CN1107394C - 编码多路复用发送装置 - Google Patents

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Abstract

一个编码多路复用发送装置使用彼此不同的扩展编码对多个信道的发送数据进行扩展频谱调制，混合各信道的扩展频谱调制信号并发送所得到的扩展频谱调制信号。一个扩展频谱调制单元包括一个以逐个信道的方式把各信道的扩展频谱调制信号的位置向量的相位偏移一个预定角度的移相器。作为这种相位控制的结果，以彼此相对的方式偏移各信道的扩展频谱调制信号的导频信号部分的相位，从而能够抑制编码多路复用信号的峰值。

Description

编码多路复用发送装置
技术领域
本发明涉及一种编码多路复用发送装置，更具体地，是涉及一种使用彼此不同的编码分别对多个信道的信号进行扩展频谱调制，混合各信道的扩展频谱调制信号并发送所得到的扩展频谱调制信号的编码多路复用发送装置。
技术背景
使用CDMA(码分多址)的无线寻址已被研制出来并将被用作下一代数字移动通信技术。CDMA是一种使用扩展频谱通信的多址方法。具体地，通过编码把多个信道或用户的发送信息多路复用，并在一个诸如无线链路的发送路径上发送。
扩展频谱通信是一种调制方法，它与一般的窄带调制方式不同。在扩展频谱通信中，调制后的信号带宽与经过调制的窄带信号相比变得很宽。通过扩展频谱通信，在收发器中进行两级调制/解调操作。
图16是图示扩展频谱通信中的一个发送器的操作原理的结构视图。图16所示的是诸如(相移键控)PSK调制器的一个调制器1，一个扩展电路2，一个功率放大器3及一个天线4。调制器1和扩展电路2的位置可以互换。扩展电路2包括一个扩展编码产生器2a和一个乘法器2b，该产生器输出一个随机具有±1电平，被称作伪随机噪声(PN)序列的矩形扩展编码序列(参见图17)，而该乘法器把扩展编码与调制器1所调制的数字传输数据相乘。
如图17所示，与由扩展编码调制的窄带调制信号的符号变换速度(PSK调制信号的一位间隔T)相比，扩展编码的变换速度(即矩形波的时延Tc)被设定成以非常高的速率进行变换。即，保持T＞＞Tc。T的时延被称作“位时延”，Tc的时延被称作“码片时延”，而它们的倒数分别被称作“位速率”和“码片速率”。T与Tc的比率(即T/Tc)被称作“扩展比”。
如图18所示，一个扩展频谱调制的信号的频谱分配呈现了正弦函数的波形。主波瓣ML的带宽等于码片速率的两倍(即ML＝2/Tc)，而边瓣SL的带宽为1/Tc。由于在进行扩展频谱调制之前的PSK信号是一个以位速率1/T调制的普通PSK信号，其所覆盖的带宽为2/T。因此，如果扩展频谱调制的信号所覆盖的带宽成为主瓣带宽(＝2/Tc)，那么通过扩展频谱调制可以把普通PSK-调制的信号的带宽加大T/Tc倍。结果，能量被散布开来。图19是一个图示了通过扩展频谱调制扩大带宽的方法的说明性的视图。图19说明了一个窄带调制的信号NM和一个扩展频谱调制的信号SM。
图20是一个图示进行扩展频谱通信的一个接收器的操作原理的结构性的视图。图20中说明了一个天线5，一个宽带带通滤波器6，该滤波器只允许具有必要频带的信号通过，一个解扩展电路7，一个窄带带通滤波器8和一个诸如PSK解调器的检测电路9。解扩展电路7具有一个与发送端的扩展电路2相同的结构，并包括一个用于输出与发送端相同的矩形扩展编码序列的扩展编码产生器7a，及一个把扩展编码与带通滤波器6的输出信号相乘的乘法器7b。
通过与发送端的扩展电路类似的解扩展电路7，发送给接收器的宽带接收信号被恢复成普通窄带调制信号。接下来通过普通类型的检测电路9产生一个基带波形。由解扩展电路7获得窄带调制信号的原因在下面描述。
如图21所示，让a(t)表示发送端的调制波形，c(t)表示扩展编码序列(扩展编码)而x(t)表示发送的波形。下面就是它们之间的关系：
                x(t)＝a(t)·c(t)如果忽略在发送期间的衰减和噪声效应，则发送波形x(t)完整地到达接收端。由解扩展电路7使用的扩展编码序列具有与前面提及的在发送端用于扩展频谱调制的扩展编码完全相同的波形。因此，解扩展电路7的输出y(t)由下面等式给出：
              y(t)＝x(t)·c(t)＝a(t)·c2(t)输出信号y(t)进入带通滤波器8。让该信号通过带通滤波器与积分该信号一样。因此带通滤波器的输出由下面等式给出：
             ∫y(t)dt＝a(t)·∫c2(t)dt
等式右侧的积分是在时间偏移0时获得的自相关值。自相关值是单一(unity)的。因此，带通滤波器的输出是a(t)并获得信息调制信号。
码分多址(CDMA)是一种对于各个信道或用户使用不同扩展编码的通信方法，其中在各信道上发送的信息被用编码加以多路复用。图22是一个描述在两个信道上CDMA的原理的图例。图22所示的是一个发送器TR，第一和第二接收器RV1，RV2，在发送器中CH1是第一信道，CH2是第二信道，而CMP是一个混合单元。
CDMA的一个重要特性是各信道使用的扩展编码的相似性。当几乎相同的扩展码被各信道使用时，信道之间出现严重的相互干扰。一个所谓的“相关值”是对信道之间发生的干扰的等级测量。相关值根据a(t)和b(t)这两个波形由下面的等式定义：
