JPH09246873A - 歪み補償回路 - Google Patents
歪み補償回路Info
- Publication number
- JPH09246873A JPH09246873A JP8052136A JP5213696A JPH09246873A JP H09246873 A JPH09246873 A JP H09246873A JP 8052136 A JP8052136 A JP 8052136A JP 5213696 A JP5213696 A JP 5213696A JP H09246873 A JPH09246873 A JP H09246873A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- distortion
- signal
- attenuating
- generating means
- order
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3276—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using the nonlinearity inherent to components, e.g. a diode
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3258—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits based on polynomial terms
Abstract
もに、広帯域の歪み補償を行うことを可能とする。 【解決手段】 減衰手段102に入力される信号の一部
を第1の結合手段103を介して歪み発生手段101に
供給して歪みを与える際、歪み発生手段101と減衰手
段102との間における直流成分の伝達を第1の結合手
段103及び第2の結合手段104により遮断し、歪み
を与える非線型素子の動作点を減衰手段102の動作に
かかわりなく常に一定に保つようにして、歪み発生手段
101におけるバイアス電流を変化させることにより入
力信号に与えられる歪み量を正確に調節する。
Description
し、特に、予歪を与えて非線形特性を有する素子の歪み
を補償する場合に適用して好適なものである。
性を有する素子や回路に対して歪み補償を行う場合、歪
み補償の対象となる非線形素子の逆の特性を持つ非線形
回路を、歪み補償の対象となる非線形素子の前段に配置
して予め予歪を与えておくことにより歪みを補償するプ
リディストータ(予歪み)方式が多く用いられていた。
説明する図である。図12において、1201は歪み補
償の対象となる非線形素子1202の逆の特性を持つ歪
み補償回路(プリディストータ回路)、1202は歪み
補償の対象となる非線形素子である。
出力特性が図12(c)に示す非線形特性を有する場
合、図12(b)に示すように、歪み補償回路1201
の入出力特性を非線形素子1202の入出力特性の逆の
特性に設定しておく。
性を有する入力信号を歪み補償回路1201に供給して
予歪みを与えることにより、図12(b)に示す非線形
特性を持たせる。次に、この非線形特性が与えられた入
力信号を、図12(c)に示す非線形特性を有する非線
形素子1202に供給し、歪み補償回路1201で与え
られた予歪みで非線形素子1202により発生する歪み
を補償することにより、図12(d)に示すような線形
特性を有する出力信号を得ることができる。
波無線伝送において出力段の非線形歪みを除去するため
に広く用いられている。なお、歪み補償回路は非線形素
子の後段に設けてもよい。
て説明する。図13は、従来の歪み補償回路1201の
構成を示すブロック図である。図13において、130
1、1306は方向性結合器、1302は遅延素子、1
303は歪み成分生成部、1304はアッテネータ、1
305は位相調整部である。
号は2つの信号に分岐され、遅延素子1302及び歪み
成分生成部1303に供給される。歪み成分生成部13
03は、入力信号に基づいて、歪み成分のみを生成す
る。そして、歪み成分生成部1303で生成された歪み
成分は、アッテネータ1304及び位相調整部1305
で振幅や位相の調整が行われ、方向性結合器1306に
供給される。
信号は、歪み成分生成部1303、アッテネータ130
4及び位相調整部1305における遅延量だけ遅延され
た後、方向性結合器1306に供給され、位相調整部1
305から出力される歪み成分と合成される。
ッテネータ1304及び位相調整部1305により、予
歪を制御することができる。次に、従来の歪み補償回路
1201のその他の例について説明する。
その他の構成を示す回路図である。図14において、1
401、1411、1412、1421、1422は方
向性結合器、1402は180°結合器、1403、1
407、1413、1417はダイオード、1404〜
1406、1408〜1410、1414〜1416、
1418〜1420は抵抗器、1423は偶数次歪み生
成部、1424は奇数次歪み生成部である。
号fは2つの信号に分岐され、偶数次歪み生成部142
3及び奇数次歪み生成部1424に供給される。偶数次
歪み生成部1423は、入力信号を180°結合器14
02において位相を180°ずらして2つの信号に分岐
させる。そして、180°結合器1402から出力され
た信号は、ダイオード1403及びダイオード1407
にそれぞれ供給されて歪みが与えられる。ここで、ダイ
オード1403及びダイオード1407に供給される信
号は位相が180°ずれているため、方向性結合器14
11で合成される際にダイオード1403及びダイオー
ド1407で生成された奇数次歪み成分が打ち消され、
方向性結合器1411から偶数次歪み信号(Af2+B
f4 ・・・)が出力される。なお、Af2 ,Bf4 は、
それぞれA sin2ωtが及びB sin4ωt等の高周波に
対応する。
信号を方向性結合器1412において2つの信号に分岐
させる。そして、方向性結合器1412から出力された
信号は、ダイオード1413及びダイオード1417に
それぞれ供給されて歪みが与えられる。ここで、ダイオ
ード1413とダイオード1417との向きが互いに逆
になっているため、方向性結合器1421において合成
される際にダイオード1413及びダイオード1417
で生成された偶数次歪み成分が打ち消され、方向性結合
器1421から奇数次歪み信号(f+Cf3 ・・・)が
出力される。
数次歪み信号(Af2 +Bf4 ・・・)及び奇数次歪み
生成部1424で生成された奇数次歪み信号(f+Cf
3 ・・・)は方向性結合器1422において合成され、
歪み信号(f+Af2 +Cf 3 +Bf4 ・・・)が出力
される。
C〜500MHz程度の帯域に渡って歪み補償が可能で
あるとともに、奇数次の歪みと偶数次の歪みとをそれぞ
れ独立に調節可能である。
の歪み補償回路は、歪み成分生成部1303や位相調整
部1305において、位相を回転させる90°結合器や
主信号成分を打ち消す180°結合器が必要とされるた
め、回路規模が大きくなって高価になるという問題があ
った。
域が原理的に制限される90°結合器の使用が必須であ
