JPH10172777A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH10172777A JPH10172777A JP8334278A JP33427896A JPH10172777A JP H10172777 A JPH10172777 A JP H10172777A JP 8334278 A JP8334278 A JP 8334278A JP 33427896 A JP33427896 A JP 33427896A JP H10172777 A JPH10172777 A JP H10172777A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】放電灯を他励制御のインバータ回路により高周
波点灯する放電灯点灯装置において、放電灯の不点灯や
無負荷状態による進相電流に対して、複雑な検出回路や
制御回路を用いることなく、容易にインバータ回路の破
壊を防止する。 【解決手段】商用交流電源を直流に変換した直流電源Ｖ
ｄｃをスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 により高周波に変換
する他励式インバータ回路１と、放電灯１１とＬＣ共振
回路を含む負荷を有し、ＬＣ共振回路の共振周波数ｆ0
とインバータの動作発振周波数ｆ1 の関係がｆ0 ＞ｆ1
の関係にある放電灯点灯装置において、動作発振周波数
ｆ1 で放電灯１１が不点灯の場合に生じる進相電流を遅
れ位相の電流で補正する手段（インダクタＬ5 とコンデ
ンサＣ9 ）を設けた。
波点灯する放電灯点灯装置において、放電灯の不点灯や
無負荷状態による進相電流に対して、複雑な検出回路や
制御回路を用いることなく、容易にインバータ回路の破
壊を防止する。 【解決手段】商用交流電源を直流に変換した直流電源Ｖ
ｄｃをスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 により高周波に変換
する他励式インバータ回路１と、放電灯１１とＬＣ共振
回路を含む負荷を有し、ＬＣ共振回路の共振周波数ｆ0
とインバータの動作発振周波数ｆ1 の関係がｆ0 ＞ｆ1
の関係にある放電灯点灯装置において、動作発振周波数
ｆ1 で放電灯１１が不点灯の場合に生じる進相電流を遅
れ位相の電流で補正する手段（インダクタＬ5 とコンデ
ンサＣ9 ）を設けた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯を他励制御
のインバータ回路により高周波点灯する放電灯点灯装置
に関するものである。
のインバータ回路により高周波点灯する放電灯点灯装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、複数灯の放電灯を高周波点灯する
装置において、放電灯の点灯状態を検出し、放電灯が例
えば寿命末期に異常点灯状態となったときに、高周波発
生装置の出力を停止あるいは制限することが提案されて
いる（実公昭６１−１５５９８号又は特開平２−２４４
５９８号等）。しかしながら、ひとつの高周波発生装置
で多数の放電灯を点灯させる場合、ランプ外し（すなわ
ち１灯無負荷）の状態において、上記のように高周波発
生装置の出力を停止あるいは制限すると、残りの正常な
ランプも同様の動作となる。故に、多数の放電灯を点灯
させる場合は、無負荷時に点灯モードが変化しないよう
に点灯状態を検知する必要がある。
装置において、放電灯の点灯状態を検出し、放電灯が例
えば寿命末期に異常点灯状態となったときに、高周波発
生装置の出力を停止あるいは制限することが提案されて
いる（実公昭６１−１５５９８号又は特開平２−２４４
５９８号等）。しかしながら、ひとつの高周波発生装置
で多数の放電灯を点灯させる場合、ランプ外し（すなわ
ち１灯無負荷）の状態において、上記のように高周波発
生装置の出力を停止あるいは制限すると、残りの正常な
ランプも同様の動作となる。故に、多数の放電灯を点灯
させる場合は、無負荷時に点灯モードが変化しないよう
に点灯状態を検知する必要がある。
【０００３】図９に従来例の具体的な回路図を示す。こ
の回路では、直流電源Ｖｄｃにスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 を直列に接続し、スイッチング素子Ｑ2 の両端に、
コンデンサＣ1 、インダクタＬ1 を介して、蛍光灯１１
とコンデンサＣ5 の並列回路が接続され、直流を高周波
の交流に変換するインバータ回路１が構成されている。
各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、制御回路２より交
互にオン・オフさせる制御信号が供給されている。ま
た、スイッチング素子Ｑ2 の両端には、図のように、他
の３つの負荷回路が接続されており、それぞれ独立した
放電灯１２〜１４を含む共振回路が構成されている。
の回路では、直流電源Ｖｄｃにスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 を直列に接続し、スイッチング素子Ｑ2 の両端に、
コンデンサＣ1 、インダクタＬ1 を介して、蛍光灯１１
とコンデンサＣ5 の並列回路が接続され、直流を高周波
の交流に変換するインバータ回路１が構成されている。
各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、制御回路２より交
