JPH0983597A - Psk搬送波信号再生装置 - Google Patents
Psk搬送波信号再生装置Info
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- JPH0983597A JPH0983597A JP7231428A JP23142895A JPH0983597A JP H0983597 A JPH0983597 A JP H0983597A JP 7231428 A JP7231428 A JP 7231428A JP 23142895 A JP23142895 A JP 23142895A JP H0983597 A JPH0983597 A JP H0983597A
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- JP
- Japan
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- signal
- phase difference
- sampling
- frequency
- carrier signal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 この発明は、従来の回路構成を大幅に変更す
ることなく、高ビットレートの復調すなわち変調速度の
高速化を図る 【解決手段】 ミキサ2a,2bでPSK搬送波信号を
VCO8から出力される基準搬送波信号によって同期検
波し、この同期検波出力をローパスフィルタ3a,3b
を通して基底帯域変調信号(I/Q信号)を得、これを
A/D変換器4a,4bにそれぞれ入力する。 基底帯
域変調信号に同期したクロック信号を分周器11で1/
Nに分周し、これをA/D変換器4a,4bのサンプリ
ング信号として出力する。A/D変換器4a,4bにて
それぞれA/D変換された両基底帯域変調信号は位相差
検出器5にて位相比較され、位相差信号を出力する。こ
の位相差信号をLPF7を介してVCO8にフィードバ
ック入力してその発振周波数を制御することにより、基
準搬送波信号を再生出力する。
ることなく、高ビットレートの復調すなわち変調速度の
高速化を図る 【解決手段】 ミキサ2a,2bでPSK搬送波信号を
VCO8から出力される基準搬送波信号によって同期検
波し、この同期検波出力をローパスフィルタ3a,3b
を通して基底帯域変調信号(I/Q信号)を得、これを
A/D変換器4a,4bにそれぞれ入力する。 基底帯
域変調信号に同期したクロック信号を分周器11で1/
Nに分周し、これをA/D変換器4a,4bのサンプリ
ング信号として出力する。A/D変換器4a,4bにて
それぞれA/D変換された両基底帯域変調信号は位相差
検出器5にて位相比較され、位相差信号を出力する。こ
の位相差信号をLPF7を介してVCO8にフィードバ
ック入力してその発振周波数を制御することにより、基
準搬送波信号を再生出力する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、デジタル通信の
受信において、受信したPSK(Phase Shif
t Keying)搬送波信号から直交2成分の基底帯
域信号を復調する際の基準搬送波信号を再生するPSK
搬送波信号再生装置に関するものである。
受信において、受信したPSK(Phase Shif
t Keying)搬送波信号から直交2成分の基底帯
域信号を復調する際の基準搬送波信号を再生するPSK
搬送波信号再生装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来から受信されたPSK搬送波信号、
例えば4相PSK搬送波信号を同期検波するための基準
搬送波信号の再生には、旧来の逓倍方式に代えて、コス
タスループ方式が多く用いられている。図2は、公開特
許公報 昭63−215140に示された従来のコスタ
スループ方式のPSK搬送波信号再生回路の構成図であ
る。図において、入力端子1に入力された4相PSK搬
送波信号は2路に分岐され、それぞれミキサ2a,2b
に入力される。この一方のミキサ2aにはVCO8の出
力が直接に、また他方のミキサ2bにはVCO8の出力
が90゜移相器9を介して入力されており、入力端子1
より入力された4相PSK搬送波信号は、この直交する
VCO8出力によってそれぞれ同期検波される。これら
ミキサ2a,2bの検波出力は、ローパスフィルタ(L
PF)3a,3bによってそれぞれ高調波成分が除去さ
れ、直交した2成分の基底帯域変調信号(I/Q信号)
となる。
例えば4相PSK搬送波信号を同期検波するための基準