るため、広帯域の歪み補償に適用できないという問題が
あった。
みが帯域外に出ていくため、3次歪みの補正に限定され
るという問題があった。一方、図14の歪み補償回路
は、方向性結合器1401、1411、1412、14
21、1422を多用するため、回路規模が大きくなっ
て高価になるとともに、周波数帯域も方向性結合器14
01、1411、1412、1421、1422により
制限されるという問題があった。
性をきめ細かく調整することが困難であるという問題が
あった。そこで、本発明の目的は、予歪み特性をきめ細
かく調整可能であるとともに、広帯域の歪み補償を行う
ことが可能な歪み補償回路を提供することである。
ために、本発明によれば、例えば減衰手段からなり、歪
み発生手段に供給する電力量を調節する電力量調節手段
と、前記電力量調節手段の入力信号の一部を直流バイア
スと重ね合わせて歪ませる歪み発生手段と、前記電力量
調節手段と前記歪み発生手段とを交流的に接続する結合
手段とを備えている。
アスを調節してその動作点を移動させることにより歪み
発生手段で与えられる歪み量を正確に調節できるととも
に、電力量調節手段における減衰量を変化させて歪み発
生手段に与えられる電力量を調節することにより歪み発
生手段により与えられる歪み量を調節することができ
る。さらに、電力量調節手段は減衰手段からなるので伝
送路とインピーダンス整合を取ることにより、広帯域に
渡って歪み補償を行うことができる。
手段の周波数特性と逆の周波数特性を減衰手段に持たせ
るようにしている。このことにより、歪み発生手段にお
ける歪み量の周波数特性を、歪み発生手段に供給される
電力量の周波数特性により打ち消すことができ、予歪み
量の周波数特性を改善することができる。
手段はソース/ドレイン間を短絡した化合物半導体から
なる電界効果トランジスタである。歪み発生手段に供給
する電力量を調整するとともに、インピーダンス整合を
とることのできる減衰手段と、広帯域の電界効果トラン
ジスタからなる歪み発生手段との作用があいまって、広
帯域に渡って均一な予歪みを簡単な構成で生成すること
ができる。
1GHz以上の広帯域にわたって、歪み補償することが
できるので、例えば100〜150チャネルの多チャネ
ルのビデオ・オン・デマンドサービスにも好適する歪み
補償回路を提供できる。
生手段との結合手段はコンデンサからなる。このことに
より、方向性結合器より回路規模を小さくでき、かつ、
方向性結合器が占めるスペースよりも20〜30分の1
に小型化ができる。
介して供給された入力信号を減衰させる減衰手段と、前
記減衰手段の入力信号の一部を直流信号と重ね合わせて
歪ませる第1の歪み発生手段と、前記減衰手段と前記第
1の歪み発生手段とを交流的に接続する第1の結合手段
と、前記減衰手段の出力信号の一部を直流信号と重ね合
わせて歪ませる第2の歪み発生手段と、前記減衰手段と
前記第2の歪み発生手段とを交流的に接続する第2の結
合手段とを備えている。
2の歪み発生手段とは原点対称に配置され、第1の歪み
発生手段及び第2の歪み発生手段で発生する偶数次歪み
は打ち消されるので、奇数次歪みのみを発生させること
ができる。
介して供給された入力信号を減衰させる第1の減衰手段
と、前記第1の減衰手段の出力信号を減衰させる第2の
減衰手段と、前記第2の減衰手段の入力信号の一部を直
流信号と重ね合わせて歪ませる歪み発生手段と、前記第
2の減衰手段と前記歪み発生手段とを交流的に接続する
結合手段とを備えている。
号レベルが下げられた入力信号を歪み発生手段に供給し
て、歪み発生手段での3次以降の歪みの発生を抑制する
ことができるので、2次歪みのみを入力信号に与えるこ
とができる。
の信号レベルを下げることにより、3次以降の歪みが発
生することを抑制しながら前記入力信号に2次歪みを与
える2次歪み発生手段と、前記2次歪み発生手段とカス
ケード接続されており、偶数次の歪みを打ち消すことに
より、前記入力信号に3次の歪みを与える3次歪み発生
手段とを備えている。
み量とを独立して調節することができる。
歪み補償回路について図面を参照しながら説明する。
償回路の構成を示すブロック図である。図1において、
歪み発生手段101は、入力信号に対して歪みを発生さ
せるもので、例えば、ダイオードなどの非線形素子を含
み、入力信号をこの非線形素子に供給することにより歪
みを発生させる。歪み発生手段101により発生する歪
み量は、非線形素子に供給するバイアス電流を変化させ
ることにより調節される。
れた信号を減衰させるもので、例えば、抵抗器やPIN
アッテネータ回路などにより構成され、伝送路とインピ
ーダンス整合がとられる。また、減衰手段102におけ
る減衰量を調節することにより、歪み発生手段101に
供給する電力量を調節し、入力信号に与えられる歪み量
を調節する。
の入力側と歪み発生手段101の入力側とを交流的に結
合するもので、減衰手段102の入力信号から交流成分
のみを取り出して歪み発生手段101に供給する。
の出力側と歪み発生手段101の出力側とを交流的に結
合するもので、歪み発生手段101により歪みが与えら
れた交流信号と減衰手段102の出力信号とを合成す
る。
104は、例えば、コンデンサなどにより構成される。
このような構成において、減衰手段102は伝送路とイ
ンピーダンス整合がとられているため、広帯域に渡って
信号の伝送が可能になるとともに、減衰手段102に入
力される信号の一部を第1の結合手段103を介して歪
み発生手段101に供給して歪みを与えることができ
る。この際、歪み発生手段101と減衰手段102との
間における直流成分の伝達は第1の結合手段103及び
第2の結合手段104により遮断され、歪みを与える非
線形素子の動作点を減衰手段102の動作にかかわりな
く常に一定に保つことができるため、歪み発生手段10
1におけるバイアス電流を変化させることにより入力信
号に与えられる歪み量を正確に調節することができる。
回路について図面を参照しながら説明する。図2は、本
発明の第2実施例による歪み補償回路の構成を示す回路
図であり、図1の歪み補償回路のより具体的な回路構成
を示すものである。
与える歪み発生部、202は歪み発生手段に供給する電
力量を調節する減衰器部、203,205は高周波成分
が歪み補償回路から外部に送出されることを阻止するイ
ンダクタンス、204はGaAs電界効果トランジスタ
206にバイアス電流を供給する電流源、206は歪み
を発生させる非線形素子であり、この例の場合、ソース
/ドレイン間が短絡されたGaAs電界効果トランジス
タ、207、208は歪み発生部201と減衰器部20
2とを交流結合させるコンデンサ、209〜211は伝
送路とインピーダンス整合をとるための抵抗器である。
203、205、電流源204、GaAs電界効果トラ
ンジスタ206から構成され、減衰器部202は抵抗器
209〜211から構成されている。
続され、抵抗器210、211の一方の端子は接地端子
に接続され、抵抗器209と抵抗器210との接続点に
伝送路からの入力端子が接続され、抵抗器209と抵抗
器211との接続点に伝送路への出力端子が接続されて
いる。
を介してGaAs電界効果トランジスタ206のゲート
端子に接続され、伝送路への出力端子はコンデンサ20
