JP2008283728A - Ｏｆｄｍ信号の送信機及び受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】余分な伝送容量を使用せずにＯＦＤＭ信号のフレーム同期及び周波数同期を可能にする。
【解決手段】送信機において送信前にパイロットにそれぞれ１つの付加的な相回転位相を付与することにより、少なくとも１つのパイロット位相プロファイルが生じるようにし、受信機において受信したサブキャリアシンボルを少なくとも１つの格納されているパイロット位相プロファイルと比較し、この比較に依存して、ＯＦＤＭ信号のフレーム同期及び周波数同期を行う。
【選択図】図２

Description

本発明は独立請求項の上位概念によるＯＦＤＭ信号の送信機及び受信機に関する。

世界規模のコンソーシアム（ＤＲＭ−Digital Radio Mondiale）の枠組みにおいて、３０ＭＨｚ未満の周波数帯に対する新たなデジタルラジオ放送規格が開発される。この規格では、変調方法として、マルチキャリア方式ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）を使用しなければならない（より正確に言うと、コヒーレントＯＦＤＭ伝送方式を使用しなければならない）。ＯＦＤＭ信号はＯＦＤＭシンボルから成っており、ＯＦＤＭ信号自体は各々サブキャリアシンボルを含んでいる。送信側で所定のサブキャリアシンボルがパイロットとして構成されるので、これにより受信側でのチャネル推定が可能である。さらに、パイロットは時間方向及び周波数方向においてサブキャリア上に分配される。

本発明の課題は、余分な伝送容量を使用せずにＯＦＤＭ信号のフレーム同期及び周波数同期を可能にする送信機及び受信機を提供することである。

上記課題は、パイロット位相プロファイルを備えたメモリと、ＯＦＤＭ変調器と、ＯＦＤＭ信号を送信するためのアンテナと、パイロットにパイロット位相プロファイルを付与するための装置を有しており、保護区間の付加されたＯＦＤＭシンボルの有する所定のサブキャリアシンボルをパイロットとして送信する前に、パイロット位相プロファイルによりパイロットに付加的な相回転を付加するように構成された送信機、及び、粗い時間同期のための第１の時間同期ユニットと、ＯＦＤＭ復調器と、受信したサブキャリアシンボルと格納されているパイロット位相プロファイルとの比較を実行するメモリを備えたプロセッサとを有する受信機により解決される。

独立請求項に記載された特徴を備えたＯＦＤＭ信号の送信機はフレーム内において一意のパイロット位相プロファイルをパイロットに付与し、独立請求項に記載された特徴を備えたＯＦＤＭ信号の受信機は既存のパイロットがフレーム同期及び周波数同期に利用されるという利点を有している。フレームの各ＯＦＤＭシンボルは各々のパイロット位相プロファイルによって識別可能である。このため、パイロットは付加的な目的にも利用され、周波数同期及びフレーム同期のために余分な伝送容量を用意する必要がない。

そのうえ、本発明による送信機及び受信機は、劣悪な伝播条件と受信条件とに対する高いロバストネスにより傑出している。このロバストネスは、フレーム同期及び周波数同期のために複数の（異なる）パイロット位相プロファイルを使用することで高めることができる。さらに、本発明によれば、周波数同期及びフレーム同期をすでに伝送フレーム内において実行することが可能である。というのも、ＤＲＭ（Digital Radio Mondiale）においてＯＦＤＭシンボルは伝送フレームに分配されるからである。

さらに、有利には、分布したパイロットの利用によって、粗い周波数推定に対して大きなキャプチャレンジを得ることができる。パイロット位相メトリックを用いることで、信号帯域幅の半分を超す周波数ずれを一意に検出することができる。以下では、このパイロット位相メトリックによって計算規則が特徴付けられる。パイロット位相プロファイルは、この計算規則により、受信側において、受信したサブキャリア又はサブキャリアシンボルと比較される。サブキャリア及びサブキャリアシンボルなる概念は以下では同義のものとして使用される。

