JPH0986422A - 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 Ｈブリツジ回路を使用した電動パワ−ステア
リング装置のモ−タ制御回路において、ハンドル戻り時
の振動電流の発生を押さえつつ、正確なモ−タ角速度の
推定値の演算手段を提供する。 【解決手段】 ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で駆動し、
ＦＥＴ3 をＦＥＴ1 よりも時間的に長いデユ−テイ比Ｄ
2 で駆動する。Ｄ2 をＤ1 の一次の関数 Ｄ2 ＝ａ・Ｄ
1 ＋ｂで定義し、駆動条件によりａ、ｂを決定すると、
モ−タ電流Ｉは以下の式で表され、振動電流（ノイズ）
の発生を押さえることができる。Ｉ＝Ｖb / Ｒ｛1- (Ｋ
_T ωret ／γＶb)｝・Ｄ1 ＋Ｋ_T / Ｒ (ωret-ω) 。モ
−タ角速度ωは、バツテリ電圧Ｖb とデユ−テイ比Ｄ1
、Ｄ2 から求めたモ−タ端子間電圧ＶM ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2
− 1) Ｖb と、モ−タ電流検出値と第２のデユ−テイ
比から推定したモ−タ電流値Ｉから推定することができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電動パワ−ステ
アリング装置の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】車両用の電動パワ−ステアリング装置に
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに
発生する操舵トルク、車速などを検出し、その検出信号
に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を
演算し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記し
た制御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出
値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ
−タを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものが
ある。

【０００３】操舵補助指令値は、上記したように操舵ト
ルク、車速などに基づいて演算されるが、電動パワ−ス
テアリング装置の欠点である高車速時の収斂性の悪化
や、低車速時に操向ハンドルを切つた後、セルフアライ
ニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻る
とき（以下、ハンドル戻り時という）のハンドルの戻り
の悪化を補償するために、舵角速度に基づいて操舵補助
指令値を補正する手段が提案されている（一例として特
開平３−１８２８７４号公報参照）。

【０００４】このような電動式パワ−ステアリング装置
では、図１０に示すように、４個の電界効果型トランジ
スタＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 をブリツジに接続して第１及び
第２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、
その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭ
を接続したモ−タ制御回路が使用されている。

【０００５】そして、前記モ−タ制御回路を構成するＨ
ブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する
２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ1 （或
いは第２のア−ムのＦＥＴ2 ）を電流制御値に基づいて
決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調
信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制
御される。

【０００６】また、前記電流制御値の符号に基づいて第
２のア−ムのＦＥＴ3 をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ4
をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ3 をＯＦＦ、第
１のア−ムのＦＥＴ4 をＯＮ）に制御することにより、
モ−タＭの回転方向が制御される。ＦＥＴ3 が導通状態
にあるときは、電流はＦＥＴ1 、モ−タＭ、ＦＥＴ3を
経て流れ、モ−タＭに正方向の電流が流れる。また第２
のア−ムのＦＥＴ4 が導通状態にあるときは、電流はＦ
ＥＴ2 、モ−タＭ、ＦＥＴ4 を経て流れ、モ−タＭに負
方向の電流が流れる。

【０００７】図１１は、モ−タ電流Ｉ（モ−タに実際に
流れる電流で、検出電流ｉ(dct) とは異なる）とＰＷＭ
信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示すものである。即
ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生してい
る状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係
は、図１１において線（ａ）で示すように変化し、制御
回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモ−タの
制御目標値である操舵補助指令値Ｉref が演算され、操
舵補助指令値Ｉref とフイ−ドバツクされるモ−タ電流
の検出値ｉ(dct) との差の電流制御値Ｅがモ−タ駆動回
路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素子を制
御するデユ−テイ比Ｄは或る値をとり、格別の支障は生
じない。

【０００８】しかしながら、操向ハンドルを切つた後、
セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走
行位置に戻るハンドル戻り時には、操舵トルクが発生し
ていない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操
舵補助指令値Ｉref は零となるが、モ−タに逆起電力が
発生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係
は、図１１において線（ｂ）で示すように、逆起電力に
相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が
零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不
連続部分が生じる。