8を介してGaAs電界効果トランジスタ206のソー
ス端子及びドレイン端子に接続されている。また、Ga
As電界効果トランジスタ206のゲート端子はインダ
クタンス203を介して電源端子に接続され、電流源2
04の入力端子はインダクタンス205を介してGaA
s電界効果トランジスタ206のソース端子及びドレイ
ン端子に接続され、電流源204の出力端子は接地端子
に接続されている。
らの直流電流はインダクタンス203、205を介して
GaAs電界効果トランジスタ206に供給され、Ga
As電界効果トランジスタ206のバイアス点を設定す
る。ここで、コンデンサ207、208は、電流源20
4からの直流電流が減衰器部202に伝わることを阻止
する。
と、高周波成分がコンデンサ207を介して歪み発生部
201に供給され、GaAs電界効果トランジスタ20
6により歪み成分が付加された出力信号(f+Af2 +
Bf3 ・・・)が出力される。この際、減衰器部202
は伝送路とインピーダンス整合がとられているので、数
kHz〜1GHz以上の広帯域に渡って歪み補償を行う
ことができる。
回路における歪み量の制御方法について説明する。図3
は、電流源204からの直流電流を調節して、歪み量を
制御する方法を説明する図である。
電流バイアス量が小さい場合、入力信号は非線形度の大
きな領域にあるバイアス点301を中心に振動し、Ga
As電界効果トランジスタ206で与えられる歪み量は
大きくなる。
からの電流バイアス量が大きい場合、入力信号は非線形
度の小さな領域にあるバイアス点302を中心に振動
し、GaAs電界効果トランジスタ206で与えられる
歪み量は小さくなる。
2とはコンデンサ207、208を介して接続されてい
るため、歪み発生部201と減衰器部202との間にお
ける直流成分の伝達はコンデンサ207、208により
遮断され、GaAs電界効果トランジスタ206に設定
される電流バイアス量は常に一定に保たれるので、Ga
As電界効果トランジスタ206で与えられる歪み量を
正確に調節することができる。
回路における歪み量のその他の制御方法について説明す
る。図4、5は、減衰器部202における減衰量を調節
して、歪み量を制御する方法を説明する図である。
ける減衰量を小さくした場合、減衰器部202に供給さ
れる電力量402は増加するとともに、歪み発生部20
1に供給される電力量401は減少する。このため、図
4(b)に示すように、歪み発生部201に供給される
信号の入力レベルは減少し、歪み発生部201で与えら
れる歪みは小さくなる。
2における減衰量を大きくした場合、減衰器部202に
供給される電力量502は減少するとともに、歪み発生
部201に供給される電力量501は増加する。このた
め、図5(b)に示すように、歪み発生部201に供給
される信号の入力レベルは増加し、歪み発生部201で
与えられる歪みは大きくなる。
を入力、電圧Vを出力とし、それぞれ入力および出力の
関係を示すと考えてもよい。なお、GaAs電界効果ト
ランジスタ206として、例えば、HEMT(High
Electron Mobility Transi
stor)などを使用してもよく、GaAs電界効果ト
ランジスタ206の代わりにInP、ZnSeなどのそ
の他の化合物半導体電界効果トランジスタを使用しても
よい。
効果トランジスタ206の代わりにダイオードを使用す
るようにしてもよい。以上説明したように、本発明の第
2実施例による歪み補償回路によれば、歪み発生素子に
バイアス電流を流す機能(電流量は可変)を持ち、歪み
量をきめ細かく調整することが可能な歪み発生部201
と、歪み発生部201に流れ込む信号電力を調整し、高
周波信号伝送を可能とする伝送路とインピーダンス整合
がとられた減衰器部202と、歪み発生部201と減衰
器部202とを直流的に分離するコンデンサ207、2
08とを備えることにより、高周波まで歪み量を調整可
能とすることができる。
ン間が短絡されたGaAs電界効果トランジスタ206
を用いることにより、数kHz〜1GHz以上の広帯域
に渡って均一な予歪みを簡単な構成で生成することが可
能となる。
を行う場合、歪み特性が1GHz以上の帯域まで均一な
10GHz以上の帯域を有するダイオードが必要となる
が、このようなダイオードとして例えば特殊なショット
キーダイオードを用いることが考えられるが、これは超
微細形状を持ち、高度な実装技術を要求され、高価であ
る。したがって、特殊なショットキーダイオードの代わ
りにGaAs電界効果トランジスタ206を用いること
により、より簡単な構成とすることができる。
回路について図面を参照しながら説明する。この第3実
施例による歪み補償回路は、減衰器部にPINアッテネ
ータ回路を使用し、減衰器部における減衰量を調節でき
るようにしたものである。
償回路の構成を示す回路図である。図6において、60
1は入力信号に歪みを与える歪み発生部、602は伝送
路からの信号を減衰させる減衰器部、603、605は
高周波成分を阻止するインダクタンス、604はGaA
s電界効果トランジスタ606にバイアス電流を供給す
る電流源、607、608は歪み発生部601と減衰器
部602とを交流結合させるコンデンサ、609はPI
Nアッテネータ回路、610はPINアッテネータ回路
のPINダイオードにバイアス電流を供給する電流源で
ある。
補償回路と異なる点は、図2の歪み補償回路の減衰器部
202の代わりにPINアッテネータ回路609及び電
流源610からなる減衰器部602が使用されているこ
とである。
電流量を調節することにより、PINアッテネータ回路
609のPINダイオードのバイアス点を移動させてP
INダイオードの抵抗を変えることができ、減衰量を変
化させることができる。
化に応じて、歪み発生部601に供給される信号電力量
が変化するので、歪み発生部601により付加される予
歪み量をきめ細かく調節することができる。この際、減
衰器部602は伝送路とインピーダンス整合がとられて
いるので、数kHz〜1GHz以上の広帯域に渡って歪
み補償を行うことができる。
償回路のより詳細な構成を示す回路図である。図7にお
いて、701は入力信号に歪みを与える歪み発生部、7
02は伝送路からの信号を減衰させる減衰器部、70
3、705、709、711、718、721は高周波
成分を阻止するインダクタンス、704はGaAs電界
効果トランジスタ706にバイアス電流を供給する電流
源、710はPINダイオード712にバイアス電流を
供給する電流源、722はPINダイオード720にバ
イアス電流を供給する電流源、706は歪みを発生させ
るGaAs電界効果トランジスタ、707、708は歪
み発生部701と減衰器部702とを交流結合させるコ
ンデンサ、715、716は伝送路とインピーダンス整
合をとるための抵抗器、713、714はPINダイオ
ード712と伝送路とを交流結合させるコンデンサ、7
17、719はPINダイオード720と伝送路とを交
流結合させるコンデンサ、712、720は減衰量を調
整するためのPINダイオードである。
子と出力端子とは直列接続された抵抗器715、716
を介して接続されるとともに、伝送路の入力端子はコン
デンサ713を介してPINダイオード712のアノー