            R＝∫a(t)·b(t)dt    T：周期积分是在a(t)和b(t)的一个周期T上进行的。当a(t)和b(t)波形完全相同时R＝1，而当波形符号相反时R＝-1。平均来说，对于某个周期，当a(t)和b(t)在同一特定的时间上的值没有关系时所获得的R值是0。
考虑在使用CDMA的情况下的第一接收器RV1，其中把两个波形c1(t)和c2(t)用作扩展编码，而波形c1(t)和c2(t)被加以混合使得相关值R为0。来自第一和第二信道CH1和CH2的信号到达第一接收器RV1。当第一接收器RV1使用编码c1(t)解扩展接收的信号时，带通滤波器81输出一个如下面等式所示的信号：
         ∫{a1(t)c1(t)c1(t)+a2(t)c2(t)c1(t)}dt由于c2(t)和c1(t)之间的相关值为0，所以该等式的∫{a2(t)c2(t)c1(t)}dt部分为0。另外，由于是时间偏移为0的自相关值，所以∫c1(t)c1(t)dt为一(unity)。因此，第一接收器RV1的带通滤波器81的输出是a1(t)而完全没有使用c2(t)作为扩展编码信号时的影响。对于第二接收器RV2也一样。甚至在同时连接的通信信道数增加时也是这样。但是，需要使相关值对于所有混合的扩展码均为0。
在移动无线通信中，无线基站以相同的时序(即同步地)发出无线电波(产生扩展编码序列)。因而以使得扩展编码序列之间的相关值为0的方式足以选择扩展编码序列。应当注意，由于一个无线移动站不会以和其它无线移动站相同的时序发送无线电波，所以不能只用相关值来测量相互影响。因此，不仅比较c1(t)和c2(t)的相关值；还需在c1(t)和c2(t)任意时间出现偏移的情况下观察相关值。
图23是说明在一些信道上编码多路复用并发送数据的CDMA发送器的结构的图例。该图以举例的方式图示了现有技术的进行无线移动通信的基站的结构。如图23所示，发送器分别包括第一到第n个信道的扩展频谱调制器111～11n。每个扩展频谱调制器均包括一个帧产生器21，一个把帧数据转换成并行数据的串行/并行(S/P)转换器22和一个扩展电路23。帧产生器21具有一个产生串行发送数据DI的发送数据产生器21a，一个产生仅由基站使用的导频信号的导频信号产生器21b，和一个每隔预定的位数便把串行数据DI(图24所示)构成数据块并且把导频信号P插入到各数据块的开始和结束，从而生成数据帧的帧形成单元21c。各扩展频谱调制器111～11n的帧产生器21以相同的时序把相同的导频信号P插入发送数据。导频信号的目的是允许接收器识别出因发送而产生的扩展频谱调制信号的相位旋转量。换而言之，通过允许接收器检测在从发送导频位置到接收导频位置的发送路径上的扩展频谱调制信号的相位旋转量，导频信号被用来进行解扩展，并且通过一个等于相位旋转量的量恢复出扩展频谱调制信号的相位。
如图24所示，S/P转换器以每次一位的方式轮流分配帧数据(导频信号和发送数据)，从而把帧数据转换成I分量(同相分量)数据DI和Q分量(正交分量)数据DQ。
扩展电路23包括一个产生仅由基站使用的pn序列(长扩展编码)的伪随机噪声(pn)产生器23a，一个产生用于用户识别的正交Gold编码(短扩展编码)的正交Gold编码产生器23b，一个得到pn序列和正交Gold编码之间的异或并输出所得到的编码CI的EX-OR门23c，和通过分别得到数据DI和CI，数据DQ和CI之间的异或从而进行扩展频谱调制的EX-OR门23d，23e。应当注意，由于“1”是电平1而“0”是电平-1，所以信号之间的异或与其乘积相同。
图23中还说明了一个混合器12i，该混合器通过混合由各扩展电路111～11n输出的I分量扩展频谱调制信号VI，从而输出一个I分量编码多路复用信号∑VI；一个混合器12q，该混合器通过混合由各扩展电路111～11n输出的Q分量扩展频谱调制信号VQ，从而输出一个Q分量编码多路复用信号∑VQ；分别限制编码多路复用信号∑VI，∑VQ的带宽的FIR型数字码片整形滤波器13i，13q；把各滤波器13i，13q的数字输出转换成模拟信号的DA转换器14i，14q；一个对I和Q分量的编码多路复用信号∑VI，∑VQ进行正交相移键控(QPSK)调制，并且输出调制信号的正交调制器15；一个放大正交调制器15的输出的功率放大器16；和一个天线17。
正交调制器15包括一个输出具有指定频率的载波cosωt的载波发生器15a，一个把载波相位偏移90°并输出-sinωt的90°移相器15b，一个把DA转换器14i的输出信号与cosωt相乘的乘法器15c，一个把DA转换器14q的输出信号与-sinωt相乘的乘法器15d，和一个混合乘法器15c和15d的输出的混合器15e。
图25是一个说明正交Gold编码产生器23b的结构的图例。编码产生器23b包括一个第一M(最大长度编码)序列产生器23b-1，一个第二M序列产生器23b-2，一个得到第一和第二M序列之间的异或的异或门23b-3，和一个把“0”加到异或门23b-3输出序列未端的加“0”单元23b-4。
第一M序列产生器23b-1具有一个6位移位寄存器SF1和一个异或门EOR1，通过执行由本原多项式X6+X+1表示的操作以产生M序列
        A＝{ai，i＝0，1，2...，N-2}并且把“0”加到M序列A的未端，从而产生由下述等式：
