５ｃにおいて(2),(3)式の演算を
実行して拡散変調信号のパイロット信号部分のみ信号点
位置ベクトルを回転（移相）する。
り、拡散変調信号のパイロット信号部分のみ(1)式で示
す角度分（０，π／２，π，３π／２）、位相回転制御
を行い、データ部分では位相回転制御しないことを示し
ている。以上では、移相量を(1)式で与えられる角度
０，π／２，π，３π／２とし、符号多重信号のパイロ
ット信号部分を４つに分散する場合であるが、パイロッ
ト信号部分をＮ個に分散してピークの抑圧効果を更に高
めるようにすることもできる。すなわち、移相器６５は
の位相制御部６５ａはチャネル数をＮとするとき、第ｉ
チャネル(第ｉユーザ）の移相量θを(4)式により演算
し、演算部６５ｂ，６５ｃにおいて(2),(3)式の演算を
実行して拡散変調信号のパイロット信号部分のみ信号点
位置ベクトルを回転（移相）する。
【００３６】図１０は位相制御値（移相量）の説明図で
あり、拡散変調信号のパイロット信号部分のみ (4)式
で示す角度分θ0〜θN-1だけ位相回転制御を行い、デー
タ部分では位相回転制御しないことを示している。図１
１はパイロットシンボルが００の場合における各チャネ
ルのパイロットシンボル位置の説明図であり、（ａ）は
従来の移相制御を行わない場合のパイロットシンボル位
置説明図、（ｂ）は本発明により(4)式で与えられる角
度の移相制御を行った場合の各チャネルのパイロットシ
ンボル位置説明である。従来方式では、パイロットシン
ボル位置が重なっており、符号多重信号のパイロット信
号部分で大きなピークが生じる。本発明ではパイロット
位置が重ならないため、パイロット信号部分で大きなピ
ークは生じない。以上のようにすれば、各チャネルにお
ける移相量を異ならせることができるため、符号多重信
号のパイロット信号部分をＮ個に分散でき、パイロット
信号部分における符号多重信号のピーク値を十分に抑圧
することができる。
あり、拡散変調信号のパイロット信号部分のみ (4)式
で示す角度分θ0〜θN-1だけ位相回転制御を行い、デー
タ部分では位相回転制御しないことを示している。図１
１はパイロットシンボルが００の場合における各チャネ
ルのパイロットシンボル位置の説明図であり、（ａ）は
従来の移相制御を行わない場合のパイロットシンボル位
置説明図、（ｂ）は本発明により(4)式で与えられる角
度の移相制御を行った場合の各チャネルのパイロットシ
ンボル位置説明である。従来方式では、パイロットシン
ボル位置が重なっており、符号多重信号のパイロット信
号部分で大きなピークが生じる。本発明ではパイロット
位置が重ならないため、パイロット信号部分で大きなピ
ークは生じない。以上のようにすれば、各チャネルにお
ける移相量を異ならせることができるため、符号多重信
号のパイロット信号部分をＮ個に分散でき、パイロット
信号部分における符号多重信号のピーク値を十分に抑圧
することができる。
【００３７】（Ｃ）第３実施例 第１、第２実施例では、移相量を(1)式あるいは(4)式に
基づいて計算したが、第３実施例では直交Gold符号（シ
ョートコード）に移相量を1:1に対応させておき、拡散
変調に使用する直交Gold符号に応じた移相量を求め、該
移相量分、信号点位置ベクトルの位相を移相するように
している。図１２は本発明の第３実施例に係わる符号多
重送信機の構成図であり、図２の第１実施例と同一部分
には同一符号を付している。図１２において、図２の第
１実施例と異なる点は、 パイロット位相情報記憶テーブル６６を設け、該テー
ブルに直交Ｇｏｌｄ符号識別番号とパイロット移相量θ
の対応を記憶している点、 移相器６５が該テーブルより拡散変調に使用する直交
Ｇｏｌｄ符号に応じた移相量を求め、該移相量分信号点
位置ベクトルを回転制御する点である。
基づいて計算したが、第３実施例では直交Gold符号（シ
ョートコード）に移相量を1:1に対応させておき、拡散
変調に使用する直交Gold符号に応じた移相量を求め、該
移相量分、信号点位置ベクトルの位相を移相するように