ド端子に接続され、伝送路の出力端子はコンデンサ71
4を介してPINダイオード712のカソード端子に接
続され、PINダイオード712のアノード端子はコイ
ル709を介して電源端子に接続され、PINダイオー
ド712のカソード端子はコイル711及び電流源71
0を介して接地端子に接続され、PINダイオード72
0のアノード端子はコンデンサ719を介して接地端子
に接続されるとともにコイル718を介して電源端子に
接続され、PINダイオード720のカソード端子はコ
ンデンサ717を介して抵抗器715、716の接続点
に接続されるとともにコイル721及び電流源722を
介して接地端子に接続されている。
らの直流電流はコイル709、711を介してPINダ
イオード712に供給され、PINダイオード712の
バイアス点を設定する。また、電流源722からの直流
電流はコイル718、721を介してPINダイオード
720に供給され、PINダイオード720のバイアス
点を設定する。このため、電流源710、722の電流
量を調節することにより、PINダイオード712、7
20のバイアス点を移動させてPINダイオード71
2、720の抵抗を変えることができ、減衰量を変化さ
せることができる。
効果トランジスタ606、706の代わりに、ダイオー
ドを用いるようにしてもよい。以上説明したように、本
発明の第3実施例による歪み補償回路によれば、インピ
ーダンス固定で減衰量を変化させることができる減衰器
部602、702を使用することにより、歪み発生部6
01、701に流れ込む信号電力量を変化させることが
でき、高周波まで歪み量をきめ細かく外部制御可能とす
ることができる。
回路について図面を参照しながら説明する。この第4実
施例による歪み補償回路は、減衰器部に周波数特性を持
たせて、歪み発生素子の周波数特性を改善するようにし
たものである。
償回路の構成を示す回路図である。図8において、80
1は入力信号に歪みを与える歪み発生部、802は伝送
路からの信号を減衰させる減衰器部、803、805は
高周波成分を阻止するインダクタンス、804はGaA
s電界効果トランジスタ806にバイアス電流を供給す
る電流源、806は歪みを発生させるGaAs電界効果
トランジスタ、807、808は歪み発生部801と減
衰器部802とを交流結合させるコンデンサ、809、
811〜813は入力信号を減衰させる抵抗器、810
は入力信号を減衰させるコンデンサである。
と異なる点は、減衰器部202の代わりにGaAs電界
効果トランジスタ806の電力の周波数特性と逆の電力
の周波数特性を有する減衰器部802を使用することで
ある。
路の入力端子と出力端子とは抵抗器809を介して接続
されているとともに、直列接続されたコンデンサ810
と抵抗器811とが抵抗器809に並列に接続され、伝
送路の入力端子は抵抗器812を介して接地端子に接続
され、伝送路の出力端子は抵抗器813を介して接地端
子に接続されている。
ジスタ806の歪み量の周波数特性が、図8(c)に示
すように、高域において増加する場合、減衰器部802
の電力の周波数特性を、図8(b)に示すように、高域
において増加させることにより、GaAs電界効果トラ
ンジスタ806に供給される電力の周波数特性が、図8
(a)に示すように、高域において減少するようにす
る。
2に供給された場合、減衰器部802における高域成分
の減衰量が低域成分の減衰量に比べて少なくなり、歪み
発生部801に供給される高域成分の電力量が低域成分
の電力量に比べて減少するので、この歪み発生部801
に供給される高域成分の電力量の減少によりGaAs電
界効果トランジスタ806の高域での歪み量の増加が相
殺され、図8(d)に示すように、歪み量の周波数特性
の平坦な出力信号を得ることができる。
効果トランジスタ806の代わりにダイオードを用いる
ようにしてもよい。また、減衰器部802として、Ga
As電界効果トランジスタ806と逆の周波数特性を持
たせるようにしたPINアッテネータ回路を用いてもよ
い。
による歪み補償回路によれば、減衰器部802に周波数
特性を持たせることにより、歪み発生素子に流れ込む電
力に周波数特性を持たせ、予歪みの周波数特性を制御す
ることができ、広帯域の歪み補償を行うことができる。
次に、本発明の第5実施例による歪み補償回路について
図面を参照しながら説明する。この第5実施例による歪
み補償回路は、歪み発生部において偶数次歪みを打ち消
すことにより、奇数次歪みのみを生成できるようにした
ものである。
償回路の構成を示す回路図である。図9において、90
1は入力信号に歪みを与える歪み発生部、902は伝送
路からの信号を減衰させる減衰器部、903は歪み発生
部901で生成された歪みのうち偶数次歪みを打ち消す
歪み発生部、904、906、916、918は高周波
成分を阻止するインダクタンス、905はGaAs電界
効果トランジスタ907にバイアス電流を供給する電流
源、915はGaAs電界効果トランジスタ917にバ
イアス電流を供給する電流源、907、917は歪みを
発生させるGaAs電界効果トランジスタ、908、9
09は歪み発生部901と減衰器部902とを交流結合
させるコンデンサ、913、914は歪み発生部903
と減衰器部902とを交流結合させるコンデンサ、91
0〜912は伝送路とインピーダンス整合をとるための
抵抗器である。
と異なる点は、歪み発生部903をコンデンサ913、
914を介して減衰器部902に接続したことである。
この歪み発生部903は、歪み発生部901と同一の構
成を有しており、歪み発生部903を歪み発生部901
に対して向きを反転させて減衰器部902に接続してい
る点が異なっている。すなわち、減衰器部902の入力
端子には、GaAs電界効果トランジスタ907のゲー
ト端子をコンデンサ908を介して接続するとともに、
GaAs電界効果トランジスタ917のソース端子及び
ドレイン端子をコンデンサ913を介して接続し、減衰
器部902の出力端子には、GaAs電界効果トランジ
スタ907のソース端子及びドレイン端子をコンデンサ
909を介して接続するとともに、GaAs電界効果ト
ランジスタ917のゲート端子をコンデンサ914を介
して接続している。
力することにより、GaAs電界効果トランジスタ90
7、917で歪みが生成される。ここで、GaAs電界
効果トランジスタ907、917は原点対称となるよう
に接続されているので、GaAs電界効果トランジスタ
907、917で生成された偶数次歪み成分は打ち消さ
れ、奇数次歪み信号(f+Af3 +Bf5 ・・・)が出
力される。
成分のみを入力信号に与えることができ、偶数次歪みと
独立して奇数次歪みの歪み量を調整することができる。
なお、歪み発生素子として、GaAs電界効果トランジ
スタ907、917の代わりにダイオードを用いるよう
にしてもよい。また、減衰器部902として、PINア
ッテネータ回路を使用してもよく、さらに、GaAs電
界効果トランジスタ907、917の周波数特性と逆の
周波数特性を減衰器部902に持たせるようにしてもよ
い。
による歪み補償回路によれば、減衰器部902に対し
て、歪み発生部901、903を原点対称となるように
接続することにより、奇数次の歪みを発生させることな