互にオン・オフさせる制御信号が供給されている。ま
た、スイッチング素子Ｑ2 の両端には、図のように、他
の３つの負荷回路が接続されており、それぞれ独立した
放電灯１２〜１４を含む共振回路が構成されている。
【０００４】上記個別の共振回路について、インバータ
回路の発振周波数と共振電流の関係を説明すると、図２
に示すようになる。放電灯が外されている場合は、共振
回路がオープンとなり、共振電流は流れない。放電灯が
点灯している場合は、図２の共振カーブに相当し、点
灯周波数ｆ1 に対して、ＩB の電流が流れる。その電流
波形を図１０（ｂ）に示す。また、ランプが装着された
瞬間では、図２の共振カーブとなり、共振電流ＩA と
なる。その電流波形を図１０（ａ）に示す。この電流波
形は、一般に進相波形と呼ばれ、この電流がスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ 2 に流れると、図１０（ｄ）のように、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が同時にオンする期間が生
じ、ストレスが大きくなるという問題がある。図１０
（ｃ）はスイッチング素子Ｑ2 の両端電圧Ｖｄｓであ
り、図１０（ｄ）はスイッチング素子Ｑ2 に流れる電流
である。
回路の発振周波数と共振電流の関係を説明すると、図２
に示すようになる。放電灯が外されている場合は、共振
回路がオープンとなり、共振電流は流れない。放電灯が
点灯している場合は、図２の共振カーブに相当し、点
灯周波数ｆ1 に対して、ＩB の電流が流れる。その電流
波形を図１０（ｂ）に示す。また、ランプが装着された
瞬間では、図２の共振カーブとなり、共振電流ＩA と
なる。その電流波形を図１０（ａ）に示す。この電流波
形は、一般に進相波形と呼ばれ、この電流がスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ 2 に流れると、図１０（ｄ）のように、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が同時にオンする期間が生
じ、ストレスが大きくなるという問題がある。図１０
（ｃ）はスイッチング素子Ｑ2 の両端電圧Ｖｄｓであ
り、図１０（ｄ）はスイッチング素子Ｑ2 に流れる電流
である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】具体的に図９の回路図
において、各負荷回路の放電灯及び共振回路が同じとし
た場合、１灯が外れて３灯で点灯している状態から、外
れた放電灯を挿入した瞬間は、３ＩB ＋ＩA の電流とな
り、トータルとして遅れ位相の波形となるが、放電灯が
全灯外れた状態からいずれかの放電灯を挿入した瞬間は
電流ＩA のみとなり、スイッチング素子には進相の電流
が流れ、スイッチング素子のストレスが大きくなる、と
いう問題がある。
において、各負荷回路の放電灯及び共振回路が同じとし
た場合、１灯が外れて３灯で点灯している状態から、外
れた放電灯を挿入した瞬間は、３ＩB ＋ＩA の電流とな
り、トータルとして遅れ位相の波形となるが、放電灯が
全灯外れた状態からいずれかの放電灯を挿入した瞬間は
電流ＩA のみとなり、スイッチング素子には進相の電流
が流れ、スイッチング素子のストレスが大きくなる、と
いう問題がある。
【０００６】しかし、上述のような従来例によれば、不
点灯による進相電流や無負荷状態をそれぞれ検出回路に
より検出し、インバータ回路の周波数を制御したり、動
作を停止したりすることは、その検出方法が容易ではな
く、また、検出回路が大変複雑になるという解決すべき
課題があることに着目されるべきである。本発明はこの
ような解決すべき課題に着目したものであり、不点灯に
よる進相電流や無負荷状態において、検出回路を用いて
インバータ回路の周波数を制御したり、動作を停止した
りすることなく、容易にインバータ回路の破壊を防止し
た放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
点灯による進相電流や無負荷状態をそれぞれ検出回路に
より検出し、インバータ回路の周波数を制御したり、動
作を停止したりすることは、その検出方法が容易ではな
く、また、検出回路が大変複雑になるという解決すべき
課題があることに着目されるべきである。本発明はこの
ような解決すべき課題に着目したものであり、不点灯に
よる進相電流や無負荷状態において、検出回路を用いて
インバータ回路の周波数を制御したり、動作を停止した
りすることなく、容易にインバータ回路の破壊を防止し
た放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、商用交流
電源を直流に変換する直流電源Ｖｄｃと、前記直流電源
をスイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 により高周波に変換する
他励式インバータ回路１と、放電灯１１とＬＣ共振回路
を含む負荷を有し、前記ＬＣ共振回路の共振周波数ｆ0
と前記インバータ回路１の動作発振周波数ｆ1 の関係が
ｆ0 ＞ｆ1 の関係にある放電灯点灯装置において、前記
動作発振周波数ｆ1 で放電灯１１が不点灯の場合に生じ
る進相電流を遅れ位相の電流で補正する手段（インダク
