JPH09199991A - 位相スプリット回路 - Google Patents
位相スプリット回路Info
- Publication number
- JPH09199991A JPH09199991A JP2306196A JP2306196A JPH09199991A JP H09199991 A JPH09199991 A JP H09199991A JP 2306196 A JP2306196 A JP 2306196A JP 2306196 A JP2306196 A JP 2306196A JP H09199991 A JPH09199991 A JP H09199991A
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- JP
- Japan
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- circuit
- phase
- output
- signal
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の位相スプリット回路では、一般的に
は、観測誤差はかなりあるがシンクロスコープでのリサ
ージュ図形により、さらに正確には位相計によって位相
差を測定しながら、位相シフト回路の構成要素である
Ｌ，Ｃ，Ｒのいずれかを調整するが、その後の安定度は
一に使用部品の安定度にかかっていたが、本発明では、
位相シフト回路の位相差はレベル計を用いて振幅として
調整でき、位相シフト回路の位相差のその後の安定度
も、位相スプリット回路の出力の位相差には影響を受け
ず正確に９０度の位相差を維持することを目的とする。 【解決手段】 利得が１の位相反転回路３およびオール
パスの位相シフト回路２を設け、入力信号と位相シフト
回路の出力信号の加算回路４と、入力信号の位相反転信
号と前記位相シフト回路の出力信号の加算回路５を設
け、この両加算回路の出力を取り出すように構成する。
は、観測誤差はかなりあるがシンクロスコープでのリサ
ージュ図形により、さらに正確には位相計によって位相
差を測定しながら、位相シフト回路の構成要素である
Ｌ，Ｃ，Ｒのいずれかを調整するが、その後の安定度は
一に使用部品の安定度にかかっていたが、本発明では、
位相シフト回路の位相差はレベル計を用いて振幅として
調整でき、位相シフト回路の位相差のその後の安定度
も、位相スプリット回路の出力の位相差には影響を受け
ず正確に９０度の位相差を維持することを目的とする。 【解決手段】 利得が１の位相反転回路３およびオール
パスの位相シフト回路２を設け、入力信号と位相シフト
回路の出力信号の加算回路４と、入力信号の位相反転信
号と前記位相シフト回路の出力信号の加算回路５を設
け、この両加算回路の出力を取り出すように構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交する二つの搬
送波を変調する、いわゆる直交変調（Quadrature）や、
直交する二つの参照搬送波で検波する直交検波の場合に
必要な位相誤差の極めて少ない同相、直交の二つの搬送
波を作成する位相スプリット回路に関するもので、本発
明により、極めて高精度の直交変復調動作を実現させる
ことができる。
送波を変調する、いわゆる直交変調（Quadrature）や、
直交する二つの参照搬送波で検波する直交検波の場合に
必要な位相誤差の極めて少ない同相、直交の二つの搬送
波を作成する位相スプリット回路に関するもので、本発
明により、極めて高精度の直交変復調動作を実現させる
ことができる。
【０００２】
【従来の技術】従来、互いに９０度の位相差を有する二
つの搬送波を作成するには、Ｌ，Ｃ，Ｒによる回路網を
用いたり、これらをオペアンプ（演算増幅器）と組み合
わせたりする種々の方法が用いられてきた。また、論理
回路による分周器を用いて９０度位相差の矩形波を作成
し、これをろ波して正弦波、余弦波を得る方法も用いら
れてきた。これらの方法はいずれも、リアクタンス素子
の電圧、電流関係を利用するものであるから、その位相
精度は、リアクタンス素子およびこれと組み合わせる抵
抗素子の精度によって決まることになる。したがって、
従来、できるだけ位相差を９０度に近付けるためには、
厳密な設計を行うとともに高精度の部品を使用するか、
あるいは一般的な設計、組立ての後、位相計を用いて調
整を行うかの何れかであるが、厳密な設計をしたとして