搬送波信号の再生には、旧来の逓倍方式に代えて、コス
タスループ方式が多く用いられている。図2は、公開特
許公報 昭63−215140に示された従来のコスタ
スループ方式のPSK搬送波信号再生回路の構成図であ
る。図において、入力端子1に入力された4相PSK搬
送波信号は2路に分岐され、それぞれミキサ2a,2b
に入力される。この一方のミキサ2aにはVCO8の出
力が直接に、また他方のミキサ2bにはVCO8の出力
が90゜移相器9を介して入力されており、入力端子1
より入力された4相PSK搬送波信号は、この直交する
VCO8出力によってそれぞれ同期検波される。これら
ミキサ2a,2bの検波出力は、ローパスフィルタ(L
PF)3a,3bによってそれぞれ高調波成分が除去さ
れ、直交した2成分の基底帯域変調信号(I/Q信号)
となる。
【0003】そして、この基底帯域変調信号はA/D変
換器4a,4bに入力され、その変調信号の帯域の2倍
以上の周波数によってそれぞれ標本化・量子化され、デ
ジタル信号に変換されて位相差検出器5に出力される。
位相差検出器5にはその量子化データ(デジタル信号)
に応じた位相情報が予めROM等に記憶されており、A
/D変換器4a,4bから出力されるデジタル信号をア
ドレスとして位相情報をそれぞれ読み出し、その両位相
情報からデジタル位相差信号を演算出力する。この位相
差信号は、D/A変換器6にてアナログ信号に変換され
た後、ループフィルタ(LPF)7を通してVCO8の
制御信号として出力される。VCO8は制御信号電圧に
応じた発振周波数の信号を発振し、これを同期検波にお
ける基準搬送波信号としてミキサ2aに、また90゜位
相器9を介してミキサ2bにそれぞれ出力する。
換器4a,4bに入力され、その変調信号の帯域の2倍
以上の周波数によってそれぞれ標本化・量子化され、デ
ジタル信号に変換されて位相差検出器5に出力される。
位相差検出器5にはその量子化データ(デジタル信号)
に応じた位相情報が予めROM等に記憶されており、A
/D変換器4a,4bから出力されるデジタル信号をア
ドレスとして位相情報をそれぞれ読み出し、その両位相
情報からデジタル位相差信号を演算出力する。この位相
差信号は、D/A変換器6にてアナログ信号に変換され
た後、ループフィルタ(LPF)7を通してVCO8の
制御信号として出力される。VCO8は制御信号電圧に
応じた発振周波数の信号を発振し、これを同期検波にお
ける基準搬送波信号としてミキサ2aに、また90゜位
相器9を介してミキサ2bにそれぞれ出力する。
【0004】このように、ミキサ2ーLPF3ーA/D
変換器4ー位相差検出器5ーD/A変換器6ーLPF7
ーVCO8にて形成されるPLLの閉ループ制御によっ
てVCO8の発振周波数がロックされ、基準搬送波信号
が再生出力される。
変換器4ー位相差検出器5ーD/A変換器6ーLPF7
ーVCO8にて形成されるPLLの閉ループ制御によっ
てVCO8の発振周波数がロックされ、基準搬送波信号
が再生出力される。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術は、直
交する基底帯域変調信号の位相差検出をデジタル化処理
した点で優れたものと考えれるが、A/D変換の量子化
周波数(サンプリング周波数)を基底帯域変調信号の2
倍以上の周波数で行っているために、A/D変換器に高
速度処理のものが要求される。すなわち、従来のように
サンプリング周波数が基底帯域変調信号よりも高い場合
においては、A/D変換器の変換処理速度の上限は、被
変換信号である基底帯域変調信号の周波数(ビットレー
ト)そのものよりもそのサンプリング周波数によって決
められる。したがって、この従来の技術では基底帯域変
調信号のビットレートが高くなるに応じてA/D変換器
のサンプリング信号の周波数も高くなり、高速度仕様の
A/D変換器が必要となるという問題があった。
交する基底帯域変調信号の位相差検出をデジタル化処理
した点で優れたものと考えれるが、A/D変換の量子化
周波数(サンプリング周波数)を基底帯域変調信号の2
倍以上の周波数で行っているために、A/D変換器に高
速度処理のものが要求される。すなわち、従来のように
サンプリング周波数が基底帯域変調信号よりも高い場合
においては、A/D変換器の変換処理速度の上限は、被
変換信号である基底帯域変調信号の周波数(ビットレー
ト)そのものよりもそのサンプリング周波数によって決
められる。したがって、この従来の技術では基底帯域変
調信号のビットレートが高くなるに応じてA/D変換器
のサンプリング信号の周波数も高くなり、高速度仕様の
A/D変換器が必要となるという問題があった。
【0006】また、これらA/D変換器の後段に接続さ