している。図１２は本発明の第３実施例に係わる符号多
重送信機の構成図であり、図２の第１実施例と同一部分
には同一符号を付している。図１２において、図２の第
１実施例と異なる点は、 パイロット位相情報記憶テーブル６６を設け、該テー
ブルに直交Ｇｏｌｄ符号識別番号とパイロット移相量θ
の対応を記憶している点、 移相器６５が該テーブルより拡散変調に使用する直交
Ｇｏｌｄ符号に応じた移相量を求め、該移相量分信号点
位置ベクトルを回転制御する点である。
【００３８】直交Ｇｏｌｄ符号数をＭとすれば、第ｉ番
目の直交Ｇｏｌｄ符号に対応する移相量θは次式で θ＝（ｉ−１）・２π／Ｍ (5) で与えられる。従って、位相制御部６５ａはテーブルを
用いず(5)式を演算して移相量θを決定することもでき
る。この第３実施例によれば、ユーザ識別用の直交Ｇｏ
ｌｄ符号に応じて移相量を決定するため、ユーザに直交
Ｇｏｌｄ符号を通知するだけで良く、別途移相量を通知
する必要がなく移相量通知制御を省略することができ
る。
目の直交Ｇｏｌｄ符号に対応する移相量θは次式で θ＝（ｉ−１）・２π／Ｍ (5) で与えられる。従って、位相制御部６５ａはテーブルを
用いず(5)式を演算して移相量θを決定することもでき
る。この第３実施例によれば、ユーザ識別用の直交Ｇｏ
ｌｄ符号に応じて移相量を決定するため、ユーザに直交
Ｇｏｌｄ符号を通知するだけで良く、別途移相量を通知
する必要がなく移相量通知制御を省略することができ
る。
【００３９】（Ｄ）第４実施例 送信機側で信号点位置ベクトルを回転（シンボル位置を
移相）した場合には、移相量を受信機側に認識させない
と正確にパイロットを検出できず、また、正確なデータ
再生を行うことができない。そこで、第４実施例では移
相量を受信機に通知できるように構成している。図１３
は移相量通知手段を備えた本発明に係わる第４実施例の
符号多重送信装置の構成図であり、図２の第１実施例と
同一部分には同一符号を付している。７１は制御チャネ
ル用拡散変調部、８１は移動局（ＭＳ）である。
移相）した場合には、移相量を受信機側に認識させない
と正確にパイロットを検出できず、また、正確なデータ
再生を行うことができない。そこで、第４実施例では移
相量を受信機に通知できるように構成している。図１３
は移相量通知手段を備えた本発明に係わる第４実施例の
符号多重送信装置の構成図であり、図２の第１実施例と
同一部分には同一符号を付している。７１は制御チャネ
ル用拡散変調部、８１は移動局（ＭＳ）である。
【００４０】制御チャネル用拡散変調部７１は、制御情
報生成部７１ａ、パイロット発生器７１ｂ、フレーム化
部７１ｃ、Ｓ／Ｐ変換部７１ｄ、制御チャネル用の既知
の直交Ｇｏｌｄ符号を発生する直交Ｇｏｌｄ符号発生器
７１ｅ、拡散回路７１ｆを備えている。制御情報生成部
７１ａは、各チャネル（ユーザ）において使用する直
交Ｇｏｌｄ符号を特定する番号、各チャネルにおける
移相量θ等の制御情報を収集、生成する。フレーム化部
７１ｃは制御データを所定ビット数毎にブロック化し、
その前後にパイロット信号Ｐを挿入してフレーム化す
る。Ｓ／Ｐ変換部７１ｄはフレームデータ（パイロット
信号及び制御データ）を１ビットづつ交互に振り分けて
Ｉ成分（In-Phase compornent)データとＱ成分（Quadra
ture compornent)データの２系列ＤI′，ＤQ′に変換す
る。拡散回路７１ｆの排他的論理和回路７１ｆI，７１
ｆQは、Ｉ成分及びＱ成分の２系列のデータＤI′，
ＤQ′と直交Ｇｏｌｄ符号の排他的論理和を演算して拡
散変調する。
報生成部７１ａ、パイロット発生器７１ｂ、フレーム化
部７１ｃ、Ｓ／Ｐ変換部７１ｄ、制御チャネル用の既知
の直交Ｇｏｌｄ符号を発生する直交Ｇｏｌｄ符号発生器
７１ｅ、拡散回路７１ｆを備えている。制御情報生成部
７１ａは、各チャネル（ユーザ）において使用する直
交Ｇｏｌｄ符号を特定する番号、各チャネルにおける
移相量θ等の制御情報を収集、生成する。フレーム化部
７１ｃは制御データを所定ビット数毎にブロック化し、
