JPH09245433A

JPH09245433A - データ再生装置

Info

Publication number: JPH09245433A
Application number: JP7303596A
Authority: JP
Inventors: Hisakado Hirasaka; 久門平坂
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-03-05
Filing date: 1996-03-05
Publication date: 1997-09-19

Abstract

(57)【要約】【課題】Ａ／Ｄ変換手段のダイナミックレンジを可変
制御し、飽和防止と量子化誤差の減少を実現する。【解決手段】データ再生装置の動作が定常状態である
ときはダイナミックレンジを小さく、また当該データ再
生装置の動作が特殊状態であるときはダイナミックレン
ジを大きくする。また定常状態ではダイナミックレンジ
可変制御動作の応答性を遅く、特殊状態では応答性を早
くする。ダイナミックレンジを拡大する際には応答性を
早くする。またＡ／Ｄ変換手段の出力及び等化手段の出
力の両方を監視して、Ａ／Ｄ変換手段におけるダイナミ
ックレンジを適応的に可変制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、記録媒体から読み
出された信号をデジタルデータに変換して等化処理やデ
コード処理を行ない、データを再生するデータ再生装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】磁気テープ、磁気ディスク、光ディス
ク、光磁気ディスクなど、各種の記録媒体及びそれに対
応する記録再生装置が普及している。近年の高密度デジ
タル記録システムにおける再生装置では、再生ヘッドに
よって記録媒体から読み出された信号（ＲＦ信号）に対
してアナログイコライザやデジタルフィルタによる等化
処理を行ない、等化されたＲＦ信号をＡ／Ｄ変換する。
そしてデジタルデータに対して等化処理、２値化処理、
デコード処理、エラー訂正処理等を行なってデータを再
生することが多い。これは、高密度デジタル記録システ
ムのＲＦ信号処理技術として、等化方式をパーシャルレ
スポンス方式、検出方式を最尤復号法（ビタビ復号：ビ
タビ検出：Maximum Likelyhood Detection Method ）と
いう組み合わせ（ＰＲＭＬ方式）を採用する例が増えて
いるためである。

【０００３】例えばＤＡＴ（デジタルオーディオテー
プ）記録再生装置を例にあげると、従前は積分等化を採
用し、ＲＦ処理としてはアナログリミッタで２値化を行
ない、デコード及びエラー訂正という簡単な構成ですん
でいたが、ＰＲＭＬ方式を採用した場合は、ビタビ検出
動作が、等化されたＲＦ信号の検出点電圧系列（サンプ
リングデータ系列）をデジタル信号処理することで２値
化する仕組みであるため、ＲＦ信号をサンプリングする
ためのＡ／Ｄ変換器が必要となる。

【０００４】ところが、Ａ／Ｄ変換器はアナログ−デジ
タル変換可能な信号入力範囲として固有のダイナミック
レンジを持ち、ダイナミックレンジに比べて入力信号レ
ベルが適正範囲でない場合は良好なサンプルデータが得
られず、検出エラーが多発するという事態が生ずる。

【０００５】即ちダイナミックレンジに比べて著しく小
さい振幅のＲＦ信号が入力された場合は、Ａ／Ｄ変換器
の出力（サンプルデータ）中の量子化誤差が増大し、Ｓ
Ｎ比が悪化するため検出エラーが増加する。またダイナ
ミックレンジを越えるような大振幅のＲＦ信号が入力さ
れた場合は、サンプルデータは飽和したデータとなり、
即ちＡ／Ｄ変換動作における直線性が損なわれてしま
う。このようなサンプルデータのＳＮ比は極度に劣化し
ており、検出エラーは大幅に増加する。

【０００６】これらの状況を図１２〜図２５で説明す
る。ＲＦ信号をクラス１パーシャルレスポンス方式（Ｐ
Ｒ(1,1) 方式）で等化された波形であるとして説明す
る。図１２はクラス１パーシャルレスポンス等化波形の
アイパターンである。この等化波形は、図中〇で示すサ
ンプルポイント（検出点）で『１』『０』『−１』の３
種類の値を取りうる。しかし現実の波形はノイズを含む
のでこの図のようにサンプルポイントで１点に収束する
ことはなくばらつく。

【０００７】このような波形をサンプリングすると、図
１３のような、３つの電圧を中心に分布したサンプルデ
ータ分布が得られる。この図１３はＲＦ信号をＡ／Ｄ変
換器でサンプリングしたサンプルデータ値（電圧値）を
３００００ポイント表示したグラフである。これはＡ／
Ｄ変換器の精度を８ビット（−１２８〜＋１２７）と
し、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを概略図１４の
ように設定したときの状態である。つまり図１４のよう
にＲＦ信号波形の振幅（斜線部）に対してＡ／Ｄ変換器
のダイナミックレンジとして或る程度の飽和余裕をと
り、ＲＦ信号振幅に対してＡ／Ｄ変換器のダイナミック
レンジがだいたい適正な状態に設定されているとされる
場合である。このような場合は、図１３のように、ほぼ
±１００ポイントのサンプリングデータ分布が得られ
た。

【０００８】次に、ＲＦ信号電圧（振幅）が図１５のよ
うに、図１４に比べてほぼ半分になった場合について考
えてみる。このときのサンプルデータ分布は図１６のよ
うになる。図１６のグラフは前記図１３と同一スケール
により示したものであり、これを拡大したのが図１７で
ある。図１６からわかるように、サンプルデータ分布は
約±５０ポイントの範囲の分布となり、特に図１３に対
して図１７を比較してわかるようにサンプルデータ分布
はまばらになっている。これはＡ／Ｄ変換器のダイナミ
ックレンジに対してＲＦ信号振幅が小さくなることで量
子化誤差が増加していることを意味する。

【０００９】さらに、ＲＦ信号電圧（振幅）が図１４の
状態に比べて約１／４、約１／８となった場合の分布を
それぞれ図１８、図２０に示す。図１８、図２０は前記
図１３と同一スケールにより示したものであり、図１８
を拡大したのが図１９、図２０を拡大したものが図２１
である。これらの図からは、サンプルデータ分布はさら
にまばらになっていることが観測され、つまりＡ／Ｄ変
換器のダイナミックレンジに対してＲＦ信号振幅が小さ
くなっていくほど量子化誤差が増加していくことが理解
される。

【００１０】次に、ＲＦ信号振幅がＡ／Ｄ変換器のダイ
ナミックレンジを越えるようなものとなった場合を考え
る。図２２は、図２３に示すようにＡ／Ｄ変換器のダイ
ナミックレンジを設定した場合のサンプルデータの分布
を示している。つまり、図１４のようにダイナミックレ
ンジが標準的なものとなっている場合に比べてＲＦ信号
振幅が約1.5 倍となった例である。図２２の分布状態で
は、サンプルデータの値の最大値は＋１２７、最小値は
−１２８に制限され、飽和していることが観測される。
ＲＦ信号電圧がたった約1.5 倍大きくなるような変化を
したに過ぎないが、これによってＡ／Ｄ変換動作の直線
性が損なわれる。そしてこのようなサンプルデータ系列
に対してはビタビ復号は正常動作せず、エラーが多発す
ることになる。

【００１１】さらに図２４は、図２５に示すようにＡ／
Ｄ変換器のダイナミックレンジを設定した場合のサンプ
ルデータの分布を示している。これは図１４のようにダ
イナミックレンジが標準的なものとなっている場合に比
べてＲＦ信号振幅が約２倍となった例である。この図２
４の分布状態でもサンプルデータの値の最大値は＋１２
７、最小値は−１２８に制限され、飽和していることが
観測される。そしてＲＦ信号電圧が約２倍大きくなるこ
とによりＡ／Ｄ変換動作の直線性は大きく損なわれ、こ
のようなサンプルデータ系列に対してはビタビ復号は正
常動作せず、エラーはより多発することになる。

【００１２】以上のようにダイナミックレンジに比べて
入力信号レベルが適正範囲でない場合はＡ／Ｄ変換器か
ら良好なサンプルデータが得られず、検出エラーが多発
することになる。このような事情に対して本出願人は先
行技術として特願平６−１８３９４５号に記載した提案
を行なった。この特願平６−１８３９４５号には、Ａ／
Ｄ変換器の出力に応じてＡ／Ｄ変換器の入力レベルを制
御するＡＧＣ回路（オートゲインコントロール回路）を
設けることで、入力信号をＡ／Ｄ変換器のダイナミック
レンジに対して適切なレベルとする技術が記載されてい
る。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】Ａ／Ｄ変換器の入力信
号に対するＡＧＣ回路を設けることで、通常は、Ａ／Ｄ
変換器のダイナミックレンジに対する入力信号レベルを
適正範囲とさせることができるが、以下のような問題点
が残されている。

【００１４】再生装置では、再生動作、サーチ動作な
ど、動作モードが遷移するとき、再生動作が記録媒体上
の未記録部分から既記録部分に突入したとき、再生動作
が記録媒体上の既記録部分から未記録部分に突入したと
き、などはＲＦ信号レベルが大きく変動することがあ
る。

【００１５】上述したＡ／Ｄ変換器のダイナミックレン
ジと入力信号レベルの関係としてはこのような場合に生
ずる突発的な振幅増大にも対処可能とすることが必要で
あるが、このためには予めダイナミックレンジを大きめ
に設定しておくことが必要である。即ち飽和余裕を持た
せることである。ところが、このような場合は量子化誤
差が増大することにもなる。つまりＡＧＣ回路による通
常時の入力レベル制御だけでは従って量子化誤差の減少
と突発的大振幅への対応という２つの要件を満たすこと
ができない。

【００１６】また、入力信号振幅の突発的変化時につい
てＡＧＣ回路の応答性能を考えると次のような問題が生
ずる。まずＲＦ信号振幅が小レベルから大レベルに突発
的に変化する時は、それまでＡ／Ｄ変換器のダイナミッ
クレンジに対しては小レベル信号が適正状態となるよう
にＡＧＣ制御されているため、突然の大振幅入力時には
相対的にダイナミックレンジが過小なものとなってしま
う。よってＡＧＣ回路が大振幅入力に対応してゲインを
適正状態に下げるまでの期間は、サンプルデータは飽和
するため、ＳＮ比は大きく劣化しエラーが極度に増加す
る。従って、このような場合に大振幅に即座に応答でき
るようにＡＧＣ回路には迅速な応答性能が求められる。

【００１７】またＲＦ信号振幅が大レベルから小レベル
に突発的に変化する時は、ダイナミックレンジがそれま
での大振幅ＲＦ信号に適応している状態であるので、小
レベル入力に対して相対的にダイナミックレンジが過大
なものとなってしまう。このため量子化誤差が増大し、
この場合もＳＮ比の劣化、エラーの増大が生ずる。従っ
て、この場合にもＡＧＣ回路には迅速な応答性能が求め
られる。

【００１８】ところが応答速度を速めると、収束性が悪
くＡＧＣループが不安定になる。このため、突発的な振
幅変化に十分対応できるほど高速応答化を行なうことは
できなかった。そして高速応答化の困難な事情から、コ
ンピュータデータストレージ機器などのように頻繁に再
生／サーチなどの動作モードが変化する機器では、特に
不利なものとなっていた。つまり、ＡＧＣ回路が安定す
るまでのオーバーヘッドが長くなり、これによって機器
の反応速度が遅くなるためである。

【００１９】さらにデジタル等化回路を備えた装置につ
いて考えると、Ａ／Ｄ変換器の出力段階でサンプルデー
タが飽和していなくても、デジタル等化回路の演算によ
りデータにオーバーフローが生ずる恐れがある。特に等
化特性を自動調整（適応等化）する機器の場合は、等化
特性の変化を予測できないため、等化回路の出力信号に
ついても監視を行なうことが求められている。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明は以上のような問
題点に鑑みてＡ／Ｄ変換手段のダイナミックレンジと入
力信号レベルが常に適切な状態となるように制御可能と
するとともに、Ａ／Ｄ変換手段のダイナミックレンジを
大きくして飽和余裕を得ることと量子化誤差を小さくす
るという相反した要件を場合分けにより満足できるよう
にすること、制御ループの安定性と応答速度の高速化と
いう相反する要件を場合分けにより満足できるようにす
ること、必要なときには量子化誤差対策よりも飽和対策
を優先すること、デジタル等化を行なう場合には、その
デジタル等化処理における飽和防止も実現すること、を
目的とする。

【００２１】このため、まずＡ／Ｄ変換手段におけるダ
イナミックレンジを可変制御できるダイナミックレンジ
制御手段を備え、このダイナミックレンジ制御手段は、
当該データ再生装置の動作が定常状態であるときはダイ
ナミックレンジを小さく、また当該データ再生装置の動
作が特殊状態であるときはダイナミックレンジを大きく
するように制御を行なう。つまりＡ／Ｄ変換手段のダイ
ナミックレンジと入力信号レベルが常に適切な状態とな
るようにダイナミックレンジを可変制御するとともに、
突発的な振幅変化が殆ど発生しないと思われる定常状態
では、Ａ／Ｄ変換手段のダイナミックレンジを小さくし
て量子化誤差を小さくするが、突発的な振幅変化が発生
する恐れのある特殊状態ではダイナミックレンジを大き
くして飽和余裕を大きくし、オーバーフローを防止す
る。

【００２２】また、Ａ／Ｄ変換手段におけるダイナミッ
クレンジをＡ／Ｄ変換手段の出力に応じて適応的に可変
制御できるダイナミックレンジ制御手段を備え、このダ
イナミックレンジ制御手段は、当該データ再生装置の動
作が定常状態であるときはＡ／Ｄ変換手段の出力に応じ
たダイナミックレンジ可変制御動作の応答性が遅くなる
ように設定され、また当該データ再生装置の動作が特殊
状態であるときはＡ／Ｄ変換手段の出力に応じたダイナ
ミックレンジ可変制御動作の応答性が早くなるように設
定されるようにする。つまりＡ／Ｄ変換手段のダイナミ
ックレンジと入力信号レベルが常に適切な状態となるよ
うにダイナミックレンジを可変制御するとともに、突発
的な振幅変化が殆ど発生しないと思われる定常状態で
は、制御の応答性を遅くして安定性を優先させ、突発的
な振幅変化が発生する恐れのある特殊状態では応答性を
速くして振幅変化に即座に対応できるようにする。

【００２３】また、Ａ／Ｄ変換手段におけるダイナミッ
クレンジをＡ／Ｄ変換手段の出力に応じて適応的に可変
制御できるダイナミックレンジ制御手段として、Ａ／Ｄ
変換手段のダイナミックレンジを拡大する制御を行なう
際には、Ａ／Ｄ変換手段の出力に応じたダイナミックレ
ンジ可変制御動作の応答性が早くなるようする。つま
り、ダイナミックレンジ拡大時にはオーバーフロー対策
を最優先させる。

【００２４】また、Ａ／Ｄ変換手段の出力及び前記等化
手段の出力の両方を監視して、Ａ／Ｄ変換手段における
ダイナミックレンジを適応的に可変制御できるダイナミ
ックレンジ制御手段を設けることで、Ａ／Ｄ変換処理と
デジタル等化処理の両方に関して飽和防止を実現する。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の各種実施の形態と
してのデータ再生装置を、ＤＡＴ記録再生装置として実
現する例で説明する。なお、この例は音声データをデジ
タル化して記録／再生するＤＡＴ記録再生装置とする
が、コンピュータデータ等を対象としたデータストレー
ジ機器としてＤＡＴシステムやその他の磁気テープメデ
ィアが用いられるシステム、磁気ディスクシステム、光
磁気ディスクシステム、光ディスクシステムであって
も、本発明は同様に適用できるものである。

【００２６】［第１の実施の形態］図１は磁気テープに
対しての音声信号の記録／再生を行なうＤＡＴ記録再生
装置のブロック図である。記録されるアナログ音声信号
は端子１から入力されてＡ／Ｄ変換器２でデジタルデー
タに変換される。そして、エラー訂正用エンコード部３
で所定のデータ単位毎にエラー訂正コードが付加され、
記録用のフォーマットとしてのデジタルデータが生成さ
れる。このデジタルデータは８−１０変調部４で８−１
０変調処理されて記録用の信号とされ、プリコーダ５を
介して記録アンプ６に供給される。この記録用の信号と
しては、次のロータリトランス７を介し、ここで直流
（ＤＣ）成分がカットされることから、ＤＣフリーの符
号則である８−１０変調が採用されているものである。
またプリコーダ５は例えばクラス１パーシャルレスポン
ス（ＰＲ(1,1) ）におけるプリコーダである。

【００２７】記録アンプ６で増幅された信号はロータリ
ートランス７を介して回転ドラム内の記録ヘッド８に供
給され、記録ヘッド８により走行されている磁気テープ
９０に対する磁気記録動作が行なわれる。図示しないが
記録ヘッド８を搭載した回転ドラムに対しては磁気テー
プ９０は高さ方向に傾斜した状態で所要角度巻きつけら
れながら走行し、また回転ドラムは磁気テープ９０に摺
接しながら回転されることで、いわゆるヘリカルスキャ
ン方式による記録トラックが形成されていく。

【００２８】再生時には、回転ドラムに巻きつけられた
磁気テープ９０が走行されるとともに回転ドラムが回転
されることで、回転ドラムに搭載されている再生ヘッド
９が記録トラックをトレースしていき、記録されたデー
タが読み出される。なお、図面上は１つの記録ヘッド
８、１つの再生ヘッド９を示しているのみであるが、実
際にはアジマスベタ記録方式が採用されるため、アジマ
ス角度の異なる２つの記録ヘッド、２つの再生ヘッドが
それぞれ互いに所定角度離れた状態で回転ドラムの周面
上に配置されていることになる。実際の形態としては２
つの記録専用ヘッドと２つの再生専用ヘッドが用いられ
る場合、２つの記録再生ヘッドが用いられる場合、１つ
の記録再生ヘッドと各１つの記録ヘッド、再生ヘッドが
採用される場合等がある。

【００２９】再生ヘッド９で読み出された信号はロータ
リートランス１０を介して再生アンプ１１に供給され
る。なお、実際には記録用のロータリートランス７と再
生用のロータリートランス１０は１つのロータリートラ
ンスで兼用できる場合もある。再生アンプ１１で増幅さ
れた信号はアナログ等化回路１２で等化処理されてＰＬ
Ｌ回路１３及びＡ／Ｄ変換器１４に供給される。アナロ
グ等化回路１２は、いわゆる一般的なアナログイコライ
ザとして構成され、再生ヘッド９が有する微分特性を補
正するための低域に対して積分特性を有する積分回路
と、再生ヘッド９のギャップ等によるロスを補正するた
めの高域に対して微分特性を持つ微分回路と、必要な帯
域の信号だけを通過させるローパスフィルタと、このロ
ーパスフィルタによる位相回りを補正するため振幅を変
化させずに位相を変化させる位相等化器とを備える。

【００３０】ＰＬＬ回路１３はアナログ等化回路１２か
らの出力に同期した再生クロックＣＫを生成し、Ａ／Ｄ
変換器１４、デジタル等化回路１５、２値化回路１６、
１０−８変換部１７、エラー訂正部１８に対しての動作
クロックとして供給する。

【００３１】アナログ等化回路１２からの出力はＡ／Ｄ
変換器１４でデジタルデータ化された後、その信号（サ
ンプルデータＳＤ）はデジタル等化回路１５に入力され
る。このデジタル等化回路１５はトランスバーサルフィ
ルタと適応等化係数計算回路から形成される。そして適
応等化係数計算回路がトランスバーサルフィルタの出力
から予測される予測誤差に応じて適応的にタップ係数を
可変発生させ、トランスバーサルフィルタのフィルタリ
ング処理を制御する。トランスバーサルフィルタではア
ナログ等化回路１２の出力段階の信号において残留する
等化誤差を最小化する働きを行なうことになるが、その
ための等化特性が、適応等化係数計算回路から与えられ
るタップ係数により適応的に最適状態に設定されること
になる。

【００３２】デジタル等化回路１５においてフィルタリ
ング処理された信号は２値化回路１６に供給される。２
値化回路１６では入力される信号を２値化し、１０−８
変換部１７に出力する。本例の場合、ＰＲＭＬ方式が採
用されており、プリコーダ５からデジタル等化回路１５
の出力までの伝達特性はパーシャルレスポンス特性とさ
れ、２値化回路１６はビタビ復号を行なうものとされ
る。

【００３３】１０−８変換部１７は記録時の８−１０変
調に対するデコード動作を行なう。デコードされたデー
タはエラー訂正部１８でエラー訂正処理がされた後、Ｄ
／Ａ変換器２５でアナログ信号とされる。つまりもとも
とのアナログ音声信号とされる。そしてアンプ２６によ
り増幅されスピーカ２７から音声として出力される。