れる位相差検出器についても、その読出・演算動作はA
/D変換器のサンプリング周期と同期して行われるの
で、基底帯域変調信号のビットレートが高くなるとA/
D変換器の場合と同様にその読出・演算処理には高速の
ものが要求される。
れる位相差検出器についても、その読出・演算動作はA
/D変換器のサンプリング周期と同期して行われるの
で、基底帯域変調信号のビットレートが高くなるとA/
D変換器の場合と同様にその読出・演算処理には高速の
ものが要求される。
【0007】この発明は上記のような問題を解決するた
めになされたもので、従来の回路構成を大幅に変更する
ことなく、高ビットレートの基底帯域変調信号に対応、
すなわち変調速度の高速化が図れるPSK搬送波信号再
生装置を得ることを目的とする。
めになされたもので、従来の回路構成を大幅に変更する
ことなく、高ビットレートの基底帯域変調信号に対応、
すなわち変調速度の高速化が図れるPSK搬送波信号再
生装置を得ることを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】 この発明に係るP
SK搬送波信号再生装置は、入力されるPSK搬送波信
号を2つの基準搬送波信号で同期検波して直交2成分の
基底帯域信号を出力する同期検波手段と、上記直交2成
分の基底帯域信号をそれぞれサンプリングし、デジタル
信号に変換するA/D変換手段と、上記基底帯域信号に
同期したクロック信号を生成し、これをN分周して上記
A/D変換のサンプリング信号として出力するサンプリ
ング手段、上記A/D変換によりデジタル信号に変換さ
れた直交2成分の基底帯域信号が入力され、その位相差
を検出出力する位相差検出手段と、この位相差信号をア
ナログ制御信号に変換し、この制御信号に制御された発
振周波数信号を直交する上記2つの基準搬送波信号とし
て上記同期検波手段に出力するフェーズロックドループ
手段を備えたものである。
SK搬送波信号再生装置は、入力されるPSK搬送波信
号を2つの基準搬送波信号で同期検波して直交2成分の
基底帯域信号を出力する同期検波手段と、上記直交2成
分の基底帯域信号をそれぞれサンプリングし、デジタル
信号に変換するA/D変換手段と、上記基底帯域信号に
同期したクロック信号を生成し、これをN分周して上記
A/D変換のサンプリング信号として出力するサンプリ
ング手段、上記A/D変換によりデジタル信号に変換さ
れた直交2成分の基底帯域信号が入力され、その位相差
を検出出力する位相差検出手段と、この位相差信号をア
ナログ制御信号に変換し、この制御信号に制御された発
振周波数信号を直交する上記2つの基準搬送波信号とし
て上記同期検波手段に出力するフェーズロックドループ
手段を備えたものである。
【0009】また、次の発明に係るPSK搬送波信号再
生装置は、A/D変換手段におけるサンプリング信号の
分周比Nを2のn乗(nは2以上の正数)としたもので
ある。
生装置は、A/D変換手段におけるサンプリング信号の
分周比Nを2のn乗(nは2以上の正数)としたもので
ある。
【0010】
【発明の実施の形態】以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。図1はこの発明の一実施例によるPS
K搬送波信号再生装置を示す回路構成図であり、図にお
いて、1はPSK搬送波信号が入力される入力端子、2
aおよび2bはこの入力端子1より分路入力されるPS
K搬送波信号と、直交する2つの基準搬送波信号(CO
S波およびSIN波)をそれぞれ乗算して同期検波する
ミキサ、3aおよび3bはこれらの同期検波における高
調波等の不要波をそれぞれ除去し、直交2成分の基底帯
域変調信号(I/Q信号)を出力するローパスフィルタ
(LPF)で、このLPF3a、3bから出力される基
底帯域変調信号は、図示しないデータ処理回路にも送出
されている。
ついて説明する。図1はこの発明の一実施例によるPS
K搬送波信号再生装置を示す回路構成図であり、図にお
いて、1はPSK搬送波信号が入力される入力端子、2
aおよび2bはこの入力端子1より分路入力されるPS
K搬送波信号と、直交する2つの基準搬送波信号(CO
S波およびSIN波)をそれぞれ乗算して同期検波する
ミキサ、3aおよび3bはこれらの同期検波における高
調波等の不要波をそれぞれ除去し、直交2成分の基底帯
域変調信号(I/Q信号)を出力するローパスフィルタ
(LPF)で、このLPF3a、3bから出力される基
底帯域変調信号は、図示しないデータ処理回路にも送出
されている。
【0011】4aおよび4bは、LPF3a、3bから
出力される基底帯域変調信号をそれぞれデジタル信号に
変換するA/D変換器、5はデジタル変換されたI信号