その前後にパイロット信号Ｐを挿入してフレーム化す
る。Ｓ／Ｐ変換部７１ｄはフレームデータ（パイロット
信号及び制御データ）を１ビットづつ交互に振り分けて
Ｉ成分（In-Phase compornent)データとＱ成分（Quadra
ture compornent)データの２系列ＤI′，ＤQ′に変換す
る。拡散回路７１ｆの排他的論理和回路７１ｆI，７１
ｆQは、Ｉ成分及びＱ成分の２系列のデータＤI′，
ＤQ′と直交Ｇｏｌｄ符号の排他的論理和を演算して拡
散変調する。
【００４１】第４実施例によれば、１つのチャネルを制
御チャネルとして使用し、該制御チャネルを用いてユー
ザ識別用の直交Ｇｏｌｄ符号識別番号や各ユーザチャネ
ルにおける移相量θ等の制御情報を受信機側に送信す
る。制御チャネルにおいて使用する直交Ｇｏｌｄ符号と
フレーム内に内挿されたパイロット信号は移動局（端末
側）８１において既知であるから、移動局はこの既知な
直交Ｇｏｌｄ符号を用いてパイロットを検出し、制御チ
ャネルにおける拡散変調信号の伝送路における位相回転
量θを求め、以後、その分（＝θ）受信拡散変調信号の
位相を戻して逆拡散し、データを復調する。これによ
り、移動局８１は制御チャネルからユーザ識別用の直交
Ｇｏｌｄ符号識別番号及び位相回転情報（移相量）を求
めることができる。しかる後、移動局８１は基地局から
送信されてくる符号多重信号に対してＱＰＳＫ復調処理
を施し、復調された拡散変調信号のＩ，Ｑ成分（信号点
位置ベクトル）を、制御チャネルを介して通知された移
相量分だけ逆方向に回転して元に戻し、逆拡散を行って
パイロット信号、送信データを復調する。
御チャネルとして使用し、該制御チャネルを用いてユー
ザ識別用の直交Ｇｏｌｄ符号識別番号や各ユーザチャネ
ルにおける移相量θ等の制御情報を受信機側に送信す
る。制御チャネルにおいて使用する直交Ｇｏｌｄ符号と
フレーム内に内挿されたパイロット信号は移動局（端末
側）８１において既知であるから、移動局はこの既知な
直交Ｇｏｌｄ符号を用いてパイロットを検出し、制御チ
ャネルにおける拡散変調信号の伝送路における位相回転
量θを求め、以後、その分（＝θ）受信拡散変調信号の
位相を戻して逆拡散し、データを復調する。これによ
り、移動局８１は制御チャネルからユーザ識別用の直交
Ｇｏｌｄ符号識別番号及び位相回転情報（移相量）を求
めることができる。しかる後、移動局８１は基地局から
送信されてくる符号多重信号に対してＱＰＳＫ復調処理
を施し、復調された拡散変調信号のＩ，Ｑ成分（信号点
位置ベクトル）を、制御チャネルを介して通知された移
相量分だけ逆方向に回転して元に戻し、逆拡散を行って
パイロット信号、送信データを復調する。
【００４２】尚、第２実施例のように送信機側でパイロ
ット信号部分のみの位相回転を行った場合には、受信機
側でパイロット信号部分の信号点位置ベクトルのみを通
知された移相量分逆方向に回転して元に戻し、逆拡散を
行ってパイロット信号、送信データを復調する。位相情
報を移動局側に伝える方法としては、制御チャネルとは
別に位相情報通知用の専用チャネルを別途用意し、該チ
ャネルを介して位相情報を通知することもできる。
ット信号部分のみの位相回転を行った場合には、受信機
側でパイロット信号部分の信号点位置ベクトルのみを通
知された移相量分逆方向に回転して元に戻し、逆拡散を
行ってパイロット信号、送信データを復調する。位相情
報を移動局側に伝える方法としては、制御チャネルとは
別に位相情報通知用の専用チャネルを別途用意し、該チ
ャネルを介して位相情報を通知することもできる。
【００４３】（Ｅ）第５実施例 第４実施例では、制御チャネルあるいは位相情報通知用
の専用チャネルを介して移相量を受信機に通知している
が、第５実施例では位相情報を符号多重信号とは別の周
波数で移動局側に報知する。図１４はかかる第５実施例
の構成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同一
符号を付している。
の専用チャネルを介して移相量を受信機に通知している