【００３４】Ａ／Ｄ変換器１４の出力であるサンプルデ
ータＳＤは、ダイナミックレンジコントロール回路１９
にも供給される。詳しくは後述するが、ダイナミックレ
ンジコントロール回路１９はサンプルデータＳＤと、制
御信号発生部２１からの各種信号に応じてＡ／Ｄ変換器
１４のダイナミックレンジを設定する値を発生させる。
その値はＤ／Ａ変換器２０でアナログ電圧値とされる
が、そのアナログ電圧値はＡ／Ｄ変換器１４の基準電圧
Ｖｒｅｆとなる。つまりＡ／Ｄ変換器１４は基準電圧が
ダイナミックレンジコントロール回路１９により可変さ
れることで、Ａ／Ｄ変換動作のダイナミックレンジが可
変されることになる。そしてダイナミックレンジコント
ロール回路１９はＡ／Ｄ変換器１４の出力であるサンプ
ルデータＳＤの値に基づいてフィードバック制御を行な
うことで、図２に模式的に示すような動作が実現され
る。

【００３５】図２（ａ）はＲＦ信号振幅が比較的大レベ
ルであった場合であり、このようなときは基準電圧Ｖｒ
ｅｆが大きい値とされダイナミックレンジが広げられる
ことで、Ａ／Ｄ変換器１４は入力信号に対して適度な飽
和余裕を備え、また量子化誤差も小さいものとなる適切
なダイナミックレンジとされる。また図２（ｂ）のよう
にＲＦ信号振幅が小さくなった場合は、基準電圧Ｖｒｅ
ｆが小さい値とされダイナミックレンジが小さくされる
ことで、Ａ／Ｄ変換器１４は入力信号に対して適度な飽
和余裕を備え、また量子化誤差も小さい適切なダイナミ
ックレンジとされる。

【００３６】ダイナミックレンジコントロール回路１９
は基本的にはこのようなダイナミックレンジ可変制御を
実行するが、第１の実施の形態の例としては特に制御信
号発生部２１からの各種信号に応じて最適なダイナミッ
クレンジ可変制御を行なう。

【００３７】制御信号発生部２１から発生される各種信
号は次の通りである。タイミング基準信号ＴＲは、サン
プルデータＳＤの検出タイミングの基準となる信号であ
り、例えば互いに逆アジマスとなる一対の再生ヘッド９
のヘッド切り換えに同期したスイッチングパルス（ＳＷ
Ｐ）などをタイミング基準信号ＴＲとして用いることが
好適である。

【００３８】定常状態目標値Ｍ１は、基準的なダイナミ
ックレンジとして比較的小さいダイナミックレンジを設
定するための目標値である。特殊状態目標値Ｍ２は、基
準的なダイナミックレンジとして比較的大きいダイナミ
ックレンジを設定するための目標値である。

【００３９】特殊状態検出信号ＳＳは、サーチ動作時、
及び動作モード遷移時から所定期間において『Ｈ』とな
る信号とする。即ち磁気テープ９０の再生に関して早送
りサーチまたは巻き戻しサーチを行なっている期間は
『Ｈ』となる。さらに、動作モード遷移時とは、再生→
停止、再生→記録、再生→早送りサーチ、再生→巻き戻
しサーチ、停止→早送りサーチ、停止→巻き戻しサー
チ、記録→再生、記録→早送りサーチ、記録→巻き戻し
サーチ・・・・など、動作モードのあらゆる変化時のことを
いい、このような動作モード変化が発生してから所定期
間は特殊状態検出信号ＳＳが『Ｈ』となる。制御信号発
生部２１は、動作モードの変化やサーチ状態であること
は例えば図示しないシステムコントローラ（マイクロコ
ンピュータ）からの信号により検出し、それによって特
殊状態検出信号ＳＳを『Ｈ』とするような回路系が形成
されればよい。もしくは、システムコントローラそのも
のを制御信号発生部２１として機能させることも当然可
能である。

【００４０】なお、ＲＦ信号状態から再生動作が磁気テ
ープ９０上の未記録部分から既記録部分に突入したこ
と、又は再生動作が磁気テープ９０上の既記録部分から
未記録部分に突入したことを検出して、その際にも特殊
状態検出信号ＳＳを『Ｈ』とするようにしてもよい。

【００４１】ところで図１においては破線で示すように
デジタル等化回路１５の出力もダイナミックレンジコン
トロール回路１９に供給されているが、これは後述する
第４、第５の実施の形態が採用される場合の構成とな
る。

【００４２】図３は第１の実施の形態としての本例の要
部を示す。ダイナミックレンジコントロール回路１９
は、整流回路３１、ピーク検出回路３２、タイミング発
生部３３、減算器３４、ローパスフィルタ３５、乗算器
３６、スイッチ３７から構成されている。

【００４３】Ａ／Ｄ変換器１４からのサンプルデータＳ
Ｄは整流回路３１において整流される。図４（ａ）
（ｂ）の整流動作の様子を示す。Ａ／Ｄ変換器１４は８
ビットＡ／Ｄ変換器であるとした場合、サンプルデータ
ＳＤは図４（ａ）のように正値から負値までの値をとり
うる例えば８ビットデータとなる。即ちサンプルデータ
ＳＤの量子化値としては−１２８〜＋１２７まで分布す
る。このサンプルデータＳＤは整流回路３１で整流（絶
対値化）され、図４（ｂ）のように正値のみのデータと
なる。

【００４４】整流されたサンプルデータＳＤＳはピーク
検出回路３２に供給される。ピーク検出回路３２は例え
ば図５のようにコンパレータ５１、８ビットフリップフ
ロップ５２、スイッチ５３から構成される。８ビットフ
リップフロップ５２にはクリア信号がタイミング発生部
３３から供給される。またＰＬＬ回路１３からのクロッ
クＣＫがラッチクロックとして供給されている。整流さ
れたサンプルデータＳＤＳはコンパレータ５１及びスイ
ッチ５３のＴｉ端子に供給される。

【００４５】コンパレータ５１は入力されるサンプルデ
ータＳＤＳとフリップフロップ５２のラッチ出力につい
て大小の比較を行ない、その比較結果によりスイッチ５
３の制御を行なう。即ち、サンプルデータＳＤＳの方が
大きいときのみスイッチ５３をＴｉ端子に接続し、サン
プルデータＳＤＳをフリップフロップ５２に蓄積させ
る。サンプルデータＳＤＳよりフリップフロップ５２の
ラッチ出力の方が大きいときはスイッチ５３をＴｏ端子
に接続し、従って、フリップフロップ５２に蓄積される
値はそのまま維持される。フリップフロップ５２のラッ
チ出力はピーク検出値ＰＫとなる。