【０００９】一方、フイ−ドバツク制御回路は電流制御
値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉref に対
応するデユ−テイ比Ｄがないため、図１１において線
（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ
対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力され
る。このような振動電流の発生は、雑音の発生源となる
ほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともな
る。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】この対策として、本出
願人は、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では第１のア−ム
のＦＥＴ1 （或いは第２のア−ムのＦＥＴ2 ）を電流制
御値に基づいて決定される第１のデユ−テイ比ＤのＰＷ
Ｍ信号で駆動し、第２のア−ムのＦＥＴ3 （或いは第１
のア−ムのＦＥＴ4 ）を前記第１のデユ−テイ比Ｄの関
数で定義される第２のデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号で駆
動し、デユ−テイ比Ｄの大きい領域では従来の駆動方法
によつて上記課題を解決する手段を提案した（特願平７
−１６７８６７号）。

【００１１】先に説明したように高車速時の収斂性の悪
化や、低車速時のハンドル戻り時におけるハンドルの戻
りの悪化を補償するために操舵補助指令値を補正するに
は、舵角速度の情報が必要とされるが、舵角速度、即ち
モ−タ角速度は、モ−タ軸に回転角センサを取り付けて
得る方法のほか、デユ−テイ比Ｄで決定されるモ−タ端
子間電圧、モ−タ電流、モ−タ端子間抵抗から推定演算
する方法が知られており、後者は特に新たな部材を必要
としない点で望ましい手段とされている。

【００１２】しかしながら、上記したハンドル戻り時に
おける雑音の発生や、フイ−ドバツク制御の安定性を確
保するために、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では同時に
２つの異なるデユ−テイ比（第１、第２のデユ−テイ
比）でモ−タを駆動し、デユ−テイ比Ｄの大きい領域で
は１つのデユ−テイ比でモ−タを駆動すると、モ−タ端
子間電圧の推定値やモ−タ電流の検出値に誤差が含ま
れ、結果としてモ−タ角速度を正確に推定できないこと
になる。この発明は上記課題を解決することを目的とす
る。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この発明は上記課題を解
決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令
値と検出されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に
基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ
の出力を制御するフイ−ドバツク制御手段を備えた電動
パワ−ステアリング装置の制御装置において、半導体素
子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力
端子間に電源を、出力端子間に前記モ−タを接続したモ
−タ駆動回路と、前記モ−タ駆動回路を構成するＨブリ
ツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個
１組の半導体素子のうち、第１のア−ムの半導体素子を
前記電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−テイ
比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムの半導体素子を
前記第１のデユ−テイ比の関数で定義される第２のデユ
−テイ比のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段と、バツ
テリ電圧と前記第１のデユ−テイ比と第２のデユ−テイ
比に基づいて推定したモ−タ端子間電圧値と、モ−タ電
流検出値と前記第２のデユ−テイ比とから演算したモ−
タ電流値とに基づいてモ−タ角速度を推定演算するモ−
タ角速度推定手段とを備えたことを特徴とする。

【００１４】

【発明の実施の形態】駆動制御手段は、モ−タ駆動回路
を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−
ムを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のア−
ムの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される
第１のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−
ムの半導体素子を前記第１のデユ−テイ比の関数で決定
される第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動する。こ
れにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生して
いない状態のときも、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近で
モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が
生じることがなく、電流制御値Ｅとして振動電流が出力
されるおそれがない。

【００１５】そして、バツテリ電圧と前記第１のデユ−
テイ比と第２のデユ−テイ比とに基づいて推定演算した
モ−タ端子間電圧と、モ−タ電流検出値と第２のデユ−
テイ比から演算したモ−タ電流値とに基づいてモ−タ角
速度を推定演算するから、モ−タ角速度を正確に推定す
ることができる。

【００１６】

【実施例】以下、この発明の実施例について説明する。
まず、図１乃至図３により、この発明を実施するに適し
た電動パワ−ステアリング装置の概略を説明する。図１
は電動パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する
図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サ
ルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て
操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操
向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が
設けられており、また、操舵力を補助するモ−タ１０が
クラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。