        U＝(a0，a1，a2...aN-2，0)＝(A，0)表示的具有序列长度N＝2n的序列U。
第二M序列产生器23b-2具有一个6位移位寄存器SF2和一个异或门EOR2，通过执行由本原多项式X6+X5+X3+X2+1表示的操作以产生M序列
        B＝{bi，i＝0，1，2...，N-2}并且把“0”加到M序列B的未端，从而产生由下述等式：
        Vj＝[Tj(b0，b1，b2...bN-2)，0]＝(TjB，0)表示的具有序列长度N＝2n的序列Vj，其中TjB是把序列B移动j位的结果。正交Gold码是从序列U，Vj产生的，并且由一个包含N个序列的序列组构成。
第一M序列产生器23b-1产生序列U(移位寄存器SF1的初值为000001)。而第二M序列产生器23b-2在移位寄存器SF2的初值为‘000000’的情况下产生序列B，并且通过把序列B移位(N-1)次产生序列Vj。接着，异或门23b-3得到序列U和Vj之间的异或并输出(N-1)项数据。在输出(N-1)项数据后，加“0”单元23b-4把“0”当作第N项数据输出，从而产生第一正交编码序列G1。
接着，第一M序列产生器23b-1产生序列U(移位寄存器SF1的初值为000001)。而第二M序列产生器23b-2在移位寄存器SF2的初值为‘000000’的情况下产生序列B，并且通过把序列B移位(N-2)次产生序列Vj。然后，异或门23b-3得到序列U和Vj之间的异或并输出(N-1)项数据。在输出(N-1)项数据后，加“0”单元23b-4把“0”当作第N项数据输出，从而产生第二正交编码序列G2。
此后，以类似的方式产生序列G3～GN。结果，得到了总共有N个序列G1～GN的一个序列组。这些编码的特点在于编码序列之间是正交的。图26说明了一个关于64个以上述方式产生的正交Gold编码序列的例子，其中每个序列的编码长度均为64位。每个序列最后的值均为“0”。
在已经使用具有同相导频的上述正交Gold编码进行编码多路复用的情况下，导频的多路复用信号被表示如下：
Figure C9711477000091
Figure C9711477000092
Figure C9711477000093
其中所涉及的数据为(-1，+1)。考虑该等式的右边。如图27所示，当产生正交Gold编码时，多路复用信号的振幅在“0”被作为第N项数据的部分具有最大值(“0”对应于-1电平)。其原因是由于CDMA中的多路复用信号的振幅(图24中混合器12i，12q的输出)是所有被多路复用的信道的电平总和，而最大值是在正交Gold编码是全“0”或全“1”时获得的。
这样，在插入导频类型的CDMA中，以逐帧的方式加入导频信号并且通过用于用户识别的正交编码(正交Gold编码)和一个pn序列对该导频信号进行扩展频谱调制。令n表示信道数量。在对n个已经产生的扩展频谱调制信号进行编码多路复用后，一个CDMA基站进行QPSK调制并发送所调制的信号。当在这样的基站中对n个信道的扩展频谱调制信号进行编码多路复用时，导频信号对各信道而言是公共的，并且各信道的导频信号的输出时序是相同的。因而，如图28所示，通过对扩展频谱调制信号进行n编码多路复用而获得的信号功率在导频信号的驻留点处达到峰值。这是一个问题，其中多路复用信号的这些尖峰相对于其它的站则表现为干扰。
另一个因素是功率放大器的输入/输出特征线性增长到某个输入电平，但在该电平被超过时就变成非线性的。图29说明了关于功率放大器的AM-AM特征(输入功率针对(vs.)增益的特征)的一个例子，而图30说明了关于功率放大器的AM-PM特征(输入功率针对相位的特征)的一个例子。通过这些特征曲线可以理解，只要输入功率很小，功率放大器的增益特征和相位特征是平滑的，并且输入/输出特征也是如此。在这些条件下也没有相位旋转。但是，当输入功率超过某个电平时，增益开始下降，形成相位迟滞并且各个特征变成非线性的。需要使用一个具有高功率效率的功率放大器，并且需要提高输入信号的平均功率电平。但是当提高输入信号的平均功率电平时，如图31所示，编码多路复用信号的峰值超出线性区域并且达到饱和，而导频信号位置上的峰值则受到限制。结果，当在接收端对该编码多路复用信号进行解扩展时，与其它数据的功率相比导频信号功率变得很小，导频检测错误增加并且不再能够识别相位旋转量。结果是不再能够正确解调数据。如果使用刚被减少的输入信号平均功率电平，则会出现功率放大器的功率效率下降的问题。
发明内容
因而，发明的一个目标是减少在编码多路复用信号中具有相同时序和诸如导频信号部分的相同信号部分的峰值。
本发明的另一个目标是减少干扰其它站点的无线电波的功率，从而增加系统容量。
本发明的又一个目标是有效使用功率放大器。
根据本发明，通过提供一个编码多路复用发送装置可以实现本发明的上述目标，其中该编码多路复用发送装置用彼此不同的扩展编码对多个信道的发送数据进行扩展频谱调制，组合各信道的扩展频谱调制信号并发送所得到的扩展频谱调制信号，该编码多路复用发送装置包括一个以逐个信道的方式把各信道的扩展频谱调制信号的信号点位置向量的相位偏移一个预定角度的移相器。
通过下面结合附图所进行的描述，本发明的其它特性和优点会变得更为清晰。
附图说明
图1是图示本发明的原理的模块图；
图2是说明基于本发明的第一实施例的编码多路复用发送器的结构的图例；