とQ信号の位相差に応じたデジタル位相差信号を出力す
る位相差検出器で、この位相差検出器5は、ROMある
いはSーRAM等の半導体記憶素子により構成され、A
/D変換器4aおよび4bの出力レベル値に応じた位相
情報が予め記憶されている。6は位相差検出器5から出
力されるデジタル位相差信号をアナログ制御信号に変換
するD/A変換器、7はこのD/A変換された制御信号
の高調波成分を除去するローパスフィルタ(LPF)、
8はこのLPF7の出力を制御電圧として、その電圧に
応じた発振周波数信号を発振出力する電圧制御発振器
(VCO)で、この発振出力信号は一方のミキサ2a
に、また他方のミキサ2bには90゜位相器9を介して
同期検波用の基準搬送波信号としてそれぞれ出力され
る。
出力される基底帯域変調信号をそれぞれデジタル信号に
変換するA/D変換器、5はデジタル変換されたI信号
とQ信号の位相差に応じたデジタル位相差信号を出力す
る位相差検出器で、この位相差検出器5は、ROMある
いはSーRAM等の半導体記憶素子により構成され、A
/D変換器4aおよび4bの出力レベル値に応じた位相
情報が予め記憶されている。6は位相差検出器5から出
力されるデジタル位相差信号をアナログ制御信号に変換
するD/A変換器、7はこのD/A変換された制御信号
の高調波成分を除去するローパスフィルタ(LPF)、
8はこのLPF7の出力を制御電圧として、その電圧に
応じた発振周波数信号を発振出力する電圧制御発振器
(VCO)で、この発振出力信号は一方のミキサ2a
に、また他方のミキサ2bには90゜位相器9を介して
同期検波用の基準搬送波信号としてそれぞれ出力され
る。
【0012】10はLPF3a、3bから出力される基
底帯域変調信号の周波数に同期したクロック信号を生成
するクロック発生器、11はクロック信号を1/Nに分
周し、それをA/D変換器4a,4bおよびD/A変換
器6のサンプリング信号として出力する分周器である。
底帯域変調信号の周波数に同期したクロック信号を生成
するクロック発生器、11はクロック信号を1/Nに分
周し、それをA/D変換器4a,4bおよびD/A変換
器6のサンプリング信号として出力する分周器である。
【0013】次に、動作を図について説明する。図にお
いて、入力端子1に入力された4相PSK搬送波信号は
2路に分路され、それぞれミキサ2a,2bに入力され
る。この一方のミキサ2aにはVCO8の出力が、また
他方のミキサ2bにはVCO8の出力が90゜移相器9
を介して入力されており、PSK搬送波信号は直交する
これらVCO8の発振出力信号によってそれぞれ同期検
波される。これらミキサ2a,2bの検波出力は、LP
F3a,3bによってそれぞれ高調波成分が除去され、
直交した2成分の基底帯域変調信号(I/Q信号)とな
る。
いて、入力端子1に入力された4相PSK搬送波信号は
2路に分路され、それぞれミキサ2a,2bに入力され
る。この一方のミキサ2aにはVCO8の出力が、また
他方のミキサ2bにはVCO8の出力が90゜移相器9
を介して入力されており、PSK搬送波信号は直交する
これらVCO8の発振出力信号によってそれぞれ同期検
波される。これらミキサ2a,2bの検波出力は、LP
F3a,3bによってそれぞれ高調波成分が除去され、
直交した2成分の基底帯域変調信号(I/Q信号)とな
る。
【0014】そして、この基底帯域変調信号はA/D変
換器4a,4bに入力され、分周器11より供給される
サンプリング信号によってサンプリングされ、そのサン
プリングタイミングにおける基底帯域変調信号のレベル
値がデジタル信号に変換されて位相検出器5に出力され
る。位相差検出器5ではA/D変換器4a,4bより出
力されるデジタル信号値をアドレスとして対応する位相
情報をそれぞれ読み出し、その両位相情報からデジタル
位相差信号を演算出力する。このデジタル位相差信号は
D/A変換器6に入力され、A/D変換器4a,4bの
場合と同様に分周器11より供給されるサンプリング信
号にてサンプリングされ、アナログ位相差信号に変換さ
れる。このアナログ位相差信号は、フェーズロックドル
ープを形成するLPF7を通してVCO8の制御信号と
して出力され、VCO8は制御信号電圧に応じた発振周
波数の信号を発振する。この発振出力信号をを同期検波
における基準搬送波信号としてミキサ2a、および90
゜位相器9を介してミキサ2bにそれぞれ出力すること
により、PLLの制御ループが機能してVCO8の発振
周波数がロックされ、基準搬送波信号が再生出力され
る。
換器4a,4bに入力され、分周器11より供給される
サンプリング信号によってサンプリングされ、そのサン