【００１７】パワ−ステアリング装置を制御する電子制
御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１
１により操作されるリレ−を経て電力が供給される。電
子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵ト
ルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて操舵
補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に
基づいてモ−タ１０に供給する電流を制御する。

【００１８】クラツチ９は電子制御回路１３により制御
される。クラツチ９は通常の動作状態では結合してお
り、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の
故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時
に切離される。

【００１９】図２は、電子制御回路１３のブロツク図で
ある。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰ
Ｕから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部において
プログラムで実行される機能を示してある。例えば、安
定化補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての安定化
補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される安
定化補償機能を示す。

【００２０】以下、電子制御回路１３の機能と動作を説
明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号
は、安定化補償器２１で操舵系の安定を高めるために安
定化補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力され
る。また、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助
指令値演算器２２に入力される。

【００２１】操舵補助指令値演算器２２は、入力され安
定化補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて
所定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目
標値である操舵補助指令値Ｉref を演算する。なお、操
舵補助指令値Ｉref は、後述する補正値演算器２９から
出力される補正値により補正される。

【００２２】比較器２３、微分補償器２４、比例演算器
２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路
は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉref に一致するよう
にフイ−ドバツク制御を行う回路である。

【００２３】比較器２３では、操舵補助指令値演算器２
２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉref
と後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ
電流値ｉ(dct) とが比較され、その差の信号が出力され
る。

【００２４】比例演算器２５では、操舵補助指令値Ｉre
f とモ−タ電流値ｉ(dct) との差に比例した比例値が出
力される。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ド
バツク系の特性を改善するため積分演算器２６において
積分され、差の積分値の比例値が出力される。

【００２５】微分補償器２４では、操舵補助指令値Ｉre
f に対するモ−タ電流値ｉ(dct) の応答速度を高めるた
め、操舵補助指令値Ｉref の微分値が出力される。

【００２６】微分補償器２４から出力された操舵補助指
令値Ｉref の微分値、比例演算器２５から出力された操
舵補助指令値Ｉref とモ−タ電流値ｉ(dct) との差に比
例した比例値、積分演算器２６から出力された積分値は
加算器２７において加算演算され、演算結果である電流
制御値Ｅがモ−タ制御回路４１に出力される。モ−タに
流れる電流はモ−タ電流検出回路４２により検出され、
比較器２３にフイ−ドバツクされる。

【００２７】角速度推定器２８は、モ−タ制御回路４１
から出力される後述するＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄ1
及びＤ2 の値、モ−タ電流の検出値ｉ(dct) 、バツテリ
電圧値Ｖb を入力として、後述する演算手法によりモ−
タ角速度ωを推定演算し、補正値演算器２９に出力する
ものである。

【００２８】また、補正値演算器２９は、車速センサ１
２で検出された車速と角速度推定器２８で推定演算され
たモ−タ角速度ωに対応して操舵補助指令値の補正値を
演算し、操舵補助指令値演算器２２に出力する。補正値
は車速と角速度に基づいて適宜経験的に決定してよく、
ここでは詳しく説明はしない。

【００２９】図３にモ−タ制御回路４１の構成の一例を
示す。モ−タ制御回路４１は制御指令器４５、ゲ−ト駆
動回路４６、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 からなるＨブリツジ回
路等から構成され、制御指令器４５は加算器２７から入
力された電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 を
駆動するデユ−テイ比Ｄ1 、及びデユ−テイ比Ｄ2 のＰ
ＷＭ信号及びモ−タ回転方向を指示する回転方向信号を
出力する。また、制御指令器４５は、上記ＦＥＴ1 〜Ｆ
ＥＴ4 を駆動するデユ−テイ比Ｄ1 及びＤ2 の値を角速
度推定器２８に出力する。

【００３０】ＦＥＴ（ＦＥＴ2 ）は前記した電流制御値
Ｅに基づいて決定されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号
に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに
流れる電流Ｉの大きさが制御される。