图3是有助于描述扩展频谱调制信号的位置向量的图例；
图4是描述相位偏移量的图例；
图5是有助于描述正交相移键控调制的符号位置的图例；
图6是描述一次相位偏移之后的符号值(VI’，VQ’)的图例；
图7是有助于描述在相位偏移量为2π·i/N时的导频符号位置的图例；
图8是说明基于本发明的第二实施例的编码多路复用发送器的结构的图例；
图9是有助于描述相位偏移控制值(相位偏移量)的图例；
图10是有助于描述相位偏移控制值(相位偏移量)的图例；
图11是有助于描述在相位偏移量为2π·i/N时的导频符号位置的图例；
图12是说明基于本发明的第三实施例的编码多路复用发送器的结构的图例；
图13是说明基于本发明的第四实施例的编码多路复用发送器的结构的图例；
图14是说明基于本发明的第五实施例的编码多路复用发送器的结构的图例；
图15是说明基于本发明的第六实施例的编码多路复用发送器的结构的图例；
图16是图示一个发送器的原理的模块图；
图17是有助于描述发送数据和一个扩展编码序列的瞬时波形的图例；
图18是有助于描述扩展频谱调制信号的频谱分布的图例；
图19是描述扩展比的图例；
图20是说明一个接收器的原理的图例；
图21是描述解扩展的图例；
图22是描述CDMA原理的图例；
图23是一个现有技术的CDMA发送器的结构的图例；
图24是描述帧的图例；
图25是说明一个正交Gold编码产生电路的结构的图例；
图26是描述正交Gold编码的图例；
图27是描述当多路复用正交编码时的振幅的图例；
图28是有助于描述当使用现有技术的方法时的多路复用信号的输出功率的图例；
图29是说明一个放大器的AM-AM特征的特征图；
图30是说明一个放大器的AM-PM特征的特征图；
图31是描述一个发送放大器的输出功率和在解扩展后的发送功率的图例。
具体实施方式
(A)本发明的综述
图1是有助于综述基于本发明的编码多路复用发送装置的图例。
第1～第n信道的扩展频谱调制单元511～51n均包含一个通过每隔预定项数的数据便把导频信号插入发送数据，从而产生一个帧信号的帧产生器61，一个产生扩展编码的扩展编码产生器63，一个用扩展编码对帧信号进行扩展频谱调制的扩展频谱调制器64，和一个以逐个信道的方式把各信道的扩展频谱调制信号的信号点位置向量的相位偏移一个预定角度的移相器65。编码多路复用产生器52多路复用各信道的扩展频谱调制信号，编码多路复用产生器52的输出被输入到一个诸如正交相移键控(QPSK)调制器的调制器55，调制器55的输出被提供给一个发送功率放大器56，而从放大器56放大的信号被输入到一个天线57。
除非同相偏移各信道的扩展频谱调制信号的信号点位置向量，否则导频信号在各信道上均是相同的，并且各信道上的导频信号的输出时序也是相同的。因而，通过编码多路复用各信道的扩展频谱调制信号而得到的信号(编码多路复用产生器52的输出信号)的功率在导频信号位置达到峰值，这些尖峰部分在其它站点上会产生干扰，并且功率放大器的功率效率也会下降。
因而，各信道的扩展频谱调制单元511～51n中的移相器65以逐个信道的方式把各信道的扩展频谱调制信号的信号点位置向量的相位偏移一个预定角度。例如，第i信道的移相器65使第i信道的相位偏移角度θ等于360°·i/N，并且把位置向量相位偏移到一个等于该相位偏移量θ的数量，其中N表示信道数量。可选地，各信道的移相器65存储对应于扩展编码的相位偏移量，获得一个与扩展频谱调制中使用的扩展编码一致的相位偏移量并把信号旋转一个等于相位偏移量的角度量。如果使用该方案，则以彼此相对的方式偏移各信道的扩展频谱调制单元511～51n输出的扩展频谱调制信号的信号点位置的相位，从而能够抑制编码多路复用信号的峰值，减少干扰波的功率并提高发送功率放大器56的功率效率。在这种情况下，可以针对所有发送数据和导频信号把扩展频谱调制信号的信号点位置向量的相位偏移一个预定角度，或者可以完全针对导频信号把扩展频谱调制信号的位置向量的相位偏移一个预定角度。
另外，在使用QPSK扩展频谱调制的情况下，相位偏移量为0，π/2，π或3π/2。更具体地，如果保持m＝mod(i，4)(其中m是在i除以4时的余数)，则(m·π/2)被用作第i个信道的相位偏移量。如果采用该方案，则能以简单的方式进行相位控制。
接收器将不能正确解调数据，除非被通知了相位偏移量。因而，接收器被一个专用于通知相位偏移量的控制信道或专用信道通知相位偏移量。另外，指示上述相位偏移量的数据被插入到各个帧中，并且这些数据和发送数据一起被发送到接收器。
并且，在帧信号以每次一位的方式被轮流分配，从而被转换成I分量数据和Q分量数据的情况下，用扩展编码对各I分量数据和Q分量数据进行扩展频谱调制，针对各I分量和Q分量多路复用各信道的扩展频谱调制信号，正交调制并发送I分量和Q分量的编码多路复用信号，在各信道的扩展频谱调制器和编码多路复用信号产生器之间提供移相器并且针对各信道把扩展频谱调制信号的I，Q矩形坐标系统中的信号点位置向量偏移一个预定角度。在这种情况下，移相器使第i信道的相位偏移角度θ等于360°·i/N，并且把信号点位置向量的相位偏移到一个等于该相位偏移量θ的数量，其中N表示信道数量。可选地，如果保持m＝mod(i，4)(其中m是在i除以4时的余数)，则(m·π/2)被用作第i个信道的相位偏移量。
(B)第一实施例