が、第５実施例では位相情報を符号多重信号とは別の周
波数で移動局側に報知する。図１４はかかる第５実施例
の構成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同一
符号を付している。
【００４４】９１は位相情報通知用送信部、８１は移動
局（ＭＳ）である。位相情報通知用送信部９１におい
て、９２は拡散変調部、９３ｉ，９３ｑはチップ整形フ
ィルタ、９４ｉ，９４ｑはＤＡコンバータ、９５はＱＰ
ＳＫ直交変調器であり、直交変調器５５と異なる周波数
のcosω1t、sinω1tを用いて直交変調するもの、９６は
送信電力増幅器、９７はアンテナである。拡散変調部９
２は、位相情報生成部９１ａ、パイロット発生器９１
ｂ、フレーム化部９１ｃ、Ｓ／Ｐ変換部９１ｄ、既知の
直交Ｇｏｌｄ符号を発生する直交Ｇｏｌｄ符号発生器９
１ｅ、拡散回路９１ｆを備えている。位相情報生成部９
１ａは、各チャネル（ユーザ）における移相量θiを収
集して位相情報を生成する。フレーム化部９１ｃは位相
情報を所定ビット数毎にブロック化し、その前後にパイ
ロット信号Ｐを挿入してフレーム化する。Ｓ／Ｐ変換部
９１ｄはフレームデータ（パイロット信号及び位相情
報）を１ビットづつ交互に振り分けてＩ成分（In-Phase
compornent)データとＱ成分（Quadrature compornent)
データの２系列ＤI′，ＤQ′に変換する。拡散回路９１
ｆの排他的論理和回路９１ｆI，９１ｆQは、Ｉ成分及び
Ｑ成分の２系列のデータＤ I′，ＤQ′と直交Ｇｏｌｄ符
号の排他的論理和を演算して拡散変調する。
局（ＭＳ）である。位相情報通知用送信部９１におい
て、９２は拡散変調部、９３ｉ，９３ｑはチップ整形フ
ィルタ、９４ｉ，９４ｑはＤＡコンバータ、９５はＱＰ
ＳＫ直交変調器であり、直交変調器５５と異なる周波数
のcosω1t、sinω1tを用いて直交変調するもの、９６は
送信電力増幅器、９７はアンテナである。拡散変調部９
２は、位相情報生成部９１ａ、パイロット発生器９１
ｂ、フレーム化部９１ｃ、Ｓ／Ｐ変換部９１ｄ、既知の
直交Ｇｏｌｄ符号を発生する直交Ｇｏｌｄ符号発生器９
１ｅ、拡散回路９１ｆを備えている。位相情報生成部９
１ａは、各チャネル（ユーザ）における移相量θiを収
集して位相情報を生成する。フレーム化部９１ｃは位相
情報を所定ビット数毎にブロック化し、その前後にパイ
ロット信号Ｐを挿入してフレーム化する。Ｓ／Ｐ変換部
９１ｄはフレームデータ（パイロット信号及び位相情
報）を１ビットづつ交互に振り分けてＩ成分（In-Phase
compornent)データとＱ成分（Quadrature compornent)
データの２系列ＤI′，ＤQ′に変換する。拡散回路９１
ｆの排他的論理和回路９１ｆI，９１ｆQは、Ｉ成分及び
Ｑ成分の２系列のデータＤ I′，ＤQ′と直交Ｇｏｌｄ符
号の排他的論理和を演算して拡散変調する。
【００４５】位相情報通知用の周波数、位相情報通知に
使用する直交Ｇｏｌｄ符号、フレーム内に内挿されるパ
イロット信号は移動局（端末側）８１において既知であ
るから、移動局はこの既知な位相情報通知周波数帯域よ
り位相情報（移相量）を求める。しかる後、移動局８１
は受信帯域を符号多重信号帯域に切り替え、基地局から
送信されてくる符号多重信号に対してＱＰＳＫ復調処理
を施し、復調された拡散変調信号のＩ，Ｑ成分（信号点
位置ベクトル）を上記求めた移相量分だけ逆方向に回転
して元に戻し、逆拡散を行ってパイロット信号、送信デ
ータを復調する。
使用する直交Ｇｏｌｄ符号、フレーム内に内挿されるパ
イロット信号は移動局（端末側）８１において既知であ
るから、移動局はこの既知な位相情報通知周波数帯域よ
り位相情報（移相量）を求める。しかる後、移動局８１
は受信帯域を符号多重信号帯域に切り替え、基地局から
送信されてくる符号多重信号に対してＱＰＳＫ復調処理
を施し、復調された拡散変調信号のＩ，Ｑ成分（信号点
位置ベクトル）を上記求めた移相量分だけ逆方向に回転
して元に戻し、逆拡散を行ってパイロット信号、送信デ