く、偶数次の歪みのみの歪み量を制御することができ
る。また、方向性結合器などの部品を使用することなし
に歪み補償回路を構成することができるので、小型化や
低価格化が可能となる。
回路について図面を参照しながら説明する。この第6実
施例による歪み補償回路は、2次歪みと3次歪みとを独
立して調節できるようにしたものである。すなわち、2
次歪みを生成する場合、入力信号のレベルを下げて歪み
を与えることにより、3次歪みが生成されることを抑制
し、3次歪みを生成する場合、歪み発生素子を原点対称
に配置して歪みを与えることにより、歪み発生素子で生
成された2次歪みを打ち消すようにする。
補償回路の構成を示す回路図である。図10において、
1001は入力信号の信号レベルを低下させる3次歪み
量調整部、1002は入力信号を歪ませる2・3次歪み
補正部、1003は入力信号を増幅するアンプ、100
4は3次歪みを生成する3次歪み補正部、1005は2
次歪み生成部、1006は3次歪み生成部である。
図2の歪み補償回路により構成され、3次歪み補正部1
004は、例えば、図9の歪み補償回路により構成され
る。2次歪み生成部1005は、入力信号に対して2次
歪みのみを与えるものであり、3次歪み量調整部100
1及び2・3次歪み補正部1002により構成される。
ここで、3次歪み量調整部1001は、2・3次歪み補
正部1002における3次歪みの歪み量Bが所定の値以
下になるように、入力信号の入力レベルを低下させる。
この際、2・3次歪み補正部1002における3次歪み
の歪み量Bは、2次歪みの歪み量Aに比べて入力信号の
入力レベル依存性が大きく、入力信号の入力レベルを調
節することにより、2・3次歪み補正部1002におけ
る2次歪みの歪み量Aを確保したまま、3次歪みの歪み
量Bを低下させることができる。
3及び3次歪み補正部1004により構成される。ここ
で、アンプ1003は、3次歪み補正部1004におけ
る3次歪みの発生可能なレベルまで入力信号の入力レベ
ルを増幅させるものであり、このアンプ1003からの
出力信号を3次歪み補正部1004に供給することによ
り、3次歪み補正部1004において、3次歪みのみを
入力信号に与えることができる。
り与えられる2次歪みと3次歪み生成部1006により
与えられる3次歪みとはそれぞれ独立して生成され、2
次歪み及び3次歪みを独立して調節することができる。
回路の動作を数式を用いてより詳細に説明する。図10
において、3次歪み補正部1004に入力信号f′が供
給された場合、4次以降の歪みを0とみなして無視する
と、3次歪み補正部1004において3次歪みが与えら
れ、3次歪み補正部1004からの出力信号f′′は
(1)式のようになる。
された場合、4次以降の歪みを0とみなして無視する
と、2・3次歪み補正部1002において2次及び3次
歪みが与えられ、2・3次歪み補正部1002からの出
力信号f′は(2)式のようになる。
みなして無視すると、 f′′=f′+Cf′3 ≒(f+Af2 +Bf3 )+C(f+Af2 +Bf3 )3 ≒(f+Af2 +Bf3 )+Cf3 =f+Af2 +(B+C)f3 ・・・(3) となる。
り、2・3次歪み補正部1002における2次歪みの歪
み量Aに比べて3次歪みの歪み量Bを無視することがで
きるレベルまで、2・3次歪み補正部1002に供給さ
れる入力信号fの信号レベルを減衰させることによっ
て、(3)式における係数Bを係数Cに対して無視する
ことができる。
することができる。 f′′=f+Af2 +Cf3 (∵B≪C) ・・・(4) (4)式において、2次歪みにおける係数Aは2次歪み
生成部1005により独立して調節でき、3次歪みにお
ける係数Cは3次歪み生成部1006により独立して調
節できるので、2次歪み及び3次歪みをそれぞれ独立し
て調節することができる。
他にソース/ドレイン間が短絡されたGaAs電界効果
トランジスタを用いるようにしてもよい。また、減衰器
部として、π型抵抗器の他にPINアッテネータ回路を
使用してもよく、さらに、歪み発生素子の周波数特性と
逆の周波数特性を減衰器部に持たせるようにしてもよ
い。また、2次歪み生成部1005と3次歪み生成部1
006との配置を逆にしてもよい。
による歪み補償回路によれば、2次歪み生成部1005
と3次歪み生成部1006とをカスケード接続すること
により、2次歪みと3次歪みとを独立して調節すること
ができ、方向性結合器などの部品が不要となるため、小
型化及び低価格化が可能となる。
アッテネータを歪み発生回路の前段に配置することによ
り、3次歪みの発生を抑制しながら2次歪みのみを生成
することができるので、180°結合器などの部品を用
いることなしに2次歪み発生回路を構成することができ
る。
伝送路を介して供給された入力信号を減衰させる減衰手
段を設け、減衰手段と歪み発生手段とを交流的に接続す
ることにより、歪み発生手段の直流信号を調節して歪み
発生手段により与えられる歪み量を正確に調節できると
ともに、減衰手段における減衰量を変化させて歪み発生
手段により与えられる歪み量を調節することができる。
さらに、減衰手段により伝送路とインピーダンス整合を
取ることにより、広帯域に渡って歪み補償を行うことが
できる。
歪み発生手段をコンデンサで結合したので回路規模を小
さくでき、したがって回路の占有するスペースを小型化
することができる。
手段の周波数特性と逆の周波数特性を減衰手段に持たせ
ることにより、歪み発生手段における歪み量の周波数特
性を、歪み発生手段に供給される電力量の周波数特性に
より打ち消すことができ、予歪み量の周波数特性を改善
することができる。
ドレイン間を短絡した化合物半導体からなる電界効果ト
ランジスタを歪み発生素子とすることにより、広帯域に
渡って均一な予歪みを簡単な構成で生成することができ
る。
み発生手段と第2の歪み発生手段とを原点対称に配置す
ることにより、第1の歪み発生手段及び第2の歪み発生
手段で発生する偶数次歪みは打ち消すことができ、奇数
次歪みのみを発生させることができる。
ルを下げて入力信号を歪み発生手段に供給することによ
り、歪み発生手段での3次以降の歪みの発生を抑制する
ことができ、入力信号に2次歪みのみを与えることがで
きる。
発生手段と3次歪み発生手段とをカスケード接続するこ
とにより、2次の歪み量と3次の歪み量とを独立して調
節することができる。
を示すブロック図である。
を示す回路図である。
を説明する図である。
を説明する図である。
を説明する図である。
を示す回路図である。
路図である。
成分の位相特性を示す図である。
を示す回路図である。
成を示すブロック図である。
力レベルによる2次歪み及び3次歪みの歪み量の変化を
示すグラフである。
る。
である。
る。
み発生部 202、602、702、802、902 減衰器部 203、205、403、405、503、505、5
09、511、518、521、603、605、70
3、705、709、711、718、721、80
3、805、906、916、918 コイル 204、404、504、510、522、604、6
10、704、710、722、804、905、91
5 電流源 206、506、512、520、606、706、8