タＬ5 とコンデンサＣ9 ）を設けたことを特徴とするも
のである。
の課題を解決するために、図１に示すように、商用交流
電源を直流に変換する直流電源Ｖｄｃと、前記直流電源
をスイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 により高周波に変換する
他励式インバータ回路１と、放電灯１１とＬＣ共振回路
を含む負荷を有し、前記ＬＣ共振回路の共振周波数ｆ0
と前記インバータ回路１の動作発振周波数ｆ1 の関係が
ｆ0 ＞ｆ1 の関係にある放電灯点灯装置において、前記
動作発振周波数ｆ1 で放電灯１１が不点灯の場合に生じ
る進相電流を遅れ位相の電流で補正する手段（インダク
タＬ5 とコンデンサＣ9 ）を設けたことを特徴とするも
のである。
【０００８】
【実施の形態】図１の実施形態は、図示しない商用交流
電源から整流平滑して得られた直流電源電圧Ｖｄｃを高
周波に変換して放電灯１１に供給する他励制御のインバ
ータ回路１において、このインバータ回路１のインダク
タＬ1 、コンデンサＣ1 および予熱用コンデンサＣ5 の
共振周波数ｆ0 と動作発振周波数ｆ1 の関係が、図２に
示すようにｆ0 ＞ｆ1 という関係であり、インバータ回
路１のスイッチング素子Ｑ2 の両端にインダクタＬ5 と
コンデンサＣ9 の直列回路を並列に接続する回路を備
え、動作発振周波数ｆ1 において、このインダクタＬ5
とコンデンサＣ9 を介して流れる電流と放電灯１１が不
点灯の場合に生じる進相電流とが合成されることによ
り、前記インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 及び
Ｑ2 に進相電流が流れないように、あるいは、この進相
電流による過大なストレス（異常発熱など）が低減され
たスイッチング波形とするものである。
電源から整流平滑して得られた直流電源電圧Ｖｄｃを高
周波に変換して放電灯１１に供給する他励制御のインバ
ータ回路１において、このインバータ回路１のインダク
タＬ1 、コンデンサＣ1 および予熱用コンデンサＣ5 の
共振周波数ｆ0 と動作発振周波数ｆ1 の関係が、図２に
示すようにｆ0 ＞ｆ1 という関係であり、インバータ回
路１のスイッチング素子Ｑ2 の両端にインダクタＬ5 と
コンデンサＣ9 の直列回路を並列に接続する回路を備
え、動作発振周波数ｆ1 において、このインダクタＬ5
とコンデンサＣ9 を介して流れる電流と放電灯１１が不
点灯の場合に生じる進相電流とが合成されることによ
り、前記インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 及び
Ｑ2 に進相電流が流れないように、あるいは、この進相
電流による過大なストレス（異常発熱など）が低減され
たスイッチング波形とするものである。
【０００９】図３（ａ）はインダクタＬ5 とコンデンサ
Ｃ9 が無い場合のランプ挿入時のスイッチング素子Ｑ2
に流れる電流波形、図３（ｂ）はインダクタＬ5 とコン
デンサＣ9 を介して流れる電流波形を示しており、図３
（ｃ）はインダクタＬ5 とコンデンサＣ9 が有る場合の
ランプ挿入時のスイッチング素子Ｑ2 に流れる電流波形
を示している。このインダクタＬ5 とコンデンサＣ9 を
介して流れる電流により、放電灯１１が取り外された場
合（いわゆる無負荷時）におけるインバータ回路１のス
イッチング素子Ｑ1 及びＱ2 への過大なストレス（異常
発熱など）を低減することが可能である。同様の効果
は、インダクタＬ5 とコンデンサＣ9 の直列回路をスイ
ッチング素子Ｑ2 ではなく、スイッチング素子Ｑ1 の両
端に接続しても得られる。
Ｃ9 が無い場合のランプ挿入時のスイッチング素子Ｑ2
に流れる電流波形、図３（ｂ）はインダクタＬ5 とコン
デンサＣ9 を介して流れる電流波形を示しており、図３
（ｃ）はインダクタＬ5 とコンデンサＣ9 が有る場合の
ランプ挿入時のスイッチング素子Ｑ2 に流れる電流波形
を示している。このインダクタＬ5 とコンデンサＣ9 を
介して流れる電流により、放電灯１１が取り外された場
合（いわゆる無負荷時）におけるインバータ回路１のス
イッチング素子Ｑ1 及びＱ2 への過大なストレス（異常
発熱など）を低減することが可能である。同様の効果
は、インダクタＬ5 とコンデンサＣ9 の直列回路をスイ
ッチング素子Ｑ2 ではなく、スイッチング素子Ｑ1 の両
端に接続しても得られる。
【００１０】図４は本発明を多灯用に用いた例であり、
従来例の図９に対して、上記課題を解決したものであ
る。例えば、直流電源Ｖｄｃ：１８０Ｖ、Ｃ5 〜Ｃ9 ：
０．２２μＦ、Ｌ1 〜Ｌ5 ：６５０μＨ、ランプ１１〜
１４：ＦＬ２０ＳＳ／１８、発振周波数：５３ＫＨｚで
動作させるものとする。
従来例の図９に対して、上記課題を解決したものであ
る。例えば、直流電源Ｖｄｃ：１８０Ｖ、Ｃ5 〜Ｃ9 ：
０．２２μＦ、Ｌ1 〜Ｌ5 ：６５０μＨ、ランプ１１〜
１４：ＦＬ２０ＳＳ／１８、発振周波数：５３ＫＨｚで
動作させるものとする。
【００１１】まず、全灯が無負荷の状態からランプ１１
を挿入した瞬間、スイッチング素子に流れる電流は、Ｉ
L5＋ＩL1で、上述の実施例と同様に示すように、遅れ位
相の電流波形となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には
スイッチング切換時に同時オンになるようなストレスの
大きい波形を無くすることができる。