従属請求項において実施される措置及び発展形態により、独立請求項に示されたＯＦＤＭ信号の送信機及び受信機の有利な改善が可能である。

さらに、受信したサブキャリアシンボルと格納されているパイロット位相プロファイルとの比較が、ＯＦＤＭ復調器（ＤＦＴユニット）を通過した後にはじめて行われるようにすると有利である。というのも、こうすることで、チャネル推定が主な課題である多数のパイロットサブキャリアを同期目的で使用することができるからである。こうした理由から予めＯＦＤＭ復調窓を正確に設置しなければならない。つまり、粗い時間同期を実行しなければならない。粗い時間同期を達成するためには、自己相関を用いて、受信したＯＦＤＭ信号内に保護区間（ガードインターバル）を探すと有利である。この同じ方法によって、細かい周波数ずれの推定も行うことができる。しかし、有効データの正確な復調のためには、粗い周波数ずれを求めること、つまり、整数倍のサブキャリア間隔とフレーム始端を求めることも必要である。これは本発明を用いることで実現される。

有利には、受信機で分離されたパイロット位相プロファイルとサブキャリアシンボルとの比較は相互相関により実行され、相互相関の結果はフレーム同期及び周波数同期の算定のために評価される。この評価は例えば主極大副極大比又は性能指数（Meritfactor）により行うことができる。

さらに、フレーム同期及び周波数同期に必要なパイロット位相プロファイルを、疑似乱数列又は決定性関数により求めると有利である。この関数は疑似乱数列と同じように送信機及び受信機において既知である。

さらにまた、高いロバストネスを達成し、チャネル推定のためにパイロットの最適な分配を実現するために、ＯＦＤＭシンボル内にパイロットを一様に分布させると有利である。

別の利点は、ランダムノイズに対する高いロバストネスにある。このロバストネスはパイロット位相メトリックの計算の際に多数のパイロットサブキャリアを使用することにより達成される。

特に短波の場合、困難な電波伝搬条件のゆえに、使用される同期アルゴリズムには高いロバストネスが要求される。周波数ずれの探査及び補償、ならびにフレーム始端の探索は、デジタル無線放送の受信を保証するためには不可欠の条件である。狭いチャネル帯域幅とこれに関連した低いデータ速度とのゆえに、完全なＯＦＤＭパイロットシンボルを同期目的で使用することはできない。同様に、有効データの正確な復調のためには、伝送チャネルのその時点でのチャネル推定が必要である。

それゆえ、本発明によれば、パイロット位相プロファイルは送信機で付与され、その結果として、受信機でフレーム同期及び周波数同期が可能となる。本発明の使用は、とりわけ、デジタル振幅変調（ＡＭラジオ放送）にとって有用である。というのも、この用途においては正味ビット伝送速度が比較的低いからである。

図１には、伝送システム全体のブロック回路図が示されている。データソースとして、オーディオ符号器１，付加データ２及び制御データ３がある。これらはそれぞれ符号器４，５及び６によって符号化される。つぎに、こうして符号化されたオーディオデータと付加データはブロック８及び７において時間的にスクランブルさせられる（インターリーブ）。つぎに、マルチプレクサ９がオーディオデータ、付加データ及び制御データを１つのデータストリームにまとめる。このデータストリームには、ブロック１０において周波数インターリーブが施され、ブロック１１において逆離散フーリエ変換が施される。これでＯＦＤＭ変調が達成される。それゆえ、ブロック１１をＯＦＤＭ変調器とも呼ぶ。ＯＦＤＭ変調器１１では、パイロット位相プロファイルを備えたパイロットがメモリ３０からデータストリームに付加される。つぎに、ブロック１２では、こうして発生したＯＦＤＭ信号がアナログ信号に変換される。ブロック１３では、送信増幅とアンテナによるラジオ放送信号の放射とが行われる。