ータを復調する。
【００４６】（Ｆ）第６実施例 第４実施例では制御チャネルあるいは位相情報通知用の
専用チャネルを介して移相量を受信機に通知している
が、第６実施例では各チャネルの位相情報（移相量）を
フレームに内挿し、パイロット信号、送信データと共に
送信する。図１５は第６実施例の構成図であり、図２の
第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１
実施例と異なる点は、 フレーム生成部６１内に位相情報発生部６１ｄを設け
ている点、 移相器６５より移相量θiを位相情報発生部６１ｄに
入力している点、 フレーム化部６１ｃは直列の送信データを所定ビット
数毎にブロック化し、その前後にパイロット信号Ｐを挿
入すると共に、パイロット信号の後に位相情報を挿入し
てフレーム化する点である。
専用チャネルを介して移相量を受信機に通知している
が、第６実施例では各チャネルの位相情報（移相量）を
フレームに内挿し、パイロット信号、送信データと共に
送信する。図１５は第６実施例の構成図であり、図２の
第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第１
実施例と異なる点は、 フレーム生成部６１内に位相情報発生部６１ｄを設け
ている点、 移相器６５より移相量θiを位相情報発生部６１ｄに
入力している点、 フレーム化部６１ｃは直列の送信データを所定ビット
数毎にブロック化し、その前後にパイロット信号Ｐを挿
入すると共に、パイロット信号の後に位相情報を挿入し
てフレーム化する点である。
【００４７】最初、基地局は拡散変調信号の信号点位置
ベクトルを回転しないで（移相制御しないで）送信す
る。移動局８１は基地局と移動局間の同期を確立し、し
かる後、フレーム内の位相情報（移相量）を検出し、以
後、復調した拡散変調信号のＩ，Ｑ成分（信号点位置ベ
クトル）を検出した移相量分だけ逆方向に回転する。一
方、基地局の移相器６５は移動局が移相量を検出したタ
イミングを見計らって拡散変調信号の信号点位置ベクト
ルを移相量分回転し、直交変調器５５は符号多重信号を
ＱＰＳＫ変調して送信する。この結果、以後、移動局は
復調した拡散変調信号のＩ，Ｑ成分（信号点位置ベクト
ル）を検出した移相量分逆方向に回転して元に戻し、逆
拡散を行ってパイロット信号、送信データを復調でき
る。第６実施例によれば、位相情報を検出するまでは移
相制御を行わないが、位相情報検出後は移相制御を行っ
て符号多重信号のピークを抑えることができる。以上、
本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲
に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であ
り、本発明はこれらを排除するものではない。
ベクトルを回転しないで（移相制御しないで）送信す
る。移動局８１は基地局と移動局間の同期を確立し、し
かる後、フレーム内の位相情報（移相量）を検出し、以
後、復調した拡散変調信号のＩ，Ｑ成分（信号点位置ベ
クトル）を検出した移相量分だけ逆方向に回転する。一
方、基地局の移相器６５は移動局が移相量を検出したタ
イミングを見計らって拡散変調信号の信号点位置ベクト
ルを移相量分回転し、直交変調器５５は符号多重信号を
ＱＰＳＫ変調して送信する。この結果、以後、移動局は
復調した拡散変調信号のＩ，Ｑ成分（信号点位置ベクト
ル）を検出した移相量分逆方向に回転して元に戻し、逆
拡散を行ってパイロット信号、送信データを復調でき
る。第６実施例によれば、位相情報を検出するまでは移
相制御を行わないが、位相情報検出後は移相制御を行っ
て符号多重信号のピークを抑えることができる。以上、
本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲
に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であ
り、本発明はこれらを排除するものではない。