も高精度のキャパシタやインダクタの使用はあまり現実
的ではない。また、位相計も一般的にはそう広く使用さ
れておらず、シンクロスコープでのリサージュ図形によ
る観測が最も一般的であるが、これはスポットの大きさ
に限度がある上、目視誤差もあるので、その精度は期待
し難い。さらに、位相計を用いて調整されたとしても、
その後の安定度は、一に使用部品の安定度にかかってい
た。
つの搬送波を作成するには、Ｌ，Ｃ，Ｒによる回路網を
用いたり、これらをオペアンプ（演算増幅器）と組み合
わせたりする種々の方法が用いられてきた。また、論理
回路による分周器を用いて９０度位相差の矩形波を作成
し、これをろ波して正弦波、余弦波を得る方法も用いら
れてきた。これらの方法はいずれも、リアクタンス素子
の電圧、電流関係を利用するものであるから、その位相
精度は、リアクタンス素子およびこれと組み合わせる抵
抗素子の精度によって決まることになる。したがって、
従来、できるだけ位相差を９０度に近付けるためには、
厳密な設計を行うとともに高精度の部品を使用するか、
あるいは一般的な設計、組立ての後、位相計を用いて調
整を行うかの何れかであるが、厳密な設計をしたとして
も高精度のキャパシタやインダクタの使用はあまり現実
的ではない。また、位相計も一般的にはそう広く使用さ
れておらず、シンクロスコープでのリサージュ図形によ
る観測が最も一般的であるが、これはスポットの大きさ
に限度がある上、目視誤差もあるので、その精度は期待
し難い。さらに、位相計を用いて調整されたとしても、
その後の安定度は、一に使用部品の安定度にかかってい
た。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、リア
クタンス素子の動作に全面的に依存せず、抵抗素子値の
みを合わせれば、原理的に正確に９０度位相差の信号が
簡単な回路構成で得られ、その調整も広く使用されてい
るレベル計があれば事足り、しかも長期にわたり高安定
度が維持されるという、製作容易な位相スプリット回路
を提供することである。
クタンス素子の動作に全面的に依存せず、抵抗素子値の
みを合わせれば、原理的に正確に９０度位相差の信号が
簡単な回路構成で得られ、その調整も広く使用されてい
るレベル計があれば事足り、しかも長期にわたり高安定
度が維持されるという、製作容易な位相スプリット回路
を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明の位相スプリット回路は、利得が何れも１の位
相反転回路とオールパスタイプの位相シフト回路を設
け、入力信号と位相シフト回路の出力信号の加算を行う
加算回路の出力と、入力信号の位相反転信号と前記位相
シフト回路の出力信号の加算を行うもう一つの加算回路
の出力と、を出力するように構成したことを要旨とす
る。
め本発明の位相スプリット回路は、利得が何れも１の位
相反転回路とオールパスタイプの位相シフト回路を設
け、入力信号と位相シフト回路の出力信号の加算を行う
加算回路の出力と、入力信号の位相反転信号と前記位相
シフト回路の出力信号の加算を行うもう一つの加算回路
の出力と、を出力するように構成したことを要旨とす
る。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態としては、そ
の構成要素の一つとしてオールパスタイプの位相シフト
回路を用いるが、ここではその位相精度は問題ではな
く、これと位相反転回路、加算回路の組み合わせ方法を
工夫することによって、希望の９０度位相差の出力を得
ようとするものである。
の構成要素の一つとしてオールパスタイプの位相シフト
回路を用いるが、ここではその位相精度は問題ではな
く、これと位相反転回路、加算回路の組み合わせ方法を
工夫することによって、希望の９０度位相差の出力を得
ようとするものである。
【０００６】本発明では、入力信号とオールパスタイプ
の位相シフト回路の出力信号および入力信号の位相反転
信号のいずれも等振幅の三つの信号を用いるが、まず、
入力信号とオールパスタイプの位相シフト回路の出力信
号とのベクトルを合成し、次に入力信号を位相反転した
信号と前記位相シフト回路の出力信号とのベクトル合成
を行えば、位相シフト回路の位相誤差には無関係に、ベ
クトル合成された両信号間の位相差は原理的（幾何学
的）に正確に９０度位相差の出力が得られる、という現
象を利用する。したがって、本発明では厳密な設計や高