を挿入した瞬間、スイッチング素子に流れる電流は、Ｉ
L5＋ＩL1で、上述の実施例と同様に示すように、遅れ位
相の電流波形となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には
スイッチング切換時に同時オンになるようなストレスの
大きい波形を無くすることができる。
【００１２】次に、１灯点灯時から１本ランプ１２が挿
入される場合、スイッチング素子に流れる電流は、ＩL5
＋ＩL1＋ＩL2となり、上記と同様、遅れ位相となり、こ
の場合もスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 には大きなストレ
スがかからない。つまり、この場合、ランプ１２に流れ
る電流ＩL2は進相電流であるが、既に１灯点灯していた
ので、ランプ１１に流れる電流ＩL1は遅相電流となって
おり、インダクタＬ5に流れる電流ＩL5は遅相電流であ
るから、全体として、スイッチング素子に流れる電流は
遅れ位相の電流波形となる。
入される場合、スイッチング素子に流れる電流は、ＩL5
＋ＩL1＋ＩL2となり、上記と同様、遅れ位相となり、こ
の場合もスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 には大きなストレ
スがかからない。つまり、この場合、ランプ１２に流れ
る電流ＩL2は進相電流であるが、既に１灯点灯していた
ので、ランプ１１に流れる電流ＩL1は遅相電流となって
おり、インダクタＬ5に流れる電流ＩL5は遅相電流であ
るから、全体として、スイッチング素子に流れる電流は
遅れ位相の電流波形となる。
【００１３】このように、多灯用についても同様にイン
ダクタＬ5 とコンデンサＣ9 を追加することで、ランプ
挿入時のスイッチング波形を遅れ位相の波形とし、スイ
ッチング素子のストレスを低減することができる。
ダクタＬ5 とコンデンサＣ9 を追加することで、ランプ
挿入時のスイッチング波形を遅れ位相の波形とし、スイ
ッチング素子のストレスを低減することができる。
【００１４】図５は本発明の他の実施例である。本実施
例では、図１の実施例において、インダクタＬ5 にタッ
プ出しを行い、この出力電圧をダイオードＤ0 と抵抗Ｒ
0 及びコンデンサＣ0 にて整流平滑することにより得る
直流電圧をインバータ回路１の他励制御回路部２の電源
として供給したものである。このように、制御電源を取
ることによって、負荷変動の影響を受けない安定した電
圧を得ることが可能になる。また、電源の取り方とし
て、インダクタＬ5 をトランス構成として２次巻線を設
け、この出力電圧から直流電圧を得ても良いことは言う
までも無い。
例では、図１の実施例において、インダクタＬ5 にタッ
プ出しを行い、この出力電圧をダイオードＤ0 と抵抗Ｒ
0 及びコンデンサＣ0 にて整流平滑することにより得る
直流電圧をインバータ回路１の他励制御回路部２の電源
として供給したものである。このように、制御電源を取
ることによって、負荷変動の影響を受けない安定した電
圧を得ることが可能になる。また、電源の取り方とし
て、インダクタＬ5 をトランス構成として２次巻線を設
け、この出力電圧から直流電圧を得ても良いことは言う
までも無い。
【００１５】図６は本発明のさらに他の実施例の回路図
である。主回路の構成は図１と同じであり、商用電源か
らの入力電流歪み対策として、昇圧チョッパー回路より
なるアクティブフィルター回路を付加したものである。
昇圧チョッパー回路は、トランスＴ1 、ダイオード
Ｄ1 、スイッチング素子Ｑ3 、平滑用の電解コンデンサ
Ｃ 11にて構成されており、アクティブフィルター制御部
３（例えばＭＣ３３２６２，モトローラ社製）にて、ス
イッチング素子Ｑ3 をＯＮ／ＯＦＦさせて、コンデンサ
Ｃ11の電圧を負荷及び入力電圧の変動に対して一定に制
御する。図６中に示す部品の定数を示すと、Ｒ3 ：２７
０ＫΩ、Ｒ4 ：２７０ＫΩ、Ｒ5 ：６．８ＫΩ、ＶＲ：
２ＫΩボリューム、Ｒ6 ：０．２２Ω、Ｒ7 ：３３０
Ω、トランスＴ 1 の１次側インダクタンス値：２００μ
Ｈ、コンデンサＣ11：２００μＦである。以上の定数に
て、チョッパー回路を動作させることにより、商用１０
０Ｖ電源においては、入力電流歪みについては、ＩＥＣ
クラスＣ基準を満足し、平滑コンデンサＣ11の電圧を１
８０Ｖ（ＤＣ）に保つ昇圧チョッパー回路を実現するこ
とができる。
である。主回路の構成は図１と同じであり、商用電源か
らの入力電流歪み対策として、昇圧チョッパー回路より
なるアクティブフィルター回路を付加したものである。
昇圧チョッパー回路は、トランスＴ1 、ダイオード
Ｄ1 、スイッチング素子Ｑ3 、平滑用の電解コンデンサ
Ｃ 11にて構成されており、アクティブフィルター制御部
３（例えばＭＣ３３２６２，モトローラ社製）にて、ス
イッチング素子Ｑ3 をＯＮ／ＯＦＦさせて、コンデンサ
Ｃ11の電圧を負荷及び入力電圧の変動に対して一定に制
御する。図６中に示す部品の定数を示すと、Ｒ3 ：２７
０ＫΩ、Ｒ4 ：２７０ＫΩ、Ｒ5 ：６．８ＫΩ、ＶＲ：
２ＫΩボリューム、Ｒ6 ：０．２２Ω、Ｒ7 ：３３０
Ω、トランスＴ 1 の１次側インダクタンス値：２００μ
Ｈ、コンデンサＣ11：２００μＦである。以上の定数に
て、チョッパー回路を動作させることにより、商用１０
０Ｖ電源においては、入力電流歪みについては、ＩＥＣ
クラスＣ基準を満足し、平滑コンデンサＣ11の電圧を１