06、907、917GaAs電界効果トランジスタ 207、208、407、408、407、408、5
13、514、517、519、607、608、70
7、708、713、714、717、719、80
7、808、810 コンデンサ 209〜211、409〜411、515、516、7
15、716、809、811〜813 抵抗器 609 PINアッテネータ回路 712、720 ダイオード 1001 3次歪み量調整部 1002 2・3次歪み補正部 1003 アンプ 1004 3次歪み補正部 1005 2次歪み生成部 1006 3次歪み生成部
Claims (17)
- 【請求項1】 歪み発生手段に供給する電力量を調節す
る電力量調節手段と、 前記電力量調節手段の入力側から高周波の交流信号のみ
を取り出す第1の結合手段と、 非線形素子を含み、前記第1の結合手段により取り出し
た交流信号を直流バイアスと重ね合わせて歪ませる歪み
発生手段と、 前記歪み発生手段により歪みが与えられた高周波の交流
信号を前記電力量調節手段の出力側に供給する第2の結
合手段とを備えることを特徴とする歪み補償回路。 - 【請求項2】 前記電力量調節手段は、減衰手段からな
り前記伝送路とインピーダンス整合が取られていること
を特徴とする請求項1に記載の歪み補償回路。 - 【請求項3】 前記電力量調節手段は減衰手段からな
り、PINアッテネータ回路であることを特徴とする請
求項2に記載の歪み補償回路。 - 【請求項4】 前記電力量調節手段は、前記歪み発生手
段の電力の周波数特性と逆の電力の周波数特性を有する
ことを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載の
歪み補償回路。 - 【請求項5】 前記歪み発生手段は、非線形素子と、 前記非線形素子にバイアス電流を与える電流発生手段と
を備えることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項
に記載の歪み補償回路。 - 【請求項6】 前記非線形素子は、ソース/ドレイン間
を短絡した化合物半導体からなる電界効果トランジスタ
であることを特徴とする請求項5に記載の歪み補償回
路。 - 【請求項7】 前記非線形素子は、ダイオードであるこ
とを特徴とする請求項5に記載の歪み補正回路。 - 【請求項8】 前記歪み発生手段は、該非線形素子の入
力に接続された第1のインダクタンスと、出力に接続さ
れた第2のインダクタンスからなることを特徴とする請
求項5に記載の歪み補償回路。 - 【請求項9】 前記第1および第2の結合手段は、それ
ぞれコンデンサからなることを特徴とする請求項1に記
載の歪み補償回路。 - 【請求項10】 歪み発生手段に供給する電力量を調節
する減衰手段と、 前記減衰手段の入力側から交流信号のみを取り出す第1
の結合手段と、 前記第1の結合手段により取り出した交流信号を直流バ
イアスと重ね合わせて歪ませる第1の歪み発生手段と、 前記歪み発生手段により歪みが与えられた交流信号を前
記減衰手段の出力側に供給する第2の結合手段と、 前記減衰手段の入力側から交流信号のみを取り出す第3
の結合手段と、 前記第3の結合手段により取り出した交流信号を直流バ
イアスと重ね合わせて歪ませる第2の歪み発生手段と、 前記第2の歪み発生手段により歪みが与えられた交流信
号を前記減衰手段の出力側に供給する第4の結合手段と
を備えることを特徴とする奇数次歪み補償回路。 - 【請求項11】 伝送路を介して供給された入力信号を
減衰させる第1の減衰手段と、 歪み発生手段に供給する電力量を調節する第2の減衰手
段と、 前記第2の減衰手段の入力側から交流信号のみを取り出
す第1の結合手段と、 前記第1の結合手段により取り出した交流信号を直流バ
イアスと重ね合わせて歪ませる歪み発生手段と、 前記歪み発生手段により歪みが与えられた交流信号を前
記第2の減衰手段の出力側に供給する第2の結合手段と
を備えることを特徴とする偶数次歪み補償回路。 - 【請求項12】 伝送路を介して供給された入力信号を
減衰させる第1の減衰手段と、 歪み発生手段に供給する電力量を調節する第2の減衰手
段と、 前記第2の減衰手段の入力側から交流信号のみを取り出
す第1の結合手段と、 前記第1の結合手段により取り出した交流信号を直流バ
イアスと重ね合わせて歪ませる第1の歪み発生手段と、 前記第1の歪み発生手段により歪みが与えられた交流信
号を前記第2の減衰手段の出力側に供給する第2の結合
手段と、 前記第2の減衰手段の出力側の信号を増幅する増幅手段
と、 前記増幅手段の出力信号を減衰させる第3の減衰手段
と、 前記第3の減衰手段の出力側から交流信号のみを取り出
す第3の結合手段と、 前記第3の結合手段により取り出した交流信号を直流バ
イアスと重ね合わせて歪ませる第2の歪み発生手段と、 前記第2の歪み発生手段により歪みが与えられた交流信
号を前記第3の減衰手段の出力側に供給する第4の結合
手段と、 前記第3の減衰手段の出力側から交流信号のみを取り出
す第5の結合手段と、 前記第5の結合手段により取り出した交流信号を直流バ
イアスと重ね合わせて歪ませる第3の歪み発生手段と、 前記第3の歪み発生手段により歪みが与えられた交流信
号を前記第3の減衰手段の入力側に供給する第6の結合
手段とを備えることを特徴とする歪み補償回路。 - 【請求項13】 歪み発生手段に供給する電力量を調節
する減衰手段と、 前記減衰手段の入力側から交流信号のみを取り出す第1
のコンデンサと、 非線形素子を含み、前記第1のコンデンサにより取り出
した交流信号を歪ませる歪み発生手段と、 前記歪み発生手段により歪みが与えられた交流信号を前
記減衰手段の出力側に供給する第2のコンデンサとを備
えることを特徴とする歪み補償回路。 - 【請求項14】 前記歪み発生手段で生成された歪みの
うち、偶数次の歪みを打ち消すことにより、前記入力信
号に奇数次の歪みを与えることを特徴とする請求項13
に記載の歪み補償回路。 - 【請求項15】 信号レベルを下げて前記入力信号を前
記歪み発生手段に供給し、前記歪み発生手段での3次以
降の歪みの発生を抑制することにより、前記入力信号に
2次歪みを与えることを特徴とする請求項13に記載の
歪み補償回路。 - 【請求項16】 入力信号の信号レベルを下げることに
より、3次以降の歪みが発生することを抑制しながら前
記入力信号に2次歪みを与える2次歪み発生手段と、 前記2次歪み発生手段とカスケード接続されており、偶
数次の歪みを打ち消すことにより、前記入力信号に3次
の歪みを与える3次歪み発生手段とを備えることを特徴
とする歪み補償回路。 - 【請求項17】 前記2次歪み発生手段は、入力信号の
レベルを下げる減衰手段と、該減衰手段に接続された2
次・3次歪み補正部からなり、 前記3次歪み発生手段は、前記2次・3次歪み補正部の
出力を増幅する増幅手段と、該増幅手段の出力に接続さ
れた3次歪み補正部とからなり、 2次歪み及び3次歪み信号を独立に調整できることを特
徴とする請求項16に記載の歪み補償回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05213696A JP3545125B2 (ja) | 1996-03-08 | 1996-03-08 | 歪み補償回路 |