【００３１】ＦＥＴ3 （ＦＥＴ4 ）は、デユ−テイ比Ｄ
1 の小さい領域では、前記したデユ−テイ比Ｄ1 のＰＷ
Ｍ信号の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ2 の
ＰＷＭ信号で駆動され、また、デユ−テイ比Ｄ1 の大き
い領域では、従来の制御回路と同じくＰＷＭ信号の符号
により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ／ＯＦ
Ｆ駆動される。

【００３２】ＦＥＴ3 が導通状態にあるときは、電流は
ＦＥＴ1 、モ−タ１０、ＦＥＴ3 、抵抗Ｒ1 を経て流
れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ
4 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モ−タ１
０、ＦＥＴ4 、抵抗Ｒ2 を経て流れ、モ−タ１０に負方
向の電流が流れる。

【００３３】モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ1 の両
端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検
出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づい
て負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電
流値ｉ(dct) は比較器２３にフイ−ドバツクされるとと
もに、角速度推定器２８へ出力される。

【００３４】次に、ＦＥＴ3 とＦＥＴ4 を前記したデユ
−テイ比Ｄ1 の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比
Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動する点について説明する。

【００３５】先に説明したように、操向ハンドルを切つ
た後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが
自動的に直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、モ−
タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において
（ｂ）で示すように逆起電力に相当するだけ上方に移動
変化する。即ち、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−
タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間に不連続部分が生じ、
不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値
Ｅとして出力され、雑音の発生源となるほか、フイ−ド
バツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。

【００３６】この対策として、前記したモ−タ電流Ｉと
デユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続させるように
制御している。即ち、図４に示すように、ハンドル戻り
時におけるモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示
す線（ｂ）の上で、デユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ
電流Ｉを示すｐ点と原点ｏとの間を連続するように、モ
−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を制御する。

【００３７】ここで、まず、ＦＥＴ3 （又はＦＥＴ4 ）
を、ＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方
向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）に維持する制御をせず、
ＦＥＴ1 （又はＦＥＴ2 ）と同時に、且つ異なるデユ−
テイ比で駆動した場合を検討する。

【００３８】図５はＦＥＴ1 とＦＥＴ3 を、同時に、且
つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する
図であり、また図６はＦＥＴの動作状態とモ−タ端子間
電圧ＶM 、モ−タ端子間電圧ＶM からモ−タ逆起電力Ｋ
T ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉの関
係を説明する図である。

【００３９】今、ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で駆動す
ると共に、ＦＥＴ3 をＦＥＴ1 のデユ−テイ比Ｄ1 より
も大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ2 で駆
動し、ＦＥＴ2 とＦＥＴ4 はＯＦＦに維持するものとす
る。図６の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 の
時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。

【００４０】このとき、モ−タ端子間電圧ＶM は図６の
（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ1 及びＦ
ＥＴ3 が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のとき
は、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖb が印加され
る。次に、ＦＥＴ1 がＯＦＦでＦＥＴ3 がＯＮ（この状
態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧は
零になる。さらにＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共にＯＦＦ
（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端
子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖb が印加される。即
ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共にＯＦＦ
であるため、モ−タＭには図５（ｂ）で示すように、抵
抗Ｒ_L →ＦＥＴ4 の回生ダイオ−ドＤT4→モ−タＭ→Ｆ
ＥＴ2 の回生ダイオ−ドＤT2→電源に至る電流回路が形
成され、モ−タＭの端子間電圧ＶM は負方向のバツテリ
電圧−Ｖb となる。

【００４１】ＦＥＴ1 とＦＥＴ3 を同時に、且つ異なる
デユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつた
とき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較
して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下
の式（１）により表すことができる。

【００４２】 Ｉ＝｛（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）・Ｖb ／Ｒ｝−Ｋ_T ω／Ｒ・・・・（１） 但し、Ｄ1 はデユ−テイ比Ｄ1 、Ｄ2 はデユ−テイ比Ｄ
2 、Ｖb はバツテリ電圧、Ｒはモ−タ端子間抵抗、Ｋ_T
はモ−タの逆起電力定数、ωはモ−タ角速度を表す。