ＯＦＤＭ信号は無線チャネル１４を介して受信機に、より厳密に言えば、アンテナと高周波受信機とを有するブロック１５に達する。受信信号はつぎにアナログデジタル変換器１６においてデジタル化される。こうして得られたサンプリング値はブロック１７において高速フーリエ変換を施される（ＯＦＤＭ復調）。ここで、本発明による同期もブロック１８により実現される。ブロック１９では、データに含まれている制御情報が復号され、その一方で並行してブロック２０では、スクランブル解除、つまり、オーディオデータ及び付加データのインターリーブの解除が行われる。その際、データストリームからの番組選択も行われる。つまり、例えば、ユーザがチューニングを合わせたラジオ番組の選択が行われる。つぎに、ブロック２１により、選択されたデータの復号が行われ、ブロック２２においてオーディオ復号が行われる。その結果、オーディオ復号器２２の出力側には、スピーカと音声増幅器とにより再生可能なオーディオデータが現れる。

伝送すべきデータには、ＯＦＤＭ変調器１１においてパイロットが付加される。これらのパイロットは伝送チャネル１４のチャネル推定に使用される。さらに、これらパイロットには位相プロファイルが付与される。以下では、これをパイロット位相プロファイルと呼ぶ。パイロット位相プロファイルは、ブロック１８において、受信機でフレーム同期及び周波数同期に利用される。

図４には、周波数方向及び時間方向におけるパイロットシンボルの分布が示されている。なお、パイロットは０で表示されている。ＤＲＭにおいてはコヒーレントＯＦＤＭシステムが使用されなければならないが、このようにコヒーレントＯＦＤＭシステムを使用した場合、パイロットサブキャリアシンボルを用いたチャネル推定が必要である。というのも、整流と正確な復調が実行されなければならないからである。パイロットサブキャリアの時間方向及び周波数方向における一様な分布により、良好なチャネル推定が達成される。データサブキャリアは図４では点で表示されている。一般に、確かなチャネル推定という観点からすれば、各サブキャリアにおいてパイロットシンボルを送る必要はない。というのも、伝送チャネル１４は有限の速度でしか変化しないからである。したがって、２つのパイロットの間のサブキャリアに対するチャネル推定は補間により達成される。

チャネル推定の品質に関して、パイロットがどの位相を有しているかは無関係である。ただ、パイロットシンボルにより生成されるマルチトーン信号の波高率が低くなるように注意するだけでよい。マルチトーン信号の波高率を低く保つために、以下の簡単な位相法則を利用することができる（数式１）。よって、ｌ番目のＯＦＤＭシンボル内のｋ番目のパイロットサブキャリアに対して、

と書ける。ここで、
ｐ（ｌ，ｋ）：フレームのｌ番目のＯＦＤＭシンボル内のパイロットサブキャリアのイン デックス
Ｎ０ ：整数
である。

注意すべきは、パイロットサブキャリアの位相は数式１のサブキャリアインデックスｐ（ｌ，ｋ）にのみ依存していることである。サブキャリアインデックスとＯＦＤＭシンボル番号とに依存した付加的な相回転φＲＮＤ(ｌ，ｋ）を加えると、数式２が得られる。

位相φＲＮＤ(ｌ，ｋ）はここでは疑似ランダムな付加的相回転である。この付加的相回転の値はサブキャリアインデックスｋとＯＦＤＭシンボル番号ｌとに依存している。付加的相回転は位相行列にまとめてもよい。

ここで、ＮＦＲＡＭＥ：フレーム内のＯＦＤＭシンボルの数
ＮＣＡＲＲＩＥＲＳ：ＯＦＤＭサブキャリアの数
である。個々の要素φＲＮＤ(ｌ，ｋ）は理想的にはランダムノイズ列から発生させることができる。これにより、異なるＯＦＤＭシンボルのパイロット位相間に可能な最大のばらつきが達成される。数式３に記載されているような比較的簡単な位相法則の使用も考えられる。