精度のリアクタンス素子の選定などは全く不要となり、
その代り抵抗素子には、三種の信号の振幅を等しくし、
維持するため高精度抵抗は必要となるが、この抵抗の入
手は極めて容易である。また、信号振幅の測定は、もち
ろん、広く使われているレベル計があればよいが、位相
反転回路、オールパスタイプの位相シフト回路等にオペ
アンプを用い、それらのゲイン設定用抵抗に高精度のも
のを用いれば、特に後述するように、若干の振幅誤差が
許容される場合には、その調整も全く不要となる。これ
によって、高精度の位相スプリット回路を容易に得るこ
とができ、その結果、高精度の直交変復調回路が実現で
きる。
の位相シフト回路の出力信号および入力信号の位相反転
信号のいずれも等振幅の三つの信号を用いるが、まず、
入力信号とオールパスタイプの位相シフト回路の出力信
号とのベクトルを合成し、次に入力信号を位相反転した
信号と前記位相シフト回路の出力信号とのベクトル合成
を行えば、位相シフト回路の位相誤差には無関係に、ベ
クトル合成された両信号間の位相差は原理的（幾何学
的）に正確に９０度位相差の出力が得られる、という現
象を利用する。したがって、本発明では厳密な設計や高
精度のリアクタンス素子の選定などは全く不要となり、
その代り抵抗素子には、三種の信号の振幅を等しくし、
維持するため高精度抵抗は必要となるが、この抵抗の入
手は極めて容易である。また、信号振幅の測定は、もち
ろん、広く使われているレベル計があればよいが、位相
反転回路、オールパスタイプの位相シフト回路等にオペ
アンプを用い、それらのゲイン設定用抵抗に高精度のも
のを用いれば、特に後述するように、若干の振幅誤差が
許容される場合には、その調整も全く不要となる。これ
によって、高精度の位相スプリット回路を容易に得るこ
とができ、その結果、高精度の直交変復調回路が実現で
きる。
【０００７】
【実施例】以下、図面を用いて本発明の原理および実施
例について詳細に説明する。図１は、本発明の一実施例
を示す回路構成図である。図１において、１は信号入力
端子、２はオールパスタイプの位相シフト回路、３は位
相反転回路、４，５は加算回路、６，７は信号出力端子
である。なお、位相シフト回路２、および位相反転回路
３の利得は、いずれも１．０であり、また加算回路４、
および５の二つの入力に対する重みは、いずれも１．０
である。図１の回路の動作を、図２のベクトル図を用い
て説明する。図２の各ベクトルに付された番号は、図１
の同番号の回路の出力であることを示している。位相シ
フト回路２は、オールパスタイプであるから、そのリア
クタンス素子の素子定数が温度変化によって変わった場
合、図２において、ベクトル１に対する２の位相は変化
するが、その大きさは変わらない。位相反転回路３は入
力信号の振幅はそのままで位相を反転させる。したがっ
てベクトル１，２，３の三者はいずれも同じ大きさであ
り、位相シフト回路２のリアクタンス素子定数が変化し
ても、ベクトル１，３に対する２の位相が変わるのみで
ある。加算回路４はベクトル１と２をベクトル合成し、
加算回路５はベクトル２と３をベクトル合成する。それ
らの出力はそれぞれ出力端子６および７に与えられる。
例について詳細に説明する。図１は、本発明の一実施例
を示す回路構成図である。図１において、１は信号入力
端子、２はオールパスタイプの位相シフト回路、３は位
相反転回路、４，５は加算回路、６，７は信号出力端子
である。なお、位相シフト回路２、および位相反転回路
３の利得は、いずれも１．０であり、また加算回路４、
および５の二つの入力に対する重みは、いずれも１．０
である。図１の回路の動作を、図２のベクトル図を用い
て説明する。図２の各ベクトルに付された番号は、図１
の同番号の回路の出力であることを示している。位相シ
フト回路２は、オールパスタイプであるから、そのリア
クタンス素子の素子定数が温度変化によって変わった場
合、図２において、ベクトル１に対する２の位相は変化
するが、その大きさは変わらない。位相反転回路３は入
力信号の振幅はそのままで位相を反転させる。したがっ
てベクトル１，２，３の三者はいずれも同じ大きさであ
り、位相シフト回路２のリアクタンス素子定数が変化し
ても、ベクトル１，３に対する２の位相が変わるのみで
ある。加算回路４はベクトル１と２をベクトル合成し、
加算回路５はベクトル２と３をベクトル合成する。それ
らの出力はそれぞれ出力端子６および７に与えられる。