８０Ｖ（ＤＣ）に保つ昇圧チョッパー回路を実現するこ
とができる。
【００１６】次に、制御電源について述べる。アクティ
ブフィルター制御部３と、インバータ制御部２の２種類
の電源を確保する方法について述べる。ドロッパー抵抗
により制御電源を確保すると、抵抗で大きなロスを生
じ、抵抗の大型化によって実装面積の減少、抵抗の発熱
により他の部品に悪影響を与えるため、本例では、３つ
の電源を設けた。以下に３つの電源について述べる。交
流電源Ｖａｃの投入後、全波整流回路ＤＢの出力端より
抵抗Ｒ1 、Ｒ2 によりコンデンサＣ13へ充電が開始され
る。コンデンサＣ13の電圧がアクティブフィルター制御
部３の動作開始電圧を越えると、アクティブフィルター
制御部３が動作を開始し、７番ピンよりスイッチング素
子Ｑ3 のゲートへ制御電圧を供給し、スイッチング動作
が開始される。スイッチング素子Ｑ3 がＯＮ／ＯＦＦ動
作を開始すると、トランスＴ1 の１次側巻線ｎ1 に電流
が流れ、同時に２次巻線ｎ2 から整流ダイオードＤ4 を
介してコンデンサＣ14への充電が開始され、アクティブ
フィルター制御部３の電源を確保する。また、２次巻線
ｎ3 からは整流ダイオードＤ2 を介してコンデンサＣ 0
へ充電が開始され、インバータ制御部２の動作が開始さ
れる。そして、インバータ制御部２より、インバータ回
路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 へ信号が送られ、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が動作を開始すると、コンデ
ンサＣ9 とインダクタＬ5 の両端には、コンデンサＣ11
の電圧とグランド間で交番する電圧が印加され、インダ
クタＬ5 のタップ部より抵抗Ｒ0 、ダイオードＤ0 を介
してコンデンサＣ0 へ充電が開始される。以上のよう
に、アクティブフィルター制御部３とインバータ制御部
２の電源が確保される。
ブフィルター制御部３と、インバータ制御部２の２種類
の電源を確保する方法について述べる。ドロッパー抵抗
により制御電源を確保すると、抵抗で大きなロスを生
じ、抵抗の大型化によって実装面積の減少、抵抗の発熱
により他の部品に悪影響を与えるため、本例では、３つ
の電源を設けた。以下に３つの電源について述べる。交
流電源Ｖａｃの投入後、全波整流回路ＤＢの出力端より
抵抗Ｒ1 、Ｒ2 によりコンデンサＣ13へ充電が開始され
る。コンデンサＣ13の電圧がアクティブフィルター制御
部３の動作開始電圧を越えると、アクティブフィルター
制御部３が動作を開始し、７番ピンよりスイッチング素
子Ｑ3 のゲートへ制御電圧を供給し、スイッチング動作
が開始される。スイッチング素子Ｑ3 がＯＮ／ＯＦＦ動
作を開始すると、トランスＴ1 の１次側巻線ｎ1 に電流
が流れ、同時に２次巻線ｎ2 から整流ダイオードＤ4 を
介してコンデンサＣ14への充電が開始され、アクティブ
フィルター制御部３の電源を確保する。また、２次巻線
ｎ3 からは整流ダイオードＤ2 を介してコンデンサＣ 0
へ充電が開始され、インバータ制御部２の動作が開始さ
れる。そして、インバータ制御部２より、インバータ回
路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 へ信号が送られ、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が動作を開始すると、コンデ
ンサＣ9 とインダクタＬ5 の両端には、コンデンサＣ11
の電圧とグランド間で交番する電圧が印加され、インダ
クタＬ5 のタップ部より抵抗Ｒ0 、ダイオードＤ0 を介
してコンデンサＣ0 へ充電が開始される。以上のよう
に、アクティブフィルター制御部３とインバータ制御部
２の電源が確保される。
【００１７】つまり、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 より供給される電
力は、アクティブフィルター制御部３の起動用として必
要十分なだけ確保すれば良いため、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 での
ロスを低減することができる。チョッパー回路が動作を
開始すると、トランスＴ1 の２次巻線ｎ2 からは商用周
波数のリップルを有する電圧がアクティブフィルター制
御部３の電源として供給される。アクティブフィルター
制御部３は、動作電圧に或る程度の幅を持っても良いた
め、コンデンサＣ13，Ｃ14は、前記の動作電圧幅内に平
滑できる容量であれば良い。コンデンサＣ13，Ｃ14の容
量を減らすことにより、アクティブフィルター制御部３
の電源立ち上がり速度を早くすることが可能であり、早
くチョッパー回路を動作させて、平滑電圧を所定の電圧
まで到達させることができる。
力は、アクティブフィルター制御部３の起動用として必
要十分なだけ確保すれば良いため、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 での
ロスを低減することができる。チョッパー回路が動作を
開始すると、トランスＴ1 の２次巻線ｎ2 からは商用周
波数のリップルを有する電圧がアクティブフィルター制
御部３の電源として供給される。アクティブフィルター
制御部３は、動作電圧に或る程度の幅を持っても良いた
め、コンデンサＣ13，Ｃ14は、前記の動作電圧幅内に平