US08/739,961 US5939920A (en) | 1996-03-08 | 1996-10-30 | Method and apparatus which adds distortion to a signal to compensate for distortion added at a later stage by a nonlinear element |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05213696A JP3545125B2 (ja) | 1996-03-08 | 1996-03-08 | 歪み補償回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09246873A true JPH09246873A (ja) | 1997-09-19 |
JP3545125B2 JP3545125B2 (ja) | 2004-07-21 |
Family
ID=12906462
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP05213696A Expired - Lifetime JP3545125B2 (ja) | 1996-03-08 | 1996-03-08 | 歪み補償回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5939920A (ja) |
JP (1) | JP3545125B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001223539A (ja) * | 2000-02-08 | 2001-08-17 | Nec Corp | アクティブフィードフォワード型プレディストーションに基づく線形電力増幅器 |
JP2015222912A (ja) * | 2014-05-23 | 2015-12-10 | 三菱電機株式会社 | リニアライザ |
Families Citing this family (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6288814B1 (en) * | 1994-05-19 | 2001-09-11 | Ortel Corporation | In-line predistorter for linearization of electronic and optical signals |
JP3022347B2 (ja) * | 1996-10-18 | 2000-03-21 | 八木アンテナ株式会社 | 歪補償回路 |
DE19831716A1 (de) * | 1998-07-15 | 2000-01-20 | Alcatel Sa | Temperaturstabilisation eines Predistorters mit Spannungsspeisung |
US6194942B1 (en) * | 2000-01-19 | 2001-02-27 | Cable Vision Electronics Co., Ltd. | Predistortion circuit for linearization of signals |
US6509789B1 (en) * | 2000-01-24 | 2003-01-21 | General Instrument Corporation | Circuit for reducing second and third order intermodulation distortion for a broadband RF amplifier |
US6580319B1 (en) | 2000-04-19 | 2003-06-17 | C-Cor.Net Corp. | Amplitude and phase transfer linearization method and apparatus for a wideband amplifier |
US6781454B1 (en) * | 2000-07-13 | 2004-08-24 | Hughes Electronics Corporation | Linearized traveling wave tube circuit with pre-distortion linearizer |
JP2003243939A (ja) * | 2002-02-14 | 2003-08-29 | Seiko Epson Corp | 歪み補償回路 |
KR100965700B1 (ko) * | 2005-03-04 | 2010-06-24 | 삼성전자주식회사 | 전치왜곡기 |
AU2006330069A1 (en) * | 2005-06-13 | 2007-07-05 | Ccor Solutions | Four quadrant linearizer |
US7596326B2 (en) * | 2005-10-27 | 2009-09-29 | Emcore Corporation | Distortion cancellation circuitry for optical receivers |
US7634198B2 (en) * | 2006-06-21 | 2009-12-15 | Emcore Corporation | In-line distortion cancellation circuits for linearization of electronic and optical signals with phase and frequency adjustment |
KR20080041405A (ko) * | 2006-11-07 | 2008-05-13 | 삼성전자주식회사 | 반사파억제를 통한 신호특성이 향상된 테스트 시스템 |
CN113242023B (zh) * | 2021-03-30 | 2022-07-26 | 宁波大学 | 一种场效应管串联反射式肖特基二极管的模拟预失真器 |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5666909A (en) * | 1979-11-02 | 1981-06-05 | Nec Corp | Predistorter |
JPS58147208A (ja) * | 1982-02-26 | 1983-09-02 | Nec Corp | 高周波増幅器 |
JPS6342207A (ja) * | 1986-08-07 | 1988-02-23 | Fujitsu Ltd | 歪補償器 |
US5225902A (en) * | 1990-03-20 | 1993-07-06 | Scientific-Atlanta, Inc. | Automatic frequency selection in a bi-directional cable television system |
US5221908A (en) * | 1991-11-29 | 1993-06-22 | General Electric Co. | Wideband integrated distortion equalizer |