【００４３】デユ−テイ比Ｄ2 をデユ−テイ比Ｄ1 の１
次の関数として表すため、以下の式（２）を定義する。

【００４４】 Ｄ2 ＝ａ・Ｄ1 ＋ｂ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） 但し、ａ、ｂは定数。

【００４５】定数ａ、ｂを求めるため、まず、以下の条
件を設定する。

【００４６】(1) デユ−テイ比Ｄ1 ＝γのとき、デユ−
テイ比Ｄ2 ＝１（100 ％）、但し、γは任意の設定値 (2) デユ−テイ比Ｄ1 ＝０、且つω＝ωret のとき、Ｉ
＝０ 但し、ωはモ−タ角速度、ωret はハンドル戻り時のモ
−タ角速度とする。

【００４７】上記条件(1) は図４においてデユ−テイ比
Ｄ1 ＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する条
件であり、条件(2) は図４において線（ｂ）が原点ｏを
通ることを決定する条件である。したがつて、上記条件
を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、点ｐと原点ｏ
を結ぶ１次の関数を決定することができる。

【００４８】なお、デユ−テイ比Ｄ1 がγよりも大きい
領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ3 （又はＦＥＴ
4 ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御
方法と変わらない。

【００４９】前記条件を満たす定数ａ、ｂは、以下の式
（３）（４）で表される。

【００５０】 ａ＝−Ｋ_T ωret ／γＶb ・・・・・・・・・・・・・・・・（３） ｂ＝１＋Ｋ_T ωret ／Ｖb ・・・・・・・・・・・・・・・・（４） このときのモ−タ電流Ｉは、式（１）のＤ2 に式（２）
を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、
ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができ
る。

【００５１】 Ｉ＝Ｄ1 ・｛１−（Ｋ_T ωret ／γＶb ）｝・Ｖb ／Ｒ ＋Ｋ_T ／Ｒ（ωret −ω）・・・・・・・・・・・・・・（５） 式（５）によれば、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの
間の関係は、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ
角速度ωret よりも小さい領域においても不連続部分が
無くなる。

【００５２】即ち、ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で駆動
し、これと同時にＦＥＴ3 をデユ−テイ比Ｄ1 とは異な
るデユ−テイ比Ｄ2 で駆動することにより、モ−タ角速
度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωret よりも小さ
い領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比
Ｄ1 を連続して変化させることができる。

【００５３】なお、上記の説明ではデユ−テイ比Ｄ2 を
デユ−テイ比Ｄ1 の１次の関数として処理したが、これ
に限定されるものではなく、前記した境界条件を満たす
関数であれば任意の関数を定義することができる。

【００５４】次に、この発明によるモ−タ端子間電圧と
モ−タ電流からモ−タ角速度を推定する手法について説
明する。

【００５５】モ−タは回転することにより逆起電力が発
生する。モ−タ逆起電力とモ−タ端子間電圧及びモ−タ
電流との間には、以下の関係がある。

【００５６】 ＶM ＝（Ｌs ＋Ｒ）Ｉ＋Ｋ_T ω・・・・・・・・・・・・・（６） 但し、ＶM ：モ−タ端子間電圧、Ｉ：モ−タ電流 Ｌ：モ−タのインダクタンス、 s : ラプラス演算子 Ｒ：モ−タの端子間抵抗、Ｋ_T ：モ−タの逆起電力定数
ω: モ−タ角速度 したがつて、モ−タ角速度ωは、以下の式（７）で表す
ことができる。

【００５７】 ω＝１／Ｋ_T ｛ＶM −（Ｌs ＋Ｒ）Ｉ｝・・・・・・・・・（７） そこで、まず、上記したＦＥＴの駆動方法を採用した場
合のモ−タ電流Ｉの推定及びモ−タ端子間電圧ＶM の推
定について、図５に示す回路図及びＦＥＴの動作状態、
モ−タ端子間電圧ＶM 、モ−タ電流Ｉなどの関係を示す
図６を参照して説明する。