【００４８】
【発明の効果】以上本発明によれば、拡散変調信号の信
号点位置ベクトルの位相をチャネル毎に所定角度移相す
るように構成したから、各チャネルのフレーム生成部よ
り同一のパイロットが同一タイミングで発生しても、各
チャネルの拡散変調部から出力される拡散変調信号のパ
イロット信号部分の位相がずれて分散し、符号多重信号
のピーク値を抑えることが可能になり、干渉波電力を小
さくでき、しかも、送信電力増幅器の電力効率を向上す
ることができる。また、本発明によれば、ＱＰＳＫ拡散
変調の場合、移相量を０，π／２、π、３π／２とする
ようにしたから、移相制御を簡単に行うことができる。
また、本発明によれば、第ｉチャネルの移相量θiをｉ
・２π／Ｎとすることにより、各チャネルにおける移相
量を異なるようにしたから、符号多重信号のパイロット
信号部分が分散しピーク値の抑圧量を大きくすることが
できる。
号点位置ベクトルの位相をチャネル毎に所定角度移相す
るように構成したから、各チャネルのフレーム生成部よ
り同一のパイロットが同一タイミングで発生しても、各
チャネルの拡散変調部から出力される拡散変調信号のパ
イロット信号部分の位相がずれて分散し、符号多重信号
のピーク値を抑えることが可能になり、干渉波電力を小
さくでき、しかも、送信電力増幅器の電力効率を向上す
ることができる。また、本発明によれば、ＱＰＳＫ拡散
変調の場合、移相量を０，π／２、π、３π／２とする
ようにしたから、移相制御を簡単に行うことができる。
また、本発明によれば、第ｉチャネルの移相量θiをｉ
・２π／Ｎとすることにより、各チャネルにおける移相
量を異なるようにしたから、符号多重信号のパイロット
信号部分が分散しピーク値の抑圧量を大きくすることが
できる。
【００４９】また、本発明によれば、各チャネルの移相
量を制御チャネルにより、あるいは、移相量通知専用チ
ャネルにより受信機側に通知するようにしたから、受信
機は正しくパイロットシンボル、データシンボルを復調
することができる。また、本発明によれば、フレームに
移相量を通知するデータを挿入して送信データと共に受
信機側に送信するようにしたから、簡単な制御で移相量
データを受信機側に通知できる。また、本発明によれ
ば、拡散符号（直交Ｇｏｌｄ符号）に移相量を１：１に
対応させておき、移相器は拡散変調に使用する拡散符号
に応じた移相量を求め、該移相量分だけ信号点位置ベク
トルの位相を回転するようにしたから、簡単に移相量を
決定でき、しかも、受信機側に本来通知すべく逆拡散に
使用する拡散符号（直交Ｇｏｌｄ符号）を通知するだけ
で良く、別途移相量を通知する必要がないため移相量通
知制御を省略して制御を簡単にすることができる。
量を制御チャネルにより、あるいは、移相量通知専用チ
ャネルにより受信機側に通知するようにしたから、受信
機は正しくパイロットシンボル、データシンボルを復調
することができる。また、本発明によれば、フレームに
移相量を通知するデータを挿入して送信データと共に受
信機側に送信するようにしたから、簡単な制御で移相量
データを受信機側に通知できる。また、本発明によれ
ば、拡散符号（直交Ｇｏｌｄ符号）に移相量を１：１に
対応させておき、移相器は拡散変調に使用する拡散符号
に応じた移相量を求め、該移相量分だけ信号点位置ベク
トルの位相を回転するようにしたから、簡単に移相量を
決定でき、しかも、受信機側に本来通知すべく逆拡散に
使用する拡散符号（直交Ｇｏｌｄ符号）を通知するだけ
で良く、別途移相量を通知する必要がないため移相量通
知制御を省略して制御を簡単にすることができる。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明の第１実施例の符号多重送信機の構成図
である。
である。
【図３】拡散変調信号の信号点位置ベクトル説明図であ
る。
る。
【図４】移相量説明図である。
【図５】ＱＰＳＫのシンボル位置説明図である。
【図６】移相後のシンボル値（ＶI′，ＶQ′）説明図で
ある。
ある。
【図７】移相量を２π・ｉ／Ｎとしたときのパイロット