別の選択肢は数式４による位相法則の使用からなる。

数式４において、
ｘ ：周波数サブサンプリング係数
ｙ ：時間サブサンプリング係数
ＴＧ ：保護区間
ＴＵ ：有効シンボル持続時間
ＴＳ ：ＯＦＤＭシンボル持続時間；ＴＳ＝ＴＧ＋ＴＵ
ｋｌ ：ｌ番目のＯＦＤＭシンボル内の第１のパイロットサブキャリア
のインデックス
ｐ（ｌ，ｋ） ：フレームのｌ番目のＯＦＤＭシンボル内のパイロットサブキ
ャリアのインデックス；ｐ（ｌ，ｋ）＝ｋｌ＋ｉｘｙ
Ｐ０ ：定数
ｉ ：インデックス
ａｒｇ｛Ｚ（ｌ，ｋｌ）｝：ｌ番目のＯＦＤＭシンボル内の第１のパイロットサブキャリ
アの位相（＝残りのパイロットサブキャリア位相の決定性計
算のスタート位相）
である。ａｒｇ｛Ｚ（ｌ，ｋｌ）｝の値は疑似雑音列の要素として選択される。

重要なのは、付加的な相回転を付け加えることによって、伝送フレーム内で一意のパイロット位相プロファイルが生じることである。パイロット位相プロファイルを求めるための厳密な計算規則は、提案される同期アルゴリズムにとっては副次的な役割しか果たさない。以下に記載するアルゴリズムによってフレーム同期を行いたいのであれば、φＲＮＤ(ｌ，ｋ）はｌ及びｋの真正な関数でなければならない。これに対してφＲＮＤ(ｌ，ｋ）＝ｆ（ｌ）又はφＲＮＤ(ｌ，ｋ）＝ｆ（ｌ）＋ｆ（ｓ）を選択するならば、以下に記載するアルゴリズムによっては粗い周波数ずれを求めることしかできない。分布したパイロットの並びからフレーム同期を行うためには、異なるＯＦＤＭシンボルのパイロット位相は十分異なっていなければならない。又は、−数学的に表現すれば−φＲＮＤ(ｌ，ｋ）＝ｆ（ｌ，ｋ）はサブキャリアインデックスｋ及びＯＦＤＭシンボル番号ｌの真正な関数でなければならない。さらに、重要なのは、φＲＮＤ(ｌ，ｋ）＝φＲＮＤ(ｌ＋ＮＦＲＡＭＥ，ｋ）が成り立つことである。一般に、パイロット位相が「ランダム」に選択されればされるほど、可能な同期アルゴリズムの方式がより多くなる。

以下では、コヒーレントＯＦＤＭシステムにおいて、一意的なパイロット位相プロファイルがどのようにしてフレーム同期にも粗い周波数ずれの検出にも使用しうるのかが示される。フレーム同期のための余分な冗長性はこの方法により回避される。

以下に提案する同期アルゴリズムが適用される前に、ＤＦＴ（復調）窓の設置のために粗い時間同期が実行されなければならない。粗い時間同期は、ガードインターバルの一部と使用可能なＯＦＤＭシンボルの端部における相応するセグメントとの相関の計算により行うことができる。この同じ方法で細かい周波数ずれ（±０．５ １／ＴＵ）の推定も同様に求めることができることは公知である。有効データの正確な復調には絶対に必要ではあるが、今のところ粗い周波数ずれ（サブキャリア間隔１／ＴＵの整数倍）とフレーム始端の検出は未知である。これは以下の方法により求めることができる。

粗い周波数ずれとフレーム始端を求める出発点は、受信したサブキャリアシンボルＲ（ｌ，ｋ）とパイロット位相列Ｗ（ｌ，ｐ（ｌ，ｋ））との間の相互相関の計算である。数式５による計算規則を、以下では、パイロット位相メトリックと呼ぶ。パイロット位相メトリックの適用の前提条件は、ＯＦＤＭ復調窓の始まりが保護区間のシンボル間干渉のない（ＩＳＩフリーな）領域内にあることである。