【００５８】モ−ドＡでは、ＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共
にＯＮであるためモ−タＭの端子間電圧ＶM はバツテリ
電圧Ｖb となる。モ−タ電流は図５（ａ）で実線で示す
ように、ＦＥＴ1 →モ−タＭ→ＦＥＴ3 →抵抗Ｒ_R の順
に流れ、抵抗Ｒ_R の両端の電圧降下を電流検出回路４２
のオペアンプＯＰ_R で検出することによりモ−タ電流ｉ
(A) が検出される。

【００５９】モ−ドＢでは、ＦＥＴ1 がＯＦＦ、ＦＥＴ
3 がＯＮであるため、モ−タＭの端子間電圧ＶM は零と
なる。このため、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネル
ギが電気エネルギに変換され、電流は図５（ａ）で鎖線
で示すように、モ−タＭ→ＦＥＴ3 →抵抗Ｒ_R →抵抗Ｒ
_L →ＦＥＴ4 の回生ダイオ−ドＤT4→モ−タＭの順に電
流が流れる。抵抗Ｒ_R の両端の電圧降下を電流検出回路
４２のオペアンプＯＰ_R で検出することによりモ−タ電
流ｉ(B) が検出される。このとき、抵抗Ｒ_L の両端の電
圧降下を検出するオペアンプＯＰ_L はユニポ−ラ電源
（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することがで
きないため、オペアンプＯＰ_L の検出電流値は零とな
る。

【００６０】モ−ドＣでは、ＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共
にＯＦＦであるため、図５（ｂ）で示すように、抵抗Ｒ
_L →ＦＥＴ4 の回生ダイオ−ドＤT4→モ−タＭ→ＦＥＴ
2 の回生ダイオ−ドＤT2→電源に至る電流回路が形成さ
れ、モ−タＭの端子間電圧ＶM は負方向のバツテリ電圧
−Ｖb となる。このとき、モ−タＭに蓄えられていた磁
気エネルギは電気エネルギに変換されるから、その電流
はモ−タＭの端子間電圧−Ｖb に逆らう方向に電流ｉ
(C) が流れるが、抵抗Ｒ_L の両端の電圧降下を検出する
電流検出回路４２のオペアンプＯＰ_L はユニポ−ラ電源
（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することがで
きず、オペアンプＯＰ_L の検出電流値は零となる。

【００６１】このため、ＰＷＭ信号の１サイクル中にお
いて、モ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階を通して
モ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、以下の式
（８）で表すことができる。

【００６２】 Ｉ＝ｉ(A) ＋ｉ(B) ＋ｉ(C) ・・・・・・・・・・・・・・・（８） 一方、電流検出回路４２で検出される検出電流ｉ(dct)
の総和は、電流ｉ(C)が検出されないため、以下の式
（７）のようになる。

【００６３】 ｉ(dct) ＝ｉ(A) ＋ｉ(B) ・・・・・・・・・・・・・・・・（９） ＰＷＭ信号の１サイクル中に検出電流ｉ(dct) が検出さ
れる期間は、ＰＷＭ信号の１サイクル中のモ−ドＡとモ
−ドＢの期間で、これはデユ−テイ比Ｄ2 に相当する
（図６参照）。よつて、検出電流ｉ(dct) は以下の式
（１０）で表すことができる。

【００６４】 ｉ(dct) ＝Ｄ2 ・Ｉ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０） したがつて、モ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、
式（１０）を変形して、以下の式（１１）で表すことが
できる。

【００６５】 Ｉ＝ｉ(dct) ／Ｄ2 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１） 図６の（ｅ）はモ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階
におけるモ−タ電流Ｉの変化の状態を示す例であり、時
間の経過とともに次第に平衡状態に近付き、検出したモ
−タ電流ｉ(dct) はＩに収斂する。

【００６６】次に、モ−タ端子間電圧ＶM の推定につい
て説明する。モ−タをデユ−テイ比Ｄで駆動するとき
は、モ−タ端子間にはバツテリ電圧がデユ−テイ比Ｄで
決定される時間比率で印加されるから、モ−タ端子間電
圧ＶM は、ＶM ＝Ｄ1 ・Ｖb （但し、Ｖb ＝バツテリ電
圧）で表すことができる。