プリングタイミングにおける基底帯域変調信号のレベル
値がデジタル信号に変換されて位相検出器5に出力され
る。位相差検出器5ではA/D変換器4a,4bより出
力されるデジタル信号値をアドレスとして対応する位相
情報をそれぞれ読み出し、その両位相情報からデジタル
位相差信号を演算出力する。このデジタル位相差信号は
D/A変換器6に入力され、A/D変換器4a,4bの
場合と同様に分周器11より供給されるサンプリング信
号にてサンプリングされ、アナログ位相差信号に変換さ
れる。このアナログ位相差信号は、フェーズロックドル
ープを形成するLPF7を通してVCO8の制御信号と
して出力され、VCO8は制御信号電圧に応じた発振周
波数の信号を発振する。この発振出力信号をを同期検波
における基準搬送波信号としてミキサ2a、および90
゜位相器9を介してミキサ2bにそれぞれ出力すること
により、PLLの制御ループが機能してVCO8の発振
周波数がロックされ、基準搬送波信号が再生出力され
る。
【0015】このような動作により、VCO8の発振出
力信号が基準搬送波として再生されるのであるが、ここ
で、A/D変換器4a,4bおよびD/A変換器6は、
基底帯域変調信号の周波数よりも低い周波数すなわち1
/Nに分周された周波数のサンプリング信号によりA/
D変換しているので、後段の位相差検出器5を含むデジ
タル処理系の動作速度を実質的に1/Nに低下させるこ
とができ、より高速の変調速度、すなわち基底帯域変調
信号の周波数がA/D変換器4a,4bの動作域を越え
るPSK搬送波信号再生装置にも適用することができ
る。また、この場合基底帯域変調信号の周波数(例えば
数百KHz以上)に比べてLPF7のカットオフ周波数
(例えば数百Hz以下)は十分に低いため、サンプリン
グ周波数を1/Nに低くしても、PLLのループ動作上
影響はほとんどない。
力信号が基準搬送波として再生されるのであるが、ここ
で、A/D変換器4a,4bおよびD/A変換器6は、
基底帯域変調信号の周波数よりも低い周波数すなわち1
/Nに分周された周波数のサンプリング信号によりA/
D変換しているので、後段の位相差検出器5を含むデジ
タル処理系の動作速度を実質的に1/Nに低下させるこ
とができ、より高速の変調速度、すなわち基底帯域変調
信号の周波数がA/D変換器4a,4bの動作域を越え
るPSK搬送波信号再生装置にも適用することができ
る。また、この場合基底帯域変調信号の周波数(例えば
数百KHz以上)に比べてLPF7のカットオフ周波数
(例えば数百Hz以下)は十分に低いため、サンプリン
グ周波数を1/Nに低くしても、PLLのループ動作上
影響はほとんどない。
【0016】以上の説明では、分周器の分周比Nを任意
の数としたが、これを2のn乗(n=1以上の正数)す
なわちN=2,4,8,・・・とすることにより、分周
器11が簡単に構成できるだけでなく、A/D変換器4
a,4bおよび位相差検出器5を含むデジタル処理系の
設計が容易なものとなる。
の数としたが、これを2のn乗(n=1以上の正数)す
なわちN=2,4,8,・・・とすることにより、分周
器11が簡単に構成できるだけでなく、A/D変換器4
a,4bおよび位相差検出器5を含むデジタル処理系の
設計が容易なものとなる。
【0017】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、基底
帯域変調信号に同期したクロック信号を1/Nに分周
し、これを基底帯域変調信号のA/D変換のサンプリン
グ信号とし、かつこのサンプリング周期でデジタル位相
差を検出するよう構成している。これにより、デジタル
回路で形成されるA/D変換器、位相差検出器の処理速
度を従来の1/Nに低下させることができるので、A/
D変換器、位相差検出器は従来のものに比べて低速仕様
のものでも良く、また、基底帯域変調信号の周波数の要
求が高くなっても、従来のA/D変換器、位相差検出器
をそのまま使用できるという効果を奏する。
帯域変調信号に同期したクロック信号を1/Nに分周
し、これを基底帯域変調信号のA/D変換のサンプリン
グ信号とし、かつこのサンプリング周期でデジタル位相
差を検出するよう構成している。これにより、デジタル
回路で形成されるA/D変換器、位相差検出器の処理速
度を従来の1/Nに低下させることができるので、A/
D変換器、位相差検出器は従来のものに比べて低速仕様
のものでも良く、また、基底帯域変調信号の周波数の要
求が高くなっても、従来のA/D変換器、位相差検出器
をそのまま使用できるという効果を奏する。
【図1】 この発明の実施例によるPSK搬送波信号再
生回路の回路構成を示すブロック図である。
生回路の回路構成を示すブロック図である。
【図2】 従来のPSK搬送波信号再生回路の回路構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
1 入力端子、2a,2b ミキサ、3a、3b LP
F、4a、4b A/D変換器、5 位相差検出器、6
D/A変換器、7 LF、8 VCO、9
F、4a、4b A/D変換器、5 位相差検出器、6
D/A変換器、7 LF、8 VCO、9
Claims (2)
- 【請求項1】 入力されるPSK搬送波信号を2つの基
準搬送波信号で同期検波して直交2成分の基底帯域信号
を出力する同期検波手段と、上記直交2成分の基底帯域
信号をそれぞれサンプリングし、デジタル信号に変換す
るA/D変換手段と、上記基底帯域信号に同期したクロ
ック信号を生成し、これを1/Nに分周して上記A/D
変換のサンプリング信号としてそれぞれ出力するサンプ
リング手段、上記A/D変換によりデジタル化された直
交2成分の基底帯域信号がそれぞれ入力され、その位相
差を検出出力する位相差検出手段と、この位相差信号を
アナログ制御信号に変換し、この制御信号に制御された
発振周波数信号を直交する上記2つの基準搬送波信号と
して上記同期検波手段に出力するフェーズロックドルー
プ手段を備えたPSK搬送波信号再生装置。 - 【請求項2】 A/D変換手段におけるサンプリング信
号の分周比Nを2のn乗(nは2以上の正数)としたこ
とを特徴とする請求項第1項に記載のPSK搬送波信号
再生装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23142895A JP3252670B2 (ja) | 1995-09-08 | 1995-09-08 | Psk搬送波信号再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23142895A JP3252670B2 (ja) | 1995-09-08 | 1995-09-08 | Psk搬送波信号再生装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0983597A true JPH0983597A (ja) | 1997-03-28 |
JP3252670B2 JP3252670B2 (ja) | 2002-02-04 |
Family
ID=16923422
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP23142895A Expired - Fee Related JP3252670B2 (ja) | 1995-09-08 | 1995-09-08 | Psk搬送波信号再生装置 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP3252670B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100498490B1 (ko) * | 2003-02-28 | 2005-07-01 | 삼성전자주식회사 | 인페이스 신호와 쿼드러쳐 신호 간의 위상차를 가변시킬수 있는 쿼드러쳐 전압제어 발진기 |
DE10244413B4 (de) * | 2001-09-25 | 2005-09-01 | Ando Electric Co., Ltd. | Vorrichtung und Verfahren zur Messung einer Phasenverschiebungskennlinie |
-
1995
- 1995-09-08 JP JP23142895A patent/JP3252670B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10244413B4 (de) * | 2001-09-25 | 2005-09-01 | Ando Electric Co., Ltd. | Vorrichtung und Verfahren zur Messung einer Phasenverschiebungskennlinie |
KR100498490B1 (ko) * | 2003-02-28 | 2005-07-01 | 삼성전자주식회사 | 인페이스 신호와 쿼드러쳐 신호 간의 위상차를 가변시킬수 있는 쿼드러쳐 전압제어 발진기 |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP3252670B2 (ja) | 2002-02-04 |
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