滑できる容量であれば良い。コンデンサＣ13，Ｃ14の容
量を減らすことにより、アクティブフィルター制御部３
の電源立ち上がり速度を早くすることが可能であり、早
くチョッパー回路を動作させて、平滑電圧を所定の電圧
まで到達させることができる。
【００１８】また、インバータ制御部２の電源として、
トランスＴ1 の２次巻線ｎ3 からのみ電圧を得ようとす
ると、商用周波数のリップルを持つ。そこで、リップル
の少ない電圧を得たい場合、このリップルを平滑しよう
とすると、大容量のコンデンサが必要となり、制御電源
の立ち上がり速度の鈍化、コンデンサの大型化等の問題
が有る。前記の問題を解決する手段として、トランスＴ
1 の２次巻線ｎ3 よりの出力と、インダクタＬ5 のタッ
プ部から取り出した出力のダイオードＯＲを取ることに
より、コンデンサの容量が少なくても、平滑度の高い電
源を得ることができる。
トランスＴ1 の２次巻線ｎ3 からのみ電圧を得ようとす
ると、商用周波数のリップルを持つ。そこで、リップル
の少ない電圧を得たい場合、このリップルを平滑しよう
とすると、大容量のコンデンサが必要となり、制御電源
の立ち上がり速度の鈍化、コンデンサの大型化等の問題
が有る。前記の問題を解決する手段として、トランスＴ
1 の２次巻線ｎ3 よりの出力と、インダクタＬ5 のタッ
プ部から取り出した出力のダイオードＯＲを取ることに
より、コンデンサの容量が少なくても、平滑度の高い電
源を得ることができる。
【００１９】また、上記構成にすることにより、チョッ
パー回路の動作後にインバータ回路を立ち上げることが
でき、チョッパー回路の平滑電圧が立ち上がってからス
イッチングするため、スイッチングストレスの抑制や、
スムーズな放電灯点灯を行うことが可能となる。さらに
また、負荷状態により、トランスＴ1 の２次巻線ｎ3か
らの電源供給が減少しても、インダクタＬ5 のタップ部
から電源供給されるため、安定した電源が確保できる。
パー回路の動作後にインバータ回路を立ち上げることが
でき、チョッパー回路の平滑電圧が立ち上がってからス
イッチングするため、スイッチングストレスの抑制や、
スムーズな放電灯点灯を行うことが可能となる。さらに
また、負荷状態により、トランスＴ1 の２次巻線ｎ3か
らの電源供給が減少しても、インダクタＬ5 のタップ部
から電源供給されるため、安定した電源が確保できる。
【００２０】図７は本実施例の動作説明のための波形図
であり、図中、（Ａ）はチョッパー回路のトランスＴ1
の２次巻線ｎ3 の出力電圧であり、チョッパー動作周波
数に同期して、略全波整流波形の電圧が出力される。ま
た、（Ｂ）はインダクタＬ5のタップ部出力電圧であ
り、インバータ回路の発振周波数に同期した波形が出力
される。このときの電圧Ｖｏ−ｐは、コンデンサＣ11の
電圧をインダクタＬ5 のタップで分圧したものである。
また、（Ｃ）は（Ａ）の電圧をコンデンサＣ13、Ｃ14に
より平滑した電圧波形であり、（Ｄ）は（Ａ）と（Ｂ）
の電圧のＯＲ出力をコンデンサＣ0 により平滑した電圧
波形である。
であり、図中、（Ａ）はチョッパー回路のトランスＴ1
の２次巻線ｎ3 の出力電圧であり、チョッパー動作周波
数に同期して、略全波整流波形の電圧が出力される。ま
た、（Ｂ）はインダクタＬ5のタップ部出力電圧であ
り、インバータ回路の発振周波数に同期した波形が出力
される。このときの電圧Ｖｏ−ｐは、コンデンサＣ11の
電圧をインダクタＬ5 のタップで分圧したものである。
また、（Ｃ）は（Ａ）の電圧をコンデンサＣ13、Ｃ14に
より平滑した電圧波形であり、（Ｄ）は（Ａ）と（Ｂ）
の電圧のＯＲ出力をコンデンサＣ0 により平滑した電圧
波形である。
【００２１】図８に本発明の別の実施例を示す。図示の
ように、インバータ回路１のインダクタＬ5 のタップ出
しによる制御電源を用いた場合、インダクタＬ5 のタッ
プとグランド間に発生する電圧は、矩形波であり、その
ピークは平滑コンデンサＣ11の電圧に比例した電圧であ
る。本実施例では、これを利用して平滑コンデンサＣ 11
の電圧を検出するものである。この電圧検出は、本来
は、図６の実施例のように、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 及び抵抗Ｒ
5 ，ＶＲの分圧として検出されて、力率改善のための制
御用ＩＣ３の１番ピンの入力となっている。本実施例で
は、制御電源である平滑コンデンサＣ0 の電圧が、平滑
コンデンサＣ11に比例した電圧となるので、平滑コンデ
ンサＣ0 の電圧を抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ5 ，ＶＲで分圧する
ことによって、等価的に平滑コンデンサＣ11の電圧を得
ている。したがって、高抵抗により高電圧から抵抗分圧
する必要が無くなるというメリットがある。
ように、インバータ回路１のインダクタＬ5 のタップ出
しによる制御電源を用いた場合、インダクタＬ5 のタッ
プとグランド間に発生する電圧は、矩形波であり、その
ピークは平滑コンデンサＣ11の電圧に比例した電圧であ
る。本実施例では、これを利用して平滑コンデンサＣ 11
の電圧を検出するものである。この電圧検出は、本来
は、図６の実施例のように、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 及び抵抗Ｒ
5 ，ＶＲの分圧として検出されて、力率改善のための制