数式５において、
ｌ ：フレーム内におけるＯＦＤＭシンボル番号
ｐ（ｌ，ｋ）：フレームのｌ番目のＯＦＤＭシンボル内のパイロットサブキャリアのイン
デックス
ｉ ：粗い周波数ずれを求めるためのテスト位置
（インデックスｉは周波数方向を走る）
ｓ ：フレーム始端シンボルを求めるためのテスト位置（インデックスｓは時間
方向を走る）
ＡＢＳ ：絶対値
Ｒ（ｌ，ｋ）：ｌ番目のＯＦＤＭシンボル内のｋ番目のサブキャリアシンボル
である。

数式５は、パイロット位相列Ｗ（ｌ，（ｌ，ｋ））が受信したサブキャリア列Ｒ（ｓ，ｐ（ｌ，ｋ）＋ｉ）と一致したとき、最大値を出す。他のすべてのケースにおいて、疑似雑音位相プロファイルを使用しているときのパイロット位相メトリックは、位相列の疑似雑音特性のゆえに小さな値をとる。図５はこうした状況を具体的に示している。粗い周波数ずれを求めるためには、複数のテスト位置ｉに対して数式５を計算しなければならない。

これに対して、数式３又は数式４による決定性パイロット位相プロファイルを使用する場合、パイロット位相メトリックはパイロット間隔を以て周期的となる。この場合、数式５によってはフレーム始端を求めることしかできない。粗い周波数ずれを求めるためのキャプチャレンジは、パイロットサブキャリアの間隔により、ｘｙだけ制限されている。

さらに、正確な時間同期も既知である場合には、粗い周波数ずれとフレーム始端を探す代わりに、数式６を使用することができる。数式５と比較すると、数式６では、パイロット位相列Ｗ（ｌ，ｐ（ｌ，ｋ））と受信したサブキャリアシンボルとの間の相互相関が直接計算される。

数式６によれば、数式３又は数式４による疑似雑音位相プロファイル又は決定性位相プロファイルを用いた粗い周波数ずれの一意的な算出も可能である。

フレーム同期を達成するために、一方では、受信したサブキャリアシンボルをフレームの可能なすべてのパイロット位相列と相関させてもよいし、又は逆に、パイロット位相列を受信したすべてのサブキャリアシンボルと相関させてもよい。

推定結果を改善するために、所定のパイロット位相プロファイルＷ（ｌ，ｐ（ｌ，ｋ））を探索だけでなく、同様に複数のパイロット位相プロファイルを探索してもよい。なぜならば、数式３によれば、パイロット位相プロファイルはフレームの各ＯＦＤＭシンボルに対して一意だからである。数学的には、これは数式５によるメトリック結果Λ（ｌ，ｐ（ｌ，ｋ），ｓ，ｉ）の平均を意味している。

ここで、
ｎｂ：平均をとるＯＦＤＭシンボルの個数（１‥ＮＦＲＡＭＥ）
である。

図６には、４つのＤＲＭフレームに対するＨＮＶ値が示されている。フレーム始端シンボルはそのつどはっきりと識別されなければならない。ＨＮＶの極大検出は、

である。ＭＦの極大検出は、

を算出する。ここでも、極大ＭＦのインデックスｓｍａｘ及びｉｍａｘは、フレーム始端シンボルないし粗い周波数ずれを示すものである。パイロット位相メトリックの最大キャプチャレンジは、評価領域内にあるパイロットサブキャリアシンボルの個数によって決定される。図４によるパイロットの並びを使用する場合、キャプチャレンジはＤＦＴ長の半分を超すほどになりうる。

図２には、受信機において実行される本発明による方法がブロック回路図として示されている。アナログデジタル変換器１６により得られた受信信号ｒのサンプリング値は、時間同期ユニット２７とＯＦＤＭ復調器（＝ＤＦＴユニット）２８に供給される。時間同期ユニット２７は、受信信号内に含まれている保護区間に基づいて、粗い時間同期を行う。より正確に言うと、自己相関の計算により、保護区間の開始ひいてはＯＦＤＭシンボルの始端が求められる。