图2是说明诸如在移动无线通信中使用的基站的，基于本发明的第一实施例的编码多路复用发送器的结构的图例。这是一个针对QPSK被用作普通窄带调制的情况的实施例。
如图2所示，第1～第n信道的扩展频谱调制单元511～51n均包含一个通过每隔预定项数的数据便把导频信号插入发送数据，从而产生一个帧信号的帧产生器61，一个把帧数据转换成并行数据的串行/并行转换器62，产生扩展编码Ci(i＝1，2...，n)的扩展编码产生器63，用扩展编码Ci对帧数据进行扩展频谱调制的扩展频谱调制器电路64，和针对各信道把扩展频谱调制信号的信号点位置向量的相位偏移一个预定角度θ的移相器65。
帧产生器61包括一个产生串行发送数据Di(i＝1，2...，n)的发送数据产生器61a，一个产生与一个基站正交(perpendicular)的导频信号P的导频信号产生器61b，和一个每隔预定的位数便把串行数据Di构成数据块并且把导频信号插入到各数据块的开始和结束，从而生成数据帧的帧形成单元61c。各扩展频谱调制器511～51n的帧产生器61以相同的时序把相同的导频信号P插入发送数据。
S/P转换器62以每次一位的方式轮流分配帧数据(导频信号和发送数据)，从而把帧数据转换成I分量(同相分量)数据DI和Q分量(正交分量)数据DQ。扩展编码产生器63包括一个产生仅由基站使用的pn序列(长扩展编码)的pn序列产生器63a，一个产生用于用户识别的正交Gold编码(短扩展编码)的正交Gold编码产生器63b，一个得到pn序列和正交Gold编码之间的异或并输出所得到的编码Ci(i＝1，2...，n)的EX-OR门63c。扩展电路64包括通过分别得到I分量数据DI和编码CI，Q分量数据DQ和编码CI之间的异或，从而进行扩展频谱调制的EX-OR门64a，64b。应当注意，由于“1”是电平1而“0”是电平-1，所以信号之间的异或与其乘积相同。
针对各信道，移相器65把扩展频谱调制信号的信号点位置向量偏移一个预定角度θ。如果在复合平面上标出I和Q分量的扩展频谱调制信号DI，DQ，则结果如图3所示，其中可以看出结果向量V是扩展频谱调制信号的信号点位置向量。
编码多路复用信号的尖峰在多路复用扩展导频信号的部分出现。因而，如图4所示，各信道的扩展频谱调制信号的信号点位置向量被旋转(偏移)了角度0，π/2，π或3π/2，从而分散了各信道的导频信号的信号点位置。更具体地，根据等式
       θ＝(π/2)·mod(i，4)    (1)得到N个信道中的第i个信道的相位偏移量θ，并且把扩展频谱调制信号的信号点位置向量V旋转一个相位偏移量θ，其中mod(i，4)是在i除以4时得到的余数。根据等式(1)，第0个信道的相位偏移量是0，第1个信道的相位偏移量是π/2，第2个信道的相位偏移量是π，第3个信道的相位偏移量是3π/2，等等。
移相器65包括一个根据等式(1)的操作计算第i个信道的相位偏移量θ的相位控制器65a，和根据下面等式(2)和(3)计算通过旋转θ而得到的信号点位置向量V的I和Q分量(符号)VI，VQ的算法单元65b，65c：
       VI′＝VI·cosθ-VQ·sinθ    (2)
       VQ′＝VI·cosθ+VQ·sinθ    (3)
如图5所示，如果通过把QPSK调制中的符号(00)放在第一象限，把符号(10)放在第二象限，把符号(11)放在第三象限，把符号(01)放在第四象限，并且用+1电平表示“1”和-1电平表示“0”来进行等式(2)和(3)的操作，则经过相位量0，π/2，π和3π/2的旋转的符号(VI，VQ)如图6所示。圆括号中的数值是电平。因而，可以在前述的存储器中存储如图6所示的，给出旋转前的符号(VI，VQ)和经过旋转各相位偏移量之后的符号(VI，VQ)之间的对应关系的对应表。这使得能够在不执行等式(2)和(3)的操作的情况下根据对应表得到信号点位置向量V的相位偏移I和Q分量VI和VQ。
再次参照图2，混合器52i通过混合由各扩展电路511～51n输出的I分量扩展频谱调制信号，从而输出一个I分量编码多路复用信号∑VI，而混合器52q通过混合由各扩展电路511～51n输出的Q分量扩展频谱调制信号，从而输出一个Q分量编码多路复用信号∑VQ。FIR型数字码片整形滤波器53i，53q分别限制编码多路复用信号∑VI，∑VQ的带宽，而DA转换器54i，54q把各滤波器53i，53q的数字输出转换成模拟信号。正交调制单元55对I和Q分量的编码多路复用信号∑VI，∑VQ进行QPSK调制，并且输出调制信号，功率放大器56放大正交调制单元55的输出，而天线57发送功率放大器的输出。
正交调制单元55包括一个输出具有指定频率的载波cosωt的载波发生器55a，一个把载波相位偏移90°并输出-sinωt的90°移相器55b，一个把DA转换器54i的输出信号与cosωt相乘的乘法器55c，一个把DA转换器54q的输出信号与-sinωt相乘的乘法器55d，和一个混合乘法器55c和55d的输出的混合器55e。
根据第一实施例，可以通过这样的安排，使得各信道的移相器65把扩展频谱调制信号的信号点位置向量的相位偏移等式(1)给出的角度0，π/2，π，3π/2。结果，导频信号部分被分割成四个部分。因而，可以减少在多路复用信号的导频信号部分上的峰值和干扰其它站点的无线电波的功率，并且可以增加系统的容量。另外，可以使多路复用信号的峰值变得很小的事实，使得能够提高到达发送功率放大器56的输入信号的平均功率，从而能够有效地使用功率放大器。