【０００８】以上の説明から分かるように、ベクトル４
と５の間の位相差は、ベクトル２の位相が変わっても、
常に１８０度を２分しているという条件は変わらない。
したがって、この位相差は常に正確に９０度に維持され
る。しかし、ベクトル２の位相が変化すれば、ベクトル
４と５の大きさは変化する。すなわち、位相誤差は無く
なった代りに、その影響は出力信号振幅の変化という形
で現われる。この出力信号の振幅変化は、例えばＱＰＳ
Ｋ（４位相シフトキーイング）信号等の復調に使用する
場合はあまり問題ではない。しかし、多レベルＱＡＭ
（直交振幅変調）信号の変調用搬送波に用いる場合、変
調回路によっては、この振幅誤差が問題になることも考
えられる。そこで、以下、若干この振幅誤差について考
察する。位相シフト回路２の入力信号に対する移送量
は、使用周波数において、丁度９０度であることが望ま
しい。この時、４と５の大きさは全く等しい。例えば、
位相シフト回路２として、図３に示す抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ
3、コンデンサＣ及びオペアンプ８を用いたオールパス
位相シフト回路の場合を考える。図３において、Ｒ1＝
Ｒ2 とすればオールパスとなり、位相シフト量は、 θ＝２ｔａｎ-1（ωＣＲ3） で表わされる。ωＣＲ3＝１の時、位相シフト量は丁度
９０度となる。これを用いて、Ｃが所定値に対し若干誤
差がある場合のベクトル４および５の振幅誤差を求める
と、Ｃの誤差％の約２分の１％の誤差が生じることが分
かる。したがって振幅誤差が重要な場合には、温度特性
のよいＣを用いるとともに、ベクトル４と５が等しくな
るようにＲ3を調整すればよい。
と５の間の位相差は、ベクトル２の位相が変わっても、
常に１８０度を２分しているという条件は変わらない。
したがって、この位相差は常に正確に９０度に維持され
る。しかし、ベクトル２の位相が変化すれば、ベクトル
４と５の大きさは変化する。すなわち、位相誤差は無く
なった代りに、その影響は出力信号振幅の変化という形
で現われる。この出力信号の振幅変化は、例えばＱＰＳ
Ｋ（４位相シフトキーイング）信号等の復調に使用する
場合はあまり問題ではない。しかし、多レベルＱＡＭ
（直交振幅変調）信号の変調用搬送波に用いる場合、変
調回路によっては、この振幅誤差が問題になることも考
えられる。そこで、以下、若干この振幅誤差について考
察する。位相シフト回路２の入力信号に対する移送量
は、使用周波数において、丁度９０度であることが望ま
しい。この時、４と５の大きさは全く等しい。例えば、
位相シフト回路２として、図３に示す抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ
3、コンデンサＣ及びオペアンプ８を用いたオールパス
位相シフト回路の場合を考える。図３において、Ｒ1＝
Ｒ2 とすればオールパスとなり、位相シフト量は、 θ＝２ｔａｎ-1（ωＣＲ3） で表わされる。ωＣＲ3＝１の時、位相シフト量は丁度
９０度となる。これを用いて、Ｃが所定値に対し若干誤
差がある場合のベクトル４および５の振幅誤差を求める
と、Ｃの誤差％の約２分の１％の誤差が生じることが分
かる。したがって振幅誤差が重要な場合には、温度特性
のよいＣを用いるとともに、ベクトル４と５が等しくな
るようにＲ3を調整すればよい。
【０００９】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、従来の位
相スプリット回路では、設計と部分の選定を信用してそ
のまま使用するか、調整するとすれば、位相差を測定す
るための位相計が必要であるが、位相計は一般的にあま
り広く用いられていないので、そのために特に用意する
必要がある。しかし本発明を用いれば、その調整は広く
用いられているレベル計のみでよく、若干の振幅誤差が
許容されるならば、全く無調整とすることも可能であ
る。このようにして、正確な９０度位相差の信号を発生
させる位相スプリット回路を得ることができるから、正
確な２軸変復調回路が実現できることになる。
相スプリット回路では、設計と部分の選定を信用してそ
のまま使用するか、調整するとすれば、位相差を測定す
るための位相計が必要であるが、位相計は一般的にあま
り広く用いられていないので、そのために特に用意する
必要がある。しかし本発明を用いれば、その調整は広く
用いられているレベル計のみでよく、若干の振幅誤差が
許容されるならば、全く無調整とすることも可能であ