御用ＩＣ３の１番ピンの入力となっている。本実施例で
は、制御電源である平滑コンデンサＣ0 の電圧が、平滑
コンデンサＣ11に比例した電圧となるので、平滑コンデ
ンサＣ0 の電圧を抵抗Ｒ13と抵抗Ｒ5 ，ＶＲで分圧する
ことによって、等価的に平滑コンデンサＣ11の電圧を得
ている。したがって、高抵抗により高電圧から抵抗分圧
する必要が無くなるというメリットがある。
【００２２】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、商用交流電源
を直流に変換する直流電源と、前記直流電源をスイッチ
ング素子により高周波に変換する他励式インバータ回路
と、放電灯とＬＣ共振回路を含む負荷を有し、前記ＬＣ
共振回路の共振周波数ｆ0 と前記インバータ回路の動作
発振周波数ｆ1 の関係がｆ0 ＞ｆ1 の関係にある放電灯
点灯装置において、前記動作発振周波数ｆ1 で放電灯が
不点灯の場合に生じる進相電流を遅れ位相の電流で補正
する手段を設けたので、この進相電流による過大なスト
レスが低減されたスイッチング波形とすることができ、
異常発熱などを防止できるものである。
を直流に変換する直流電源と、前記直流電源をスイッチ
ング素子により高周波に変換する他励式インバータ回路
と、放電灯とＬＣ共振回路を含む負荷を有し、前記ＬＣ
共振回路の共振周波数ｆ0 と前記インバータ回路の動作
発振周波数ｆ1 の関係がｆ0 ＞ｆ1 の関係にある放電灯
点灯装置において、前記動作発振周波数ｆ1 で放電灯が
不点灯の場合に生じる進相電流を遅れ位相の電流で補正
する手段を設けたので、この進相電流による過大なスト
レスが低減されたスイッチング波形とすることができ、
異常発熱などを防止できるものである。
【００２３】請求項２又は３の発明によれば、前記遅れ
位相の電流で補正する手段として、前記インバータ回路
の少なくとも一方のスイッチング素子の両端にインダク
タ及びコンデンサの直列回路を並列に備えたので、放電
灯が不点灯の場合や放電灯が取り外された場合に生じる
進相電流と、前記インダクタとコンデンサを介して流れ
る電流とが合成されることにより、インバータ回路のス
イッチング素子に進相電流が流れないように、あるい
は、この進相電流による過大なストレスが低減されるよ
うにすることができる。
位相の電流で補正する手段として、前記インバータ回路
の少なくとも一方のスイッチング素子の両端にインダク
タ及びコンデンサの直列回路を並列に備えたので、放電
灯が不点灯の場合や放電灯が取り外された場合に生じる
進相電流と、前記インダクタとコンデンサを介して流れ
る電流とが合成されることにより、インバータ回路のス
イッチング素子に進相電流が流れないように、あるい
は、この進相電流による過大なストレスが低減されるよ
うにすることができる。
【００２４】請求項４の発明によれば、前記インバータ
回路のスイッチング素子の両端に並列に接続したインダ
クタとコンデンサの直列回路におけるインダクタにタッ
プを設け、又は前記インダクタをトランス構成として二
次巻線を設け、前記タップ又は二次巻線の出力電圧を整
流平滑することにより得た直流電圧を制御手段の電源と
して供給するようにしたので、高い直流電源電圧から降
圧用のドロッパー抵抗を用いて制御手段の電源を供給す
る場合に比べて、電力損失を低減でき、効率の良い放電
灯点灯装置を実現することができる。
回路のスイッチング素子の両端に並列に接続したインダ
クタとコンデンサの直列回路におけるインダクタにタッ
プを設け、又は前記インダクタをトランス構成として二
次巻線を設け、前記タップ又は二次巻線の出力電圧を整
流平滑することにより得た直流電圧を制御手段の電源と
して供給するようにしたので、高い直流電源電圧から降
圧用のドロッパー抵抗を用いて制御手段の電源を供給す
る場合に比べて、電力損失を低減でき、効率の良い放電
灯点灯装置を実現することができる。
【００２５】請求項５の発明によれば、前記直流電源に
力率改善用のＤＣ−ＤＣコンバータを具備し、該コンバ
ータの出力である直流電源を一定に制御するための直流
電圧の検出手段を有し、前記インバータ回路のスイッチ
ング素子の両端に並列に接続したインダクタとコンデン
サの直列回路におけるインダクタにタップを設け、又は
トランス構成として２次巻線を設け、前記タップ又は二
次巻線の出力電圧を平滑した直流電圧より前記直流電圧
の検出を行うものであるから、ＤＣ−ＤＣコンバータか
ら出力される高い直流電圧を高抵抗により分圧して検出
する場合に比べると、電力損失を低減でき、効率の良い
放電灯点灯装置を実現することができる。
力率改善用のＤＣ−ＤＣコンバータを具備し、該コンバ
ータの出力である直流電源を一定に制御するための直流
電圧の検出手段を有し、前記インバータ回路のスイッチ
ング素子の両端に並列に接続したインダクタとコンデン
サの直列回路におけるインダクタにタップを設け、又は
トランス構成として２次巻線を設け、前記タップ又は二
次巻線の出力電圧を平滑した直流電圧より前記直流電圧
の検出を行うものであるから、ＤＣ−ＤＣコンバータか
ら出力される高い直流電圧を高抵抗により分圧して検出
する場合に比べると、電力損失を低減でき、効率の良い
放電灯点灯装置を実現することができる。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の発振周波数と共振電流の
関係を示す図である。
関係を示す図である。