US5546048A (en) * | 1992-09-04 | 1996-08-13 | Hitachi, Ltd. | Amplifier and display apparatus employing the same |
CA2120965A1 (en) * | 1993-04-14 | 1994-10-15 | Katsumi Uesaka | Distortion generating circuit |
JP2587402Y2 (ja) * | 1993-12-28 | 1998-12-16 | 有限会社新研工業所 | 着脱式ひだ取り機 |
US5523716A (en) * | 1994-10-13 | 1996-06-04 | Hughes Aircraft Company | Microwave predistortion linearizer |
-
1996
- 1996-03-08 JP JP05213696A patent/JP3545125B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1996-10-30 US US08/739,961 patent/US5939920A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001223539A (ja) * | 2000-02-08 | 2001-08-17 | Nec Corp | アクティブフィードフォワード型プレディストーションに基づく線形電力増幅器 |
JP2015222912A (ja) * | 2014-05-23 | 2015-12-10 | 三菱電機株式会社 | リニアライザ |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5939920A (en) | 1999-08-17 |
JP3545125B2 (ja) | 2004-07-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6853247B2 (en) | Methods and apparatus for using Taylor series expansion concepts to substantially reduce nonlinear distortion | |
JPH09246873A (ja) | 歪み補償回路 | |
US7626455B2 (en) | Distortion compensation apparatus | |
US8736365B2 (en) | Broadband linearization module and method | |
US9438186B2 (en) | Power amplifier with envelope injection | |
KR100281622B1 (ko) | 전치-후치 보상 증폭기 | |
US6753728B2 (en) | Distortion reducing circuit | |
WO2012135070A2 (en) | Frequency-desensitizer for broadband predistortion linearizers | |
KR20080020943A (ko) | 전력 증폭장치 및 휴대전화 단말 | |
JP2002057533A (ja) | 前置歪み補償回路、低歪み電力増幅器、及びその制御方法 | |
US6720829B2 (en) | Distortion-compensated amplifying circuit | |
JP3487060B2 (ja) | 歪補償回路 | |
JP2002064340A (ja) | 高周波電力増幅器 | |
JP5452283B2 (ja) | 歪み補償装置 | |
KR100865886B1 (ko) | 고주파 증폭기의 비선형성을 보정하기 위한 장치 | |
US7268619B2 (en) | Amplifier pre-distorter method and apparatus | |
KR100371531B1 (ko) | 에러 피드백을 이용한 피드포워드 선형 전력 증폭기 | |
JP3393514B2 (ja) | モノリシック集積化低位相歪電力増幅器 | |
RU2692966C1 (ru) | Аналоговый предыскажающий линеаризатор для усилителя мощности | |
RU2425439C1 (ru) | Способ линеаризации амплитудных характеристик усилительного тракта радиосигнала | |
JPH04288711A (ja) | 増幅器の歪補償回路 | |
JP2000349564A (ja) | 電力増幅装置 | |
KR20050097257A (ko) | 선형성을 가지는 피드-포워드 전력 증폭기 | |
JP3495283B2 (ja) | フィードフォワード型増幅器及びこれを用いた無線通信装置 | |
JP2002314346A (ja) | 電力増幅装置用歪み補償回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20031111 |
|
A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20040128 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040406 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040407 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080416 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090416 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090416 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100416 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110416 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110416 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120416 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130416 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140416 Year of fee payment: 10 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |