JPS6233368Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は180度以上の広範囲にわたつて位相を
制御可能とした位相制御回路に関する。

一般に集積回路に用いられる直流制御形の位相
制御回路は、互いに位相差を有する２つの信号
（以下ベクトル表示する。）ｅ〓_１，ｅ〓_２の一方又は
双方の利得制御を行ない、これにより互いの相対
振幅が変えられたベクトル同志を合成して得た合
成ベクトルｅ〓_３によつて位相を変えている。

即ち、第１図乃至第３図に図示の如く位相回路
Ａにて互いに位相差θを有する２つのベクトルｅ〓
_１，ｅ〓_２を形成する。

この両ベクトルｅ〓_１，ｅ〓_２を入力とし且つこれ
を利得制御し相対振幅を変えて、この両ベクトル
ｅ〓_１，ｅ〓_２を加算制御する利得制御加算器Ｂの出
力端P₃に合成ベクトルｅ〓_３を得るのであるが、こ
の両ベクトルｅ〓_１とｅ〓_２の間には次の関係があ
る。

ｅ〓_３＝Ｐｅ〓_１＋（１−Ｐ）ｅ〓_２ …(1) 但し、Ｐは利得制御加算器Ｂに制御端子P₄から
入力した制御信号により変化する係数で、０≦Ｐ
≦１である。今、Ｐが０〜１まで変化すると合成
ベクトルｅ〓_３は、第２図に図示のようにベクトル
e₂とベクトルe₁が形成する角度θの範囲で回転
し、又この時の合成ベクトルｅ〓_３の大きさの軌跡
は、前記両ベクトルｅ〓_２とｅ〓_３の先端V₁，V₂間
を結ぶ直線上になる。

説明の便宜上両ベクトルの絶対値を｜ｅ〓_１｜＝
｜ｅ〓_２｜とする。

振幅特性は制御信号によつて位相が変化すると
ともに第３図の実線図示のように変化し、Ｐ＝1/
2のときは振幅が最も小さくなり、その値は｜ｅ〓
_１｜cosθ／２である。

ここで可変位相範囲は前記角度θで決定される
ので可変位相範囲を広げる程振幅特性の変化が激
しくなると云う欠点を有する。

即ち、上記可変範囲を次第に広げていくと理論
的には可変位相範囲は180度まで可能であるが、
実際には180度では位相を変えることができな
い。

何