このようにして計算された相関度尺度の極大値のインデックスは、フレーム始端シンボルの位置ないし粗い周波数ずれを示す。言い替えると、プロセッサ２９の出力側では、結果として、サブキャリア周波数間隔の整数倍の周波数ずれが生じる。また、フレーム始端シンボルは極大値の検出の際に発見されている。したがって、受信機は格納されているパイロット位相プロファイルを用いて、受信したサブキャリアシンボルを値ごとに探していく。格納されているパイロット位相プロファイルと受信したパイロット位相プロファイルとの間に最大限の一致が達成されている場合には、フレーム始端は発見されており、粗い周波数ずれが検出されている。

図３には、送信機で実行される本発明による方法がフローチャートとして示されている。第１の方法ステップ２３において、パイロットと伝送すべき有効シンボルとがＯＦＤＭシンボル上に写される。同時に、パイロットに一意のパイロット位相プロファイルが付与される（方法ステップ２４）。このようにして生じたＯＦＤＭシンボルはつぎにＯＦＤＭ変調器１０及び１１に供給され（方法ステップ２５）、ＯＦＤＭ信号が生成される。さらに、ＯＦＤＭ信号内に保護区間が付加される。ブロック１３において、ＯＦＤＭ信号が送信される（方法ステップ２６）。

伝送システム全体のブロック回路図を示す。 パイロット位相メトリックのためのブロック回路図を示す。 本発明によるＯＦＤＭ信号の送信方法のフローチャートを示す。 ＯＦＤＭシンボル内のパイロットの分布を示す。 様々なＯＦＤＭシンボルに対するパイロット位相メトリックを示す。 複数のＤＲＭフレームに対する主極大副極大比の値を示す。

Claims (12)

1. ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を送信するための送信機であって、保護区間の付加されたＯＦＤＭシンボルをＯＦＤＭ信号とともに送信する際、各ＯＦＤＭシンボルの有する所定のサブキャリアシンボルをパイロットとして送信するようにした送信機において、
   該送信機は、パイロット位相プロファイルを備えたメモリ（３０）と、ＯＦＤＭ変調器（１０，１１）と、ＯＦＤＭ信号を送信するためのアンテナ（１２）と、パイロットにパイロット位相プロファイルを付与する（１１）ための装置を有しており、前記パイロット位相プロファイルにより前記パイロットに付加的な相回転が付加される、ことを特徴とする送信機。
2. 伝送フレーム内のパイロットシンボルに対して付加的な相回転を付加することにより、一意のパイロット位相プロファイルを生じさせる、請求項１記載の送信機。
3. 前記パイロット位相プロファイルは数式又は疑似乱数列により決定される、請求項１又は２記載の送信機。
4. 前記数式は
   

   

   である、請求項３記載の送信機。
5. 前記数式は
   

   

   である、請求項３記載の送信機。
6. 前記パイロットがＯＦＤＭシンボル内に一様に分布する、請求項１記載の送信機。
7. ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するための受信機であって、該受信機は、粗い時間同期のための第１の時間同期ユニット（１８，２７）と、ＯＦＤＭ復調器（１７，２８）と、受信したサブキャリアシンボルと格納されているパイロット位相プロファイルとの比較を実行するメモリを備えたプロセッサ（２９）とを有しており、ただし、前記サブキャリアシンボルは、ＯＦＤＭ信号とともに送信された保護区間付きのＯＦＤＭシンボルのサブキャリアシンボルであり、パイロットして送信されたものである、ことを特徴とする受信機。
8. 受信したサブキャリアシンボルを格納されているパイロット位相プロファイルと比較する前に、受信したＯＦＤＭ信号内の保護区間を探索することにより粗い時間同期を行う、請求項７記載の受信機。
9. 相互相関により前記比較を行い、フレーム同期及び周波数同期の算定のために前記相互相関を評価する、請求項７又は８記載の受信機。
10. 下記の数式
    

    

    にしたがって前記比較を行う、請求項９記載の受信機。
11. 前記相互相関の評価のために、主極大副極大比を使用する、請求項９又は１０記載の受信機。
12. 前記相互相関の評価のために、性能指数を使用する、請求項９又は１０記載の受信機。

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