シンボル位置説明図である。
シンボル位置説明図である。
【図８】本発明の第２実施例の符号多重送信機の構成図
である。
である。
【図９】位相制御値（移相量）の説明図である。
【図１０】位相制御値（移相量）の説明図である。
【図１１】移相量を２π・ｉ／Ｎとしたときのパイロッ
トシンボル位置説明図である。
トシンボル位置説明図である。
【図１２】本発明の第３実施例の符号多重送信機の構成
図である。
図である。
【図１３】本発明の第４実施例の符号多重送信機の構成
図である。
図である。
【図１４】本発明の第５実施例の符号多重送信機の構成
図である。
図である。
【図１５】本発明の第６実施例の符号多重送信機の構成
図である。
図である。
【図１６】送信機の原理構成図である。
【図１７】送信データとＰＮ系列の時間波形説明図であ
る。
る。
【図１８】拡散変調信号のスペクトラム分布説明図であ
る。
る。
【図１９】拡散率説明図である。
【図２０】受信機の原理構成図である。
【図２１】逆拡散の説明図である。
【図２２】ＣＤＭＡの原理説明図である。
【図２３】従来のＣＤＭＡ送信機の構成図である。
【図２４】フレーム説明図である。
【図２５】直交Ｇｏｌｄ符号発生回路の構成図である。
【図２６】直交Ｇｏｌｄ符号説明図である。
【図２７】直交符号を多重化したときの振幅説明図であ
る。
る。
【図２８】従来方式を用いた時の多重信号の出力電力説
明図である。
明図である。
【図２９】アンプのＡＭ−ＡＭ特性図である。
【図３０】アンプのＡＭ−ＰＭ特性図である。
【図３１】送信アンプの出力電力及び逆拡散後送信電力
の説明図である。
の説明図である。
５１1〜５１n・・第１〜第ｎチャネルの拡散変調部 ５２・・符号多重信号生成器 ５５・・ＰＳＫ等の狭帯域変調器 ５６・・送信電力増幅器 ５７・・アンテナ ６１・・フレーム生成部 ６３・・拡散符号発生器 ６４・・拡散変調器 ６５・・移相器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 福政 英伸 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 浜田 一 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 浅野 賢彦 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内
Claims (10)
- 【請求項１】 各チャネルの信号をそれぞれ異なる符号
で拡散変調し、各チャネルの拡散変調信号を合成して送
信する符号多重送信装置において、 拡散信号の信号点位置ベクトルの位相をチャネル毎に所
定角度移相する移相器を備えたことを特徴とする符号多
重通信装置。 - 【請求項２】 前記移相器は、各チャネルの拡散変調信
号が、同一のタイミングに同一の信号を送信する場合の
み、移相を所定角度移相することを特徴とする請求項１
に記載の符号多重装置。 - 【請求項３】 前記移相器は、チャネル数をＮとすると
き、第ｉチャネルの移相量θを３６０0・ｉ／Ｎとする
ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の符号多
重装置。 - 【請求項４】 移相量を拡散符号に１：１に対応させて
おき、移相器は拡散変調に使用する拡散符号に応じた移
相量を求め、該移相量分だけ信号点位置ベクトルの位相
を回転することを特徴とする請求項１また請求項２記載
の符号多重装置。 - 【請求項５】 各チャネルの移相量を制御チャネルによ
り、あるいは、移相量通知専用チャネルにより受信機側
に通知する手段を備えたことを特徴とする請求項１また
は請求項２記載の符号多重送信装置。 - 【請求項６】 送信データに前記移相量を通知するデー
タを挿入する手段を備え、 移相量データを送信データと共に受信機側に送信するこ
とを特徴とする請求項１または請求項２記載の符号多重
送信装置。 - 【請求項７】 ＱＰＳＫ拡散変調する場合、前記所定角