【００６７】この発明では、図６の（ｃ）に示すよう
に、モ−タ端子間電圧はデユ−テイ比Ｄ1 で駆動される
モ−ドＡの駆動時間ｔ(A) 間に印加されるバツテリ電圧
Ｖb と、デユ−テイ比Ｄ2 で駆動されるモ−ドＣの駆動
時間ｔ(C) に印加される負方向のバツテリ電圧（−Ｖb
）との和になる。

【００６８】図６から明らかなように、ＰＷＭ信号の１
サイクル中におけるモ−ドＡの比率はＤ1 であり、モ−
ドＣの比率は（１−Ｄ2 ）で表すことができるから、モ
−タ端子間電圧ＶM は以下の式（１０）で表すことがで
きる。

【００６９】 ＶM ＝Ｄ1 ・Ｖb ＋（１−Ｄ2 ）・（−Ｖb ） ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）Ｖb ・・・・・・・・・・・・・（１２） 式（１２）を用いることにより、バツテリ電圧Ｖb とデ
ユ−テイ比Ｄ1 、Ｄ2から容易にモ−タ端子間電圧ＶM
を求めることができ、モ−タ端子間電圧を検出する手段
を必要としない。

【００７０】以上説明した通り、モ−タ電流Ｉは式（１
１）で表すことができ、モ−タ端子間電圧ＶM は式（１
２）で表すことができるから、式（７）にモ−タ電流Ｉ
とモ−タ端子間電圧ＶM を代入することでモ−タ角速度
ωを求めることができる。

【００７１】図７は、モ−タ角速度推定器２８における
モ−タ角速度ωの推定演算の処理手順を示すフロ−チヤ
−トである。まず、バツテリ電圧Ｖb を検出し（ステツ
プＰ１）、モ−タ電流ｉ(dct) を検出する（ステツプＰ
２）。操舵補助指令値に基づいてモ−タ駆動回路のＦＥ
Ｔを駆動するデユ−テイ比Ｄ1 及びＤ2 を演算し（ステ
ツプＰ３）、モ−タ端子間電圧ＶM を式（１２）に基づ
いて演算する（ステツプＰ４）。式（１１）に基づいて
モ−タ電流ｉ(dct) をデユ−テイ比Ｄ2 で補正し、モ−
タ電流Ｉを演算する（ステツプＰ５）。モ−タ角速度ω
の推定値を式（７）に基づいて演算する（ステツプＰ
６）。

【００７２】なお、式（７）に含まれる（Ｌs ＋Ｒ）の
項は、公知の離散化手段を用いることにより容易にプロ
グラムに書くことができるから、制御装置のＣＰＵで処
理することができる。

【００７３】以上の処理では、ＦＥＴを駆動するときの
時間遅れの影響は無視した。しかし、図８に示すよう
に、ＦＥＴのゲ−ト駆動指令信号と実際のゲ−トのＯＮ
／ＯＦＦ動作との間には、理論回路の動作遅れ（１）
と、ＦＥＴ素子の動作遅れ（２）の和に相当する時間遅
れＤt があり、デユ−テイ比Ｄの実効値の損失が生じ、
僅かながらモ−タ端子間電圧ＶM の推定値に誤差が生ず
る。時間遅れＤt を補正したモ−タ端子間電圧ＶM の推
定値は以下のようになる。

【００７４】即ち、デユ−テイ比Ｄ2 が常時１の場合、
モ−タ端子間電圧ＶM は以下の式（１３）で表される ＶM ＝（Ｄ1 −Ｄt ）Ｖb ・・・・・・・・・・・・・・（１３） デユ−テイ比Ｄ2 が１に近いの場合、モ−タ端子間電圧
ＶM は以下の式（１４）で表される ＶM ＝｛（Ｄ1 −Ｄt ）−Ｄt ｝Ｖb ・・・・・・・・・（１４） デユ−テイ比Ｄ2 ＜１の場合、モ−タ端子間電圧ＶM は
以下の式（１５）で表される ＶM ＝｛（Ｄ1 −Ｄt ）＋Ｄ2 −１−Ｄt ｝Ｖb ＝｛（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１−２Ｄt ｝Ｖb ・・・・・・・（１５） 図９の（ａ）はＦＥＴ3 のデユ−テイ比Ｄ2 が常時１の
場合のモ−タ端子間電圧ＶM の推定値を示し、図９の
（ｂ）はＦＥＴ3 のデユ−テイ比Ｄ2 が１に近い場合の
モ−タ端子間電圧ＶM の推定値を示す。