【図３】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図４】本発明の第２実施例の回路図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４実施例の回路図である。
【図７】本発明の第４実施例の動作波形図である。
【図８】本発明の第５実施例の回路図である。
【図９】従来例の回路図である。
【図１０】従来例の動作波形図である。
１ インバータ回路 ２ インバータ制御部 １１ 放電灯 Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子 Ｃ1 コンデンサ Ｌ1 インダクタ Ｃ5 コンデンサ Ｖｄｃ 直流電源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 坂下 由浩 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電工 株式会社内 (72)発明者 仁保 勝義 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電工 株式会社内
Claims (5)
- 【請求項１】 商用交流電源を直流に変換する直流電
源と、前記直流電源をスイッチング素子により高周波に
変換する他励式インバータ回路と、放電灯とＬＣ共振回
路を含む負荷を有し、前記ＬＣ共振回路の共振周波数ｆ
0 と前記インバータ回路の動作発振周波数ｆ1 の関係が
ｆ0 ＞ｆ1 の関係にある放電灯点灯装置において、前記
動作発振周波数ｆ1 で放電灯が不点灯の場合に生じる進
相電流を遅れ位相の電流で補正する手段を設けたことを
特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】 遅れ位相の電流で補正する手段とし
て、前記インバータ回路の少なくとも一方のスイッチン
グ素子の両端にインダクタ及びコンデンサの直列回路を
並列に備えたことを特徴とする請求項１の放電灯点灯装
置。 - 【請求項３】 請求項２のインダクタのインダクタン
ス値を、ＬＣ共振回路に含まれるインダクタのインダク
タンス値以下とすることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項４】 請求項２又は３において、前記インバ
ータ回路のスイッチング素子の両端に並列に接続したイ
ンダクタとコンデンサの直列回路におけるインダクタに
タップを設け、又は前記インダクタをトランス構成とし
て二次巻線を設け、前記タップ又は二次巻線の出力電圧
を整流平滑することにより得た直流電圧を制御手段の電
源として供給することを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項５】 前記直流電源に力率改善用のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを具備し、該コンバータの出力である直流
電源を一定に制御するための直流電圧の検出手段を有
し、前記インバータ回路のスイッチング素子の両端に並
列に接続したインダクタとコンデンサの直列回路におけ
るインダクタにタップを設け、又はトランス構成として
２次巻線を設け、前記タップ又は二次巻線の出力電圧を
平滑した直流電圧より前記直流電圧の検出を行うことを
特徴とする請求項２又は３又は４に記載の放電灯点灯装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8334278A JPH10172777A (ja) | 1996-12-13 | 1996-12-13 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8334278A JPH10172777A (ja) | 1996-12-13 | 1996-12-13 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10172777A true JPH10172777A (ja) | 1998-06-26 |
Family
ID=18275560
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8334278A Pending JPH10172777A (ja) | 1996-12-13 | 1996-12-13 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10172777A (ja) |
-
1996
- 1996-12-13 JP JP8334278A patent/JPH10172777A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040820 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040831 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041101 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050719 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20051129 |