【００４６】このピーク検出動作は図４（ｃ）〜（ｅ）
のようになる。タイミング発生部３３は図４（ｃ）のよ
うなタイミング基準信号ＴＲに応じて、フリップフロッ
プ５２に対して図４（ｄ）のようなクリア信号ＣＬＲを
発生させる。このクリア信号ＣＬＲによりフリップフロ
ップ５２はクリアされ、その時点からサンプルデータＳ
ＤＳよりフリップフロップ５２のラッチ出力を比較して
いき、サンプルデータＳＤＳの方が大きければフリップ
フロップ５２の蓄積値が更新されていくため、ピーク検
出値ＰＫは図４（ｅ）のようになる。クリア信号ＣＬＲ
は磁気テープ９０上の再生動作の１トラックに１回のタ
イミングで発生されることにより、１トラック単位でピ
ーク検出値ＰＫが得られる。

【００４７】ピーク検出値ＰＫは減算器３４に供給さ
れ、目標値Ｍが減算される。そしてその減算により得ら
れた誤差Ｅ、つまりピーク値と目標値Ｍの差がローパス
フィルタ３５に供給される。ローパスフィルタ３５は、
タイミング発生部３３から図４（ｆ）に示すようにクリ
ア信号よりも所定期間遅延したタイミングでクロック
（ＬＰＦクロック）ＣＫ_L が供給されており、このＬＰ
ＦクロックＣＫ_L に基づいて平滑動作が行なわれる。つ
まり、フリップフロップ５２のピーク検出値ＰＫが正し
く１トラック内のピーク値となったタイミングでの誤差
Ｅが平滑処理対象となる。そしてローパスフィルタ３５
では、入力される誤差Ｅが近隣のトラック、つまり過去
数トラック分についての誤差Ｅとの間で平滑化が行なわ
れ、その平滑化された信号ＥＡＶは乗算器３６で係数α
が乗算されてＤ／Ａ変換器２０に出力されることにな
る。

【００４８】このような一連の動作の結果、ピーク検出
値ＰＫが目標値Ｍより小さい場合はＤ／Ａ変換器２０へ
の出力値は小さくなり、これによりＡ／Ｄ変換器１４の
ダイナミックレンジは小さくなる方向に修正される。逆
にピーク検出値ＰＫが目標値Ｍより大きければ、Ａ／Ｄ
変換器１４のダイナミックレンジは大きくなる方向に修
正される。

【００４９】ここでサンプルデータＳＤが−１２８〜＋
１２７の値をとるものとしたときに目標値Ｍを＋１１０
に設定したと考える。するとこの場合１トラック期間の
サンプルデータＳＤのピーク値が平均して±１１０とな
るように制御されることになる。この場合、Ａ／Ｄ変換
器１４での飽和に対する余裕率は、｛（１２７−１１０）／１１０｝×１００＝１５（％）である。

【００５０】一方、量子化誤差の増加を或る程度許容し
てでも飽和余裕率を増やしたいと考えるときは目標値Ｍ
を小さくすればよい。例えば目標値Ｍを＋５０に設定す
る。このときのＡ／Ｄ変換器１４のダイナミックレンジ
は、Ａ／Ｄ変換器１４への入力信号振幅に対して大きく
なる方向に変化されることになるため、飽和余裕率は増
加する。即ち、｛（１２７−５０）／５０｝×１００＝１５４（％）となる。つまり、Ａ／Ｄ変換器１４への入力が突発的に
2.54倍に大振幅化するまでは飽和しないことになる。

【００５１】以上のことから、Ａ／Ｄ変換器１４への入
力として突発な大振幅化が発生する恐れのある場合は、
目標値Ｍの値を小さくして、飽和余裕を高くすれば良い
ことが理解される。そこで本例では制御信号発生部２１
は目標値Ｍとして使用できる値として、定常状態目標値
Ｍ１と特殊状態目標値Ｍ２の２つの値を、それぞれスイ
ッチ３７のＴ１端子、Ｔ２端子に供給している。定常状
態目標値Ｍ１は、比較的小さいダイナミックレンジを設
定し、量子化誤差を少なくするための値とされ、例えば
Ｍ１＝『１１０』とされる。特殊状態目標値Ｍ２は、量
子化誤差の増加を或る程度許容してでも飽和余裕を大き
くするために比較的大きいダイナミックレンジを設定す
るための目標値であり、例えばＭ２＝『５０』とされ
る。

【００５２】そして制御信号発生部２１は上述したよう
に、サーチ動作時、及び動作モード遷移時から所定期間
において『Ｈ』となる特殊状態検出信号ＳＳをスイッチ
３７の切換制御信号としてダイナミックレンジコントロ
ール回路１９に供給している。特殊状態検出信号ＳＳが
『Ｈ』となると、スイッチ３７はＴ２端子が接続され、
特殊状態検出信号ＳＳが『Ｌ』となると、スイッチ３７
はＴ１端子が接続される。

【００５３】特殊状態検出信号ＳＳが『Ｌ』となってい
る期間とは、通常の再生動作時（定常状態）であり、こ
のときは定常状態目標値Ｍ１が目標値Ｍとして減算器３
４に供給される。従って、Ｍ１＝『１１０』とすると、
上述のように飽和余裕率は１５％であり、Ａ／Ｄ変換器
１４のダイナミックレンジは入力信号に対して量子化誤
差の少ない好適な状態に制御されることになる。一方、
特殊状態検出信号ＳＳが『Ｈ』となっている期間、即ち
サーチ動作時、及び動作モード遷移時から所定期間では
（特殊状態）、特殊状態目標値Ｍ２が目標値Ｍとして減
算器３４に供給される。従って、Ｍ１＝『５０』とする
と、上述のように飽和余裕率は１５４％であり、Ａ／Ｄ
変換器１４のダイナミックレンジは入力信号に対して量
子化誤差は大きいが十分な飽和余裕をもった状態に制御
される。

【００５４】図６にダイナミックレンジコントロールの
様子を模式的に示す。時間軸方向（ｔ１時点〜ｔ６時
点）に動作モードが停止→再生→早送り（ＦＦ）サーチ
→巻戻（ＲＥＷ）サーチ→再生→停止と変化していった
とする。図６（ａ）は目標値Ｍの変化、図６（ｂ）は飽
和余裕率の変化を示す。

【００５５】最初に停止状態から再生が開始されてから
一定期間（ｔ０〜ｔ１）は特殊状態検出信号ＳＳが
『Ｈ』となるため、特殊状態目標値Ｍ２が目標値Ｍとし
て用いられ、ダイナミックレンジが大きく、つまり飽和
余裕が大きくとられる。所定時間を経過し特殊状態検出
信号ＳＳが『Ｌ』となると（ｔ１〜ｔ３）、定常状態目
標値Ｍ１が目標値Ｍとして用いられ、ダイナミックレン
ジが小さく、飽和余裕は小さいが量子化誤差は小さい状
態とされる。

【００５６】さらに、ｔ２時点から早送りサーチに移行
すると、特殊状態検出信号ＳＳは『Ｈ』とされてダイナ
ミックレンジは大きくされ、この状態はｔ３〜ｔ４時点
の巻戻サーチも継続される。さらにｔ４時点で再生動作
に移行しても、モード変化から所定期間であるｔ５時点
までは特殊状態検出信号ＳＳは『Ｈ』のままであり、ダ
イナミックレンジが大きくされた状態は継続される。そ
してｔ５時点以降ｔ６時点まではは定常状態として、ダ
イナミックレンジが小さく量子化誤差は小さい状態とさ
れる。

【００５７】即ち本例では、入力信号が或る程度安定し
ている定常状態ではＡ／Ｄ変換器１４のダイナミックレ
ンジを小さくし、量子化誤差を少なくすることでエラー
レートの向上をはかり、一方、サーチ時やモード変化時
など、Ａ／Ｄ変換器１４への入力信号が突発的な変化を
起こす恐れのあるときは、或る程度量子化誤差を許容し
ても、オーバーフローという最も避けなければならない
事態が発生しないように、Ａ／Ｄ変換器１４のダイナミ
ックレンジを大きくし、十分な飽和余裕をとるようにす
ることでエラーが極度に増加することを防止するもので
ある。

【００５８】［第２の実施の形態］第２の実施の形態と
しての例を図７、図８で説明する。なお、記録再生装置
としての全体の構成は図１と同様とし、図７には要部の
みを示す。

【００５９】この例におけるダイナミックレンジコント
ロール回路１９で、上記第１の実施の形態でのダイナミ
ックレンジコントロール回路１９と異なる点は、スイッ
チ３７がなく、制御信号発生部２１から固定の目標値Ｍ
が減算器３４に供給されていること、及び特殊状態検出
信号ＳＳはローパスフィルタ３５に入力され、特殊状態
検出信号ＳＳがローパスフィルタ３５の応答時定数を制
御する動作を行なう点である。

【００６０】ローパスフィルタ３５は例えばＩＩＲデジ
タルフィルタとして形成されるが、ＩＩＲデジタルフィ
ルタの一般的なモデルを図８（ａ）に示す。即ち入力デ
ータは乗算器７１で係数Ｋと乗算され、加算器７２を介
して遅延回路７３で１サンプルタイミング遅延されて出
力される。遅延回路７３の出力はまた乗算器７４で係数
（１−Ｋ）と乗算され、加算器７２にフィードバックさ
れる。このようなＩＩＲデジタルフィルタでは、係数Ｋ
（及び１−Ｋ）の値により応答時定数が変化することが
知られている。

【００６１】そこで本例では、特殊状態検出信号ＳＳに
基づいて係数Ｋ（及び１−Ｋ）の値を変化させるように
することで、ダイナミックレンジ制御ループの応答速度
を可変するようにしたものである。

【００６２】特殊状態検出信号ＳＳが『Ｌ』となってい
る期間とは、上述したように通常の再生動作時（定常状
態）であり、このときはＡ／Ｄ変換器１４の入力として
は急激な振幅変化はあらわれない。そしてダイナミック
レンジ制御ループの安定性を向上させるためにはダイナ
ミックレンジコントロール回路１９としての応答性を或
る程度遅くしたほうがよい。そこでローパスフィルタ３
５は、特殊状態検出信号ＳＳが『Ｌ』となっている期間
は、例えば係数Ｋ＝0.1 、係数（１−Ｋ）＝0.9 と設定
するようにする。するとローパスフィルタ３５の応答時
定数は図８（ｂ）のように或る程度遅い状態とされる。

【００６３】一方、特殊状態検出信号ＳＳが『Ｈ』とな
っている期間、即ちサーチ動作時、及び動作モード遷移
時から所定期間では（特殊状態）、Ａ／Ｄ変換器１４の
入力として急激な振幅変化が生ずる可能性がある。この
ような場合はダイナミックレンジコントロール動作とし
ては即座に反応してオーバーフローや量子化誤差の増大
を避ける必要がある。そこでローパスフィルタ３５は、
特殊状態検出信号ＳＳが『Ｈ』となっている期間は、例
えば係数Ｋ＝0.3 、係数（１−Ｋ）＝0.7 と設定するよ
うにし、応答時定数を図８（ｃ）のように速い状態とす
る。

【００６４】このような本例では、サーチ時などでＡ／
Ｄ変換器１４の入力として急激な振幅変化が生じた場合
には即座に応答してＡ／Ｄ変換器１４のダイナミックレ
ンジを適正に変化させ、オーバーフローや量子化誤差の
増大を避けることができ、一方定常時には適度に遅い応
答性によりダイナミックレンジ制御ループの安定性を実
現することができる。

【００６５】［第３の実施の形態］第３の実施の形態と
しての例を図９で説明する。記録再生装置としての全体
の構成は図１と同様とし、図９には要部のみを示す。こ
の例が上述した第２の実施の形態としての例と異なる点
は、正負評価部３８を設けている点である。正負評価部
３８は減算器３４の出力である誤差Ｅの値について、正
値か負値かを判別し、その判別結果を時点数変更信号Ｊ
としてローパスフィルタ３５に供給する。

【００６６】ダイナミックレンジコントロール１９の動
作としては、上述したように、ピーク検出値ＰＫが目標
値Ｍより小さい場合、即ち誤差Ｅが負の値であるとき
は、Ａ／Ｄ変換器１４のダイナミックレンジが小さくな
るように制御を行ない、一方、ピーク検出値ＰＫが目標
値Ｍより大きい場合、即ち誤差Ｅが正の値であるとき
は、Ａ／Ｄ変換器１４のダイナミックレンジが大きくな
るように制御を行なう。正負評価部３８は、誤差Ｅの正
負判断により、現在の処理はダイナミックレンジが大き
くなるように制御を行なうのか、小さくなるように制御
を行なうかを判別する。そして、その判別結果でローパ
スフィルタ３５の時定数を制御することになる。

【００６７】誤差Ｅが負であると判別されたときは、ロ
ーパスフィルタ３５は、例えば係数Ｋ＝0.1 、係数（１
−Ｋ）＝0.9 と設定し、前述した図８（ｂ）のようにロ
ーパスフィルタ３５の応答時定数を或る程度遅い状態と
する。一方、誤差Ｅが正であると判別されたときは、ロ
ーパスフィルタ３５は例えば係数Ｋ＝0.3 、係数（１−
Ｋ）＝0.7 と設定するようにし、応答時定数を図８
（ｃ）のように速い状態とする。

【００６８】つまり本例のダイナミックレンジコントロ
ール回路１９では、Ａ／Ｄ変換器１４のダイナミックレ
ンジを拡大するときには応答性を速くするものである。
ダイナミックレンジを拡大するときとは、Ａ／Ｄ変換器
１４への入力信号振幅が大きくなるときであり、つまり
オーバーフローが生ずる可能性が発生する時である。従
って、このようなときは迅速な応答性でダイナミックレ
ンジの拡大制御を行なうことで、オーバーフロー発生を
防止するものである。即ち、最も起こってはならないオ
ーバーフローに対しての防止機能を強化するものである
といえる。

【００６９】［第４の実施の形態］第４の実施の形態の
要部を図１０に示す。この例におけるダイナミックレン
ジコントロール回路１９の特徴としては、図１にも破線
で示したようにデジタル等化回路１５の出力についても
監視するようにしている点である。この例では、Ａ／Ｄ
変換器１４の出力であるサンプルデータＳＤは整流回路
３１Ａに入力され、整流されたサンプルデータＳＤＳ１
とされる。またデジタル等化回路１５の出力は整流回路
３１Ｂに入力されて、同様に整流されたデータＳＤＳ２
とされる。

【００７０】整流回路３１Ａで整流されたサンプルデー
タＳＤＳ１はスイッチ４０のＴＳ１端子とコンパレータ
３９に供給される。また整流回路３１Ｂで整流されたデ
ータＳＤＳ２はスイッチ４０のＴＳ２端子とコンパレー
タ３９に供給される。

【００７１】コンパレータ３９は入力されるデータＳＤ
Ｓ１，ＳＤＳ２の値についての大小比較を行ない、その
比較結果をスイッチ４０に対する制御信号として出力す
る。即ちデータＳＤＳ１の方が大きければスイッチ４０
に端子ＴＳ１を接続させ、データＳＤＳ２の方が大きけ
ればスイッチ４０に端子ＴＳ２を接続させる。

【００７２】従って、Ａ／Ｄ変換器１４から出力された
サンプルデータＳＤとデジタル等化回路１５の出力のう
ち、絶対値として大きいほうのデータがピーク検出回路
３２に供給され、ピーク検出動作の対象とされることに
なる。そして上述してきた各例と同様に、ピーク検出値
ＰＫと目標値Ｍが減算器３４で減算され、得られた誤差
Ｅに応じてダイナミックレンジの可変制御が行なわれ
る。

【００７３】このような本例では、デジタル等化回路１
５もダイナミックレンジ制御ループに組み込まれること
になる。仮にＡ／Ｄ変換器１４においてオーバーフロー
が発生しなくても、デジタル等化回路１５における演算
でサンプルデータがオーバーフローする恐れもある。デ
ジタル等化回路１５におけるオーバーフローを防止する
には、そのような恐れがあるときにＡ／Ｄ変換器１４の
ダイナミックレンジを大きくすればよい。

【００７４】そこで本例のようにデジタル等化回路１５
もダイナミックレンジ制御ループに組み込み、デジタル
等化回路１５の出力とＡ／Ｄ変換器１４の出力の両方を
監視して、ピーク検出を行なうことで、デジタル等化回
路１５でのオバーフローも発生しないようにする、Ａ／
Ｄ変換器１４のダイナミックレンジ制御が可能となる。

【００７５】［第５の実施の形態］第４の実施の形態の
要部を図１１に示す。この例は、ここまで説明してきた
第１〜第４の実施の形態としてのダイナミックレンジコ
ントロール回路の特徴を全て備えるようにしたものであ
る。

【００７６】即ち第１の実施の形態と同様に、スイッチ
３７が特殊状態検出信号ＳＳに応じて切り換わるように
し、つまり特殊状態検出信号ＳＳにより目標値Ｍを定常
状態目標値Ｍ１と特殊状態目標値Ｍ２に切り換えるよう
にする。これにより、定常再生状態では小さいダイナミ
ックレンジで量子化誤差を少なく、またサーチ時、モー
ド遷移時はダイナミックレンジを大きくして突発的な大
振幅入力に対しても飽和余裕が得られるようにする。

【００７７】また第２の実施の形態と同様に、特殊状態
検出信号ＳＳによりローパスフィルタ３５の応答時定数
を変化させるとともに、第３の実施の形態と同様に誤差
Ｅの正負評価に応じてもローパスフィルタ３５の応答時
定数を変化させる。このため特殊状態検出信号ＳＳはオ
アゲート４１を介してローパスフィルタ３５に供給さ
れ、また正負評価部３８からの時定数変更信号Ｊもオア
ゲート４１を介してローパスフィルタ３５に供給され
る。

【００７８】従って、サーチ時、モード遷移時にはロー
パスフィルタ３５は高速応答状態とされ、さらにダイナ
ミックレンジを拡大制御する際も高速応答状態とされ
る。これにより、Ａ／Ｄ変換器１４の入力として急激な
振幅変化が生じても即座に応答してＡ／Ｄ変換器１４の
ダイナミックレンジを適正に変化させ、オーバーフロー
や量子化誤差の増大を避けることができるように応答性
を速くし、一方定常時には適度に遅い応答性としてダイ
ナミックレンジ制御ループの安定性を得る。また、オー
バーフローの恐れのあるダイナミックレンジ拡大時にも
高速応答状態とされることで、オーバーフローを確実に
回避できるようにしている。

【００７９】さらに第４の実施の形態と同様にデジタル
等化回路１５の出力もダイナミックレンジ制御ループに
取り込むようにしているため、Ａ／Ｄ変換器１４だけで
なくデジタル等化回路１５でのオーバーフロー防止とい
う機能も発揮されることになる。

【００８０】

【発明の効果】以上説明したように本発明のデータ再生
装置では、Ａ／Ｄ変換手段におけるダイナミックレンジ
を可変制御できるダイナミックレンジ制御手段として、
当該データ再生装置の動作が定常状態であるときはダイ
ナミックレンジを小さく、また当該データ再生装置の動
作が特殊状態であるときはダイナミックレンジを大きく
するように制御を行なうようにしている。このため、Ａ
／Ｄ変換手段のダイナミックレンジと入力信号レベルが
常に適切な状態となるようにダイナミックレンジを可変
制御されるとともに、突発的な振幅変化が殆ど発生しな
いと思われる定常状態では、Ａ／Ｄ変換手段のダイナミ
ックレンジを小さくして量子化誤差を小さくし、再生デ
ータとしてのエラーレートの向上を実現できる。また、
突発的な振幅変化が発生する恐れのある特殊状態ではダ
イナミックレンジを大きくして飽和余裕を大きくし、少
なくともオーバーフローを防止することが実現され、エ
ラーが極度に増加することを防止できるという効果があ
る。特に特殊状態であるときとは、当該データ再生装置
がサーチ動作を行なっている期間や、動作モードが遷移
したときの所定期間とすることが最もその効果が有効に
発揮されることになる。

【００８１】また、ダイナミックレンジ制御手段は、当
該データ再生装置の動作が定常状態であるときはＡ／Ｄ
変換手段の出力に応じたダイナミックレンジ可変制御動
作の応答性が遅くなるように設定され、また当該データ
再生装置の動作が特殊状態であるときはＡ／Ｄ変換手段
の出力に応じたダイナミックレンジ可変制御動作の応答
性が早くなるように設定することで、特殊状態において
急激な振幅変化が生じた場合には即座に応答してダイナ
ミックレンジを適正に変化させ、オーバーフローや量子
化誤差の増大を避けることができる。また定常時には適
度に遅い応答性によりダイナミックレンジ制御ループの
安定性を実現することができるという効果がある。これ
についても特殊状態であるときとは、当該データ再生装
置がサーチ動作を行なっている期間や、動作モードが遷
移したときの所定期間とすることで最もその効果が有効
に発揮される。

【００８２】さらに本発明では、ダイナミックレンジ制
御手段は、Ａ／Ｄ変換手段のダイナミックレンジを拡大
する制御を行なう際には、Ａ／Ｄ変換手段の出力に応じ
たダイナミックレンジ可変制御動作の応答性が早くなる
ように設定されるようにしている。つまりオーバーフロ
ーが生ずる可能性が発生するダイナミックレンジの拡大
制御時に応答性を速くすることで、最も起こってはなら
ないオーバーフローに対しての防止機能を強化すること
ができるという効果がある。

【００８３】さらに本発明では、Ａ／Ｄ変換手段の出力
と等化手段の出力の両方を監視して、Ａ／Ｄ変換手段に
おけるダイナミックレンジを適応的に可変制御できるダ
イナミックレンジ制御手段を備えるようにしているた
め、Ａ／Ｄ変換手段と等化手段の両方について、オーバ
ーフローが発生しないようにする制御が実現されるとい
う効果がある。

【００８４】そして以上のような効果から、本発明のデ
ータ再生装置としては、定常動作時のエラーレートの向
上、Ａ／Ｄ変換手段と等化手段における飽和防止による
エラーレート悪化防止、制御ループ安定までの高速化に
より機器の再生性能、サーチ性能の向上、定常時の制御
ループの安定性、等が実現される。また、このために付
加する回路構成も簡易なもので実現できるという効果も
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の記録再生装置のブロック
図である。

【図２】実施の形態の基本的なダイナミックレンジ制御
動作の説明図である。

【図３】第１の実施の形態の要部のブロック図である。

【図４】実施の形態のダイナミックレンジコントロール
回路の動作の説明図である。

【図５】実施の形態のピーク検出回路の回路図である。

【図６】実施の形態のダイナミックレンジコントロール
動作の説明図である。

【図７】第２の実施の形態の要部のブロック図である。

【図８】実施の形態のローパスフィルタの応答性の説明
図である。

【図９】第３の実施の形態の要部のブロック図である。

【図１０】第４の実施の形態の要部のブロック図であ
る。

【図１１】第５の実施の形態の要部のブロック図であ
る。

【図１２】パーシャルレスポンス等化波形のアイパター
ンの説明図である。

【図１３】サンプリングデータの分布状態の説明図であ
る。

【図１４】適正なダイナミックレンジ設定状態の説明図
である。

【図１５】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
が低い状態の説明図である。

【図１６】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
が低い状態でのサンプリングデータの分布状態の説明図
である。

【図１７】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
が低い状態でのサンプリングデータの分布状態の説明図
である。

【図１８】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
がより低い状態でのサンプリングデータの分布状態の説
明図である。

【図１９】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
がより低い状態でのサンプリングデータの分布状態の説
明図である。

【図２０】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
が極度に低い状態でのサンプリングデータの分布状態の
説明図である。

【図２１】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
が極度に低い状態でのサンプリングデータの分布状態の
説明図である。

【図２２】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
が大きい状態でのサンプリングデータの分布状態の説明
図である。

【図２３】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
が大きい状態の説明図である。

【図２４】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
がさらに大きい状態でのサンプリングデータの分布状態
の説明図である。

【図２５】ダイナミックレンジに比べて入力信号レベル
がさらに大きい状態の説明図である。

【符号の説明】

４８−１０変調部、５プリコーダ、６記録アン
プ、７，１０ロータリーエンコーダ、８記録ヘッ
ド、９再生ヘッド、１１再生アンプ、１２アナロ
グ等化回路、１３ＰＬＬ回路、１４Ａ／Ｄ変換器、
１５デジタル等化回路、１６２値化回路、１７１
０−８変換部、１８エラー訂正部、１９ダイナミック
レンジコントロール回路、２０Ｄ／Ａ変換器、２１
制御信号発生部、３１，３１Ａ，３１Ｂ整流回路、３
２ピーク検出回路、３３タイミング発生部、３４
減算器、３５ローパスフィルタ、３６乗算器、３
７，４０スイッチ、３８正負評価部、３９コンパ
レータ、４１オアゲート

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】記録媒体から読み出されたＲＦ信号をＡ
／Ｄ変換手段でデジタルデータに変換してデコード処理
を行ないデータを再生するデータ再生装置において、前記Ａ／Ｄ変換手段におけるダイナミックレンジを可変
制御できるダイナミックレンジ制御手段を備え、このダイナミックレンジ制御手段は、当該データ再生装
置の動作が定常状態であるときはダイナミックレンジを
小さく、また当該データ再生装置の動作が特殊状態であ
るときはダイナミックレンジを大きくするように制御を
行なうことを特徴とするデータ再生装置。
【請求項２】前記特殊状態であるときとは、当該デー
タ再生装置がサーチ動作を行なっている期間及び／又は
動作モードが遷移したときの所定期間とすることを特徴
とする請求項１に記載のデータ再生装置。
【請求項３】記録媒体から読み出されたＲＦ信号をＡ
／Ｄ変換手段でデジタルデータに変換してデコード処理
を行ないデータを再生するデータ再生装置において、前記Ａ／Ｄ変換手段におけるダイナミックレンジを前記
Ａ／Ｄ変換手段の出力に応じて適応的に可変制御できる
ダイナミックレンジ制御手段を備え、このダイナミックレンジ制御手段は、当該データ再生装
置の動作が定常状態であるときは前記Ａ／Ｄ変換手段の
出力に応じたダイナミックレンジ可変制御動作の応答性
が遅くなるように設定され、また当該データ再生装置の
動作が特殊状態であるときは前記Ａ／Ｄ変換手段の出力
に応じたダイナミックレンジ可変制御動作の応答性が早
くなるように設定されることを特徴とするデータ再生装
置。
【請求項４】前記特殊状態であるときとは、当該デー
タ再生装置がサーチ動作を行なっている期間及び／又は
動作モードが遷移したときの所定期間とすることを特徴
とする請求項３に記載のデータ再生装置。
【請求項５】記録媒体から読み出されたＲＦ信号をＡ
／Ｄ変換手段でデジタルデータに変換してデコード処理
を行ないデータを再生するデータ再生装置において、前記Ａ／Ｄ変換手段におけるダイナミックレンジを前記
Ａ／Ｄ変換手段の出力に応じて適応的に可変制御できる
ダイナミックレンジ制御手段を備え、このダイナミックレンジ制御手段は、前記Ａ／Ｄ変換手
段のダイナミックレンジを拡大する制御を行なう際に
は、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力に応じたダイナミックレ
ンジ可変制御動作の応答性が早くなるように設定される
ことを特徴とするデータ再生装置。
【請求項６】記録媒体から読み出されたＲＦ信号をＡ
／Ｄ変換手段でデジタルデータに変換し、等化手段で等
化処理を行なってからデコード処理を行ないデータを再
生するデータ再生装置において、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力及び前記等化手段の出力の両
方を監視して、前記Ａ／Ｄ変換手段におけるダイナミッ
クレンジを適応的に可変制御できるダイナミックレンジ
制御手段を備えたことを特徴とするデータ再生装置。