前面是针对把相位偏移量定为等式(1)给出的角度0，π/2，π和3π/2，并且多路复用信号的导频信号部分被分割成四个部分的情况。但是，可以使用导频信号部分被分成N(＞4)个部分的方案以增强尖峰抑制的效果。更具体地，可以通过这样的安排，使得移相器65的相位控制器65a根据等式
      θ＝360°·i/N(i＝0，1，...)    (4)计算第i个信道(第i个用户)的相位偏移量θ(其中N表示信道数量)，并且算法单元65b，65c执行等式(2)，(3)的操作，对信号点位置向量加以旋转(偏移相位)。如果使用该方案，则可以使各信道的相位偏移量彼此不同。结果，可以使多路复用信号的导频信号部分被分成N个部分，使得能够满意地抑制在导频信号部分上的多路复用信号的峰值。
图7是有助于描述在导频符号为00的情况下各信道的导频符号位置的图例。这里A是描述在不进行常规相位控制的情况下的导频符号位置的图例，而B是描述在根据本发明以等式(4)给出的角度进行相位偏移的情况下各信道的导频符号位置的图例。在使用常规方法的情况下，导频符号位置重叠起来并且在多路复用信号的导频信号部分产生大的尖峰。相比之下，在使用本发明的方法的情况下，导频符号位置不被重叠，因而在导频信号部分不产生大的尖峰。
(C)第二实施例
图8是说明基于本发明的第二实施例的编码多路复用发送器的结构的图例。这是一个针对QPSK调制被用于普通窄带调制的情况的实施例。用类似的索引字母表示与图2所示的第一实施例中的元素相同的元素。
第一实施例涉及对编码多路复用信号中所有发送数据和导频信号的信号点位置向量的相位加以旋转的情况。在第二实施例中，只旋转导频信号的信号点位置向量。
图8的第二实施例与图2的第一实施例的不同之处在于
(1)导频产生器61b把指示导频信号时延的导频位置信号PPS输入到移相器65，及
(2)移相器65在导频位置信号PPS处于高电平时进行相位旋转控制，从而根据等式(1)～(3)旋转导频符号(导频信号点向量)的相位。
图9是有助于描述一个相位控制值(相位偏移量)的图例。图9图示了通过等式(1)给出的角度0，π/2，π，3π/2，完全对扩展频谱调制信号的导频信号部分进行的相位旋转控制。在数据部分不控制相位角。
前面是针对把相位偏移量定为等式(1)给出的角度0，π/2，π，3π/2，从而把导频信号部分分割成四部分的情况进行描述的。但是，通过把导频信号部分分成N个部分还可以增强尖峰抑制的效果。更具体地，可以通过这样的安排，使得移相器65的相位控制器65a根据等式(4)计算第i个信道(第i个用户)的相位偏移量θ(其中N表示信道数量)，并且算法单元65b，65c执行等式(2)，(3)的操作，对扩展频谱调制信号的导频信号部分的信号点位置向量加以旋转(偏移相位)。
图10是有助于描述一个相位控制值(相位偏移量)的图例。图10图示了通过等式(4)给出的角度θ0-θN-1，完全对扩展频谱调制信号的导频信号部分进行的相位旋转控制。在数据部分不控制相位角。
图11是有助于描述在导频符号为00的情况下各信道的导频符号位置的图例。这里A是描述在不进行常规相位控制的情况下的导频符号位置的图例，而B是描述在根据本发明以等式(4)给出的角度进行相位偏移控制的情况下各信道的导频符号位置的图例。在使用常规方法的情况下，导频符号位置重叠起来并且在多路复用信号的导频信号部分产生大的尖峰。相比之下，在使用本发明的方法的情况下，导频符号位置不被重叠，因而在导频信号部分不产生大的尖峰。
如果采用该方案，则可以使各信道的相位偏移量彼此不同。结果，可以使多路复用信号的导频信号部分被分成N个部分，使得能够满意地抑制在导频信号部分上的多路复用信号的峰值。
(D)第三实施例
在第一和第二实施例中，是根据等式(1)或等式(4)来计算相位偏移量的。在第三实施例中，相位偏移量与正交Gold编码(短编码)之间具有1∶1的对应关系，获取与在扩展频谱调制中使用的正交Gold编码一致的相位偏移量，并且把信号点位置向量的相位偏移该相位偏移量。
图12是说明基于本发明的第三实施例的编码多路复用发送器的结构的图例。用类似的索引字母表示与图2所示的第一实施例中的元素相同的元素。图12的第三实施例与图2的第一实施例的不同之处在于
(1)提供导频相位信息存储表66并存储正交Gold编码识别号和导频相位偏移量之间的对应表，
(2)移相器65根据对应表获得对应于在扩展频谱调制中使用的正交Gold编码的相位偏移量，并且以该相位偏移量控制信号点位置向量的旋转。
下面的等式给出了对应于一个第i个正交Gold编码的相位偏移量θ：
      θ＝(i-1)·2π/M        (5)其中M表示正交Gold编码的数量。因而，也可以采用一种方案，其中相位控制器65a在不使用一张表的情况下通过执行等式(5)的操作可以确定相位偏移量θ。
根据第三实施例，根据用于用户识别的正交Gold编码来确定相位偏移量。这意味着用户只需被通知正交Gold编码，而分别向用户通知相位偏移量是不必要的。这使得能够消除通知相位偏移量的控制。
(E)第四实施例
在发送器端，信号点位置向量已经加以旋转(符号位置已被相位偏移)的情况下，不能精确地检测导频，并且不能在接收端进行精确的数据重构，除非让接收器识别出相位偏移量。因而，第四实施例被加以改进，使得能够把相位偏移量通知给接收器。