度を０，π／２，π，３π／２のいずれかとすることを
特徴とする請求項１記載の符号多重装置。 - 【請求項８】 ｍ＝mod (ｉ，４）（ｍはｉを４で割っ
たときの余り）とするとき、（ｍ・π／２）を第ｉチャ
ネルの位相量とすることを特徴とする請求項７記載の符
号多重装置。 - 【請求項９】 前記移相器は、各チャネルの拡散変調信
号が、同一のタイミングに同一の信号を送信する場合の
み、信号点位置ベクトルの移相を所定角度移相すること
を特徴とする請求項７または請求項８記載の符号多重装
置。 - 【請求項１０】 前記移相器は、使用するチャネルの数
に基づき前記拡散変調信号の信号点位置の数を定めるこ
とを特徴とする請求項１に記載の符号多重装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34108696A JP3311951B2 (ja) | 1996-12-20 | 1996-12-20 | 符号多重送信装置 |
| US08/872,358 US6097714A (en) | 1996-12-20 | 1997-06-10 | Code multiplexing transmitting apparatus |
| KR1019970030589A KR100252840B1 (ko) | 1996-12-20 | 1997-07-02 | 부호 다중 송신 장치 |
| CN97114770A CN1107394C (zh) | 1996-12-20 | 1997-07-30 | 编码多路复用发送装置 |
| US09/615,862 US6826169B1 (en) | 1996-12-20 | 2000-07-13 | Code multiplexing transmitting apparatus |
| US10/272,635 US6791965B2 (en) | 1996-12-20 | 2002-10-17 | Code multiplexing transmitting apparatus |
| US10/272,660 US7376114B2 (en) | 1996-12-20 | 2002-10-17 | Code multiplexing transmitting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34108696A JP3311951B2 (ja) | 1996-12-20 | 1996-12-20 | 符号多重送信装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002065249A Division JP3564459B2 (ja) | 2002-03-11 | 2002-03-11 | 基地局、スペクトラム拡散無線通信システム及び基地局の送信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10190625A true JPH10190625A (ja) | 1998-07-21 |
| JP3311951B2 JP3311951B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=18343129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34108696A Expired - Lifetime JP3311951B2 (ja) | 1996-12-20 | 1996-12-20 | 符号多重送信装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6097714A (ja) |
| JP (1) | JP3311951B2 (ja) |
| KR (1) | KR100252840B1 (ja) |
| CN (1) | CN1107394C (ja) |
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