【００７５】

【発明の効果】以上説明したとおり、この発明の電動パ
ワ−ステアリング装置の制御装置は、モ−タ駆動回路を
構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ム
を構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のア−ム
の半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第
１のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ム
の半導体素子を前記第１のデユ−テイ比の関数で決定さ
れる第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動するもので
ある。

【００７６】これにより、ハンドル戻り時などで操舵ト
ルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値
が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続
部分がなくなるので振動電流が発生せず、雑音の発生や
フイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがない。

【００７７】そして、電動パワ−ステアリング装置の欠
点である高車速時の収斂性の悪化や、低車速時のハンド
ル戻り時におけるハンドルの戻りの悪さを補償するため
に必要とされるモ−タ角速度を、バツテリ電圧と半導体
素子を駆動する前記第１のデユ−テイ比と第２のデユ−
テイ比とから推定したモ−タ端子間電圧と、モ−タ電流
検出値と第２のデユ−テイ比から推定したモ−タ電流値
とに基づいて演算により求めるようにしたから、モ−タ
角速度を正確に推定することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を
説明する図。

【図２】電動式パワ−ステアリング装置の電子制御回路
のブロツク図。

【図３】モ−タ制御回路の構成を示す回路ブロツク図。

【図４】モ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信
号のデユ−テイ比との関係を説明する図。

【図５】ＦＥＴ1 とＦＥＴ3 を、同時に、且つ異なるデ
ユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図。

【図６】ＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧、モ−タ
電流の関係を説明する図。

【図７】モ−タ角速度の推定演算の処理手順を示すフロ
−チヤ−ト。

【図８】ＦＥＴゲ−ト駆動指令信号と実際のゲ−トのＯ
Ｎ／ＯＦＦ動作の間の時間遅れを説明する図。

【図９】時間遅れを補正したモ−タ端子間電圧推定値を
説明する図。

【図１０】従来のＦＥＴ1 で構成したＨブリツジ回路か
らなるモ−タ駆動回路図。

【図１１】従来のモ−タ制御回路におけるモ−タ電流と
ＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。

【符号の説明】

３ トルクセンサ １０ モ−タ １１ イグニツシヨンキ− １２ 車速センサ １３ 電子制御回路 １４ バツテリ ２１ 安定化補償器 ２２ 操舵補助指令値演算器 ２３ 比較器 ２４ 微分補償器 ２５ 比例演算器 ２６ 積分演算器 ２７ 加算器 ２８ 角速度推定器 ２９ 補正値演算器 ４１ モ−タ制御回路 ４２ モ−タ電流検出回路 ４５ 制御指令器 ４６ ゲ−ト駆動回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくともステアリングシヤフトに発生
   する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令
   値と検出されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に
   基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ
   の出力を制御するフイ−ドバツク制御手段を備えた電動
   パワ−ステアリング装置の制御装置において、 半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回
   路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モ−タを接
   続したモ−タ駆動回路と、前記モ−タ駆動回路を構成す
   るＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成
   する２個１組の半導体素子のうち、第１のア−ムの半導
   体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデ
   ユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムの半導
   体素子を前記第１のデユ−テイ比の関数で定義される第
   ２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段
   と、 バツテリ電圧と前記第１のデユ−テイ比と第２のデユ−
   テイ比に基づいて推定したモ−タ端子間電圧値と、モ−
   タ電流検出値と前記第２のデユ−テイ比とから演算した
   モ−タ電流値とに基づいてモ−タ角速度を推定演算する
   モ−タ角速度推定手段とを備えたことを特徴とする電動
   パワ−ステアリング装置の制御装置。