图13是说明基于本发明的第四实施例的，具有通知相位偏移量的装置的编码多路复用发送器的结构的图例。用类似的索引字母表示与图2所示的第一实施例中的元素相同的元素。该发送器包括一个控制信道的扩展频谱调制单元71。在81示出了一个移动站(MS)。
控制信道的扩展频谱调制单元71包括一个控制信息产生器71a，一个导频产生器71b，一个帧形成单元71c，一个S/P转换器71d，一个产生已知的用于控制信道的正交Gold编码的正交Gold编码产生器71e，和一个扩展电路71f。控制信息产生器71a获取和产生诸如(1)一个指定各信道中使用的正交Gold编码的数码和(2)各信道中的相位偏移量θ的控制信息。帧形成单元71c每隔预定的位数便把控制数据构成数据块并且把导频信号P插入到各数据块的开始和结束，从而生成数据帧。S/P转换器71d以每次一位的方式轮流分配帧数据(导频信号和控制数据)，从而把帧数据转换成I分量(同相分量)数据D1和Q分量(正交分量)数据DQ。扩展电路71f的EX-OR门71fI，71fQ通过分别得到I分量数据DI和正交Gold编码，Q分量数据数据DQ和正交Gold编码之间的异或从而进行扩展频谱调制。
根据本发明的第四实施例，一个信道被用作控制信道，并且使用该信道把诸如用于识别用户的正交Gold编码识别号和各用户信道中的相位偏移量θ的控制信息发送到接收器端。
由于在移动站(在终端一边)81中已经知道用于控制信道中的正交Gold编码和插入到帧中的导频信号，所以移动站使用已知的正交Gold编码检测导频，得到控制信道的扩展频谱调制信号发送路径中的相位偏移量θ，并且接着通过用所得到的偏移量(＝θ)恢复出所接收的经过调制的扩展频谱调制信号的相位来进行解扩展，从而对数据进行解调。结果，移动站81能够得到用于识别用户的正交Gold编码识别号和来自控制信道的相位旋转信息(相位偏移量θi)。
因而，移动站81对从基站发送的编码多路复用信号进行QPSK解调处理，通过沿相反的方向把扩展频谱调制信号的I和Q分量(信号点位置向量)旋转经过控制信道通知过来的相位偏移量θi，将这些分量恢复成初始的分量，并且通过解扩展对导频信号和发送数据进行解调。
象在第二实施例中那样，对于在发送端完全对导频信号部分进行相位旋转的情况，通过在接收时沿相反的方向旋转已经通知过来的相位偏移量，只恢复出导频信号部分的信号点位置向量，并且通过解扩展对导频信号和发送数据进行解调。
一种可选的向移动站一边发送相位信息的方法是准备一个与控制信道分离的专用信道，以便通过该信道通知相位信息并给出相位信息的通知。
(F)第五实施例
在第四实施例中，通过给出相位信息通知的控制信道或专用信道向接收器通知相位偏移量。在第五实施例中，通过一个不同于编码多路复用信号的频率向移动站通知相位信息。
图14是说明第五实施例的结构的图例，其中用类似的索引字母表示与图2所示的第一实施例中的元素相同的元素。
发送器包括一个给出相位信息通知的发送器91。在81上示出了移动站(MS)。
通知相位信息的发送器91包括一个扩展频谱调制单元92，码片整形滤波器93i，93q，DA转换器94i，94q，一个使用不同于正交调制器55的频率的频率cosω1t，sinω1t进行正交调制的QPSK正交调制器95，一个发送功率放大器96和一个天线97。扩展频谱调制单元92包括一个相位信息产生器91a，一个导频产生器91b，一个帧形成单元91c，一个S/P转换器91d，一个产生已知正交Gold编码的正交Gold编码产生器91e，和一个扩展电路91f。相位信息产生器91a获取各信道中(各用户)的相位偏移量θi并产生相位信息。帧形成单元91c每隔预定的位数便把相位数据构成数据块并且把导频信号P插入到各数据块的开始和结束，从而生成数据帧。S/P转换器91d以每次一位的方式轮流分配帧数据(导频信号和相位数据)，从而把帧数据转换成I分量(同相分量)数据DI和Q分量(正交分量)数据DQ。扩展电路91f的EX-OR门91fI，91fQ通过分别得到I分量数据DI和正交Gold编码，Q分量数据数据DQ和正交Gold编码之间的异或从而进行扩展频谱调制。
由于在移动站(在终端一边)81中已经知道通知相位信息的频率，用于相位信息通知中的正交Gold编码和插入到帧中的导频信号，所以移动站从已知的相位信息通知频率得到相位信息(相位偏移量)。因而移动站81把接收频带切换到编码多路复用信号带宽，对从基站发送的编码多路复用信号进行QPSK解调处理，通过沿相反的方向把扩展频谱调制信号的I和Q分量(信号点位置向量)旋转上述相位偏移量，将这些分量恢复成初始的分量，并且通过解扩展对导频信号和发送数据进行解调。
(G)第六实施例
在第四实施例中，通过控制信道或专门给出相位信息通知的专用信道向接收器通知相位偏移量。但在第六实施例中，各信道的相位信息(相位偏移量)被插入到一个帧中并且和导频信号及发送数据一起被发送出去。
图15是说明第六实施例的结构的图例，其中用类似的索引字母表示与图2所示的第一实施例中的元素相同的元素。该实施例不同于第一实施例的方面在于
(1)在帧产生器61中提供相位信息产生器61d；
(2)从移相器65把相位偏移量θi输入到相位信息产生器61d；
(3)帧形成单元61c通过每隔预定的位数便把串行发送数据构成数据块，把导频信号插入到各数据块的开始和结束，并且在导频信号之后插入相位信息来形成帧。
最初基站是在没有旋转向量(没有进行相位控制)的情况下发送扩展频谱调制信号的信号点位置向量的。移动站81建立基站和移动站之间的同步，接着检测帧中的相位信息(相位偏移量θ1)，并且沿相反方向把解调的扩展频谱调制信号的I和Q分量(信号点位置向量)旋转所检测的相位偏移量θi。另一方面，基站的移相器65通过合适地选择移动站检测相位偏移量θi的时序把扩展频谱信号的信号点位置向量旋转相位偏移量θi，而正交调制单元55对编码多路复用信号进行QPSK调制并接着发送调制信号。结果，移动站通过沿相反的方向把扩展频谱调制信号的I和Q分量(信号点位置向量)旋转所检测的相位偏移量θi，从而能够将这些分量恢复成初始的分量，并且能够通过解扩展对导频信号和发送数据进行解调。
根据第六实施例，在检测到相位信息之前不进行相位控制。但在检测到相位信息之后进行相位控制，使得能够抑制编码多路复用信号的尖峰。
根据本发明，可以通过这样的安排，使得各信道把扩展频谱调制信号的信号点位置向量的相位偏移一个预定角度。结果，即使各信道的帧产生器以相同的时序产生了相同的导频，各信道的扩展频谱调制器输出的扩展频谱调制信号的导频信号部分的相位也会彼此交错并散布开来，从而能够抑制编码多路复用信号的峰值，减少干扰电波的功率并提高发送功率放大器的功率效率。
另外，根据本发明，在使用QPSK扩展频谱调制的情况下相位偏移量被定为0，π/2，π和3π/2。结果，可以以简单的方式进行相位控制。
另外，根据本发明，通过使第i个信道的相位偏移量θi等于i·2π/N可以使各信道中的相位偏移量彼此不同。这使得能够分散编码多路复用信号的导频信号部分，从而增大了峰值的抑制量。
另外，根据本发明，可以通过这样的安排，使得能够通过控制信道或专门给出相位信息通知的专用信道向接收器一边通知各信道的相位偏移量。结果，接收器能够正确地解调导频符号和数据符号。
另外，根据本发明，可以通过这样的安排，使得能够把通知相位偏移量的数据插入到一个帧中并且和发送数据一起被发送到接收器。结果，通过简单的控制可以把表示相位偏移量的数据通知到接收器端。
另外，根据本发明，相位偏移量与上述扩展编码(正交Gold编码)之间具有1∶1的对应关系，并且移相器获取与在扩展频谱调制中使用的正交Gold编码一致的相位偏移量，并且把信号点位置向量的相位旋转该相位偏移量。结果，可以以简单的方式确定相位偏移量。并且，接收器端只需被通知最初需要的，在解扩展时使用的扩展编码(正交Gold编码)，并且没有必要分别通知相位偏移量。结果，可以消除对给出相位偏移量通知的控制，从而简化了控制。
在不脱离本发明的本质和范围的前提下可以得到许多具有广泛差异的有关本发明的实施例，应当理解除了在所附权利要求书中定义的之外，本发明并不仅限于上述具体的实施例。

Claims (10)

1.一种编码多路复用发送装置，该装置使用彼此不同的扩展编码对各信道的发送数据进行扩展频谱调制，混合各信道的扩展频谱调制信号并发送所得到的扩展频谱调制信号，其中包括：
一个为各信道提供的输出相应的扩展频谱调制信号的扩展频谱调制单元；
分别多路复用由扩展频谱调制单元输出的各信道的扩展频谱调制信号的同相分量和正交分量的多路复用器；
正交调制同相和正交分量的编码多路复用信号的正交调制器；
发送由上述正交调制器调制的信号的发送器；
上述各信道的扩展频谱调制单元包括：
将发送数据转换为同相分量数据和正交分量数据的装置；
用扩展编码分别对同相分量数据和正交分量数据进行扩展频谱调制的装置；
把扩展频谱调制信号的同相，正交矩形坐标系统中的信号点位置向量偏移一个预定角度的移相器。
2.如权利要求1所述的装置，其中上述移相器只在各信道的扩展频谱调制信号携带具有相同时序的相同数据的情况下，把各信道的扩展频谱调制信号的信号点位置向量的相位偏移一个预定角度。
3.如权利要求2所述的装置，其中上述移相器使第i信道的相位偏移量θ等于360°·i/N，其中N表示信道数量。
4.如权利要求2所述的装置，其中相位偏移量与扩展编码之间具有1∶1的对应关系，而上述移相器获取与在扩展频谱调制中使用的扩展编码一致的相位偏移量，并且把信号点位置向量的相位偏移该相位偏移量。
5.如权利要求2所述的装置，其中还包括通过控制信道或专门给出相位偏移量通知的专用信道向接收器一边通知各信道的相位偏移量的装置。
6.如权利要求2所述的装置，其中还包括：
把向接收器一边通知相位偏移量的数据插入到发送数据中的装置；
向接收器一边发送表示相位偏移量的数据和发送的数据的装置。
7.如权利要求1所述的装置，其中上述移相器在进行QPSK扩展频谱调制的情况下使预定角度等于0，π/2，π或3π/2。
8.如权利要求7所述的装置，其中m·π/2被用作第i个信道的相位偏移量，并且保持m＝mod(i，4)。
9.如权利要求8所述的装置，其中上述移相器只在各信道的扩展频谱调制信号携带具有相同时序的相同数据的情况下，把各信道的扩展频谱调制信号的信号点位置向量的相位偏移一个预定角度。
10.如权利要求1所述的装置，其中上述移相器根据所使用的信道数量确定信号点的数量。
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