る。このようにして、正確な９０度位相差の信号を発生
させる位相スプリット回路を得ることができるから、正
確な２軸変復調回路が実現できることになる。
【図１】本発明の原理を説明するための回路構成図であ
る。
る。
【図２】図１の動作を説明するためのベクトル図であ
る。
る。
【図３】図１の回路の構成要素の一つである位相シフト
回路の一例を示す回路図である。
回路の一例を示す回路図である。
１ 信号入力端子 ２ オールパスタイプの位相シフト回路 ３ 位相反転回路 ４ 加算回路 ５ 加算回路 ６ 信号出力端子 ７ 信号出力端子 ８ オペアンプ
Claims (1)
- 【請求項１】 利得が何れも１の位相反転回路とオール
パスタイプの位相シフト回路を設け、入力信号と位相シ
フト回路の出力信号の加算を行う加算回路の出力と、入
力信号の位相反転信号と前記位相シフト回路の出力信号
の加算を行うもう一つの加算回路の出力とを出力とする
よう構成されたことを特徴とする位相スプリット回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2306196A JPH09199991A (ja) | 1996-01-16 | 1996-01-16 | 位相スプリット回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2306196A JPH09199991A (ja) | 1996-01-16 | 1996-01-16 | 位相スプリット回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09199991A true JPH09199991A (ja) | 1997-07-31 |
Family
ID=12099918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2306196A Pending JPH09199991A (ja) | 1996-01-16 | 1996-01-16 | 位相スプリット回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09199991A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10176935A (ja) * | 1996-10-12 | 1998-06-30 | Dr Johannes Heidenhain Gmbh | 位置に依存した走査信号の検査のための方法及び制御装置 |
| US8867911B2 (en) | 2011-09-08 | 2014-10-21 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Device to determine a phase difference of in-phase and quadrature component of signal light, and a method to determine the phase difference |
-
1996
- 1996-01-16 JP JP2306196A patent/JPH09199991A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10176935A (ja) * | 1996-10-12 | 1998-06-30 | Dr Johannes Heidenhain Gmbh | 位置に依存した走査信号の検査のための方法及び制御装置 |
| US8867911B2 (en) | 2011-09-08 | 2014-10-21 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Device to determine a phase difference of in-phase and quadrature component of signal light, and a method to determine the phase difference |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20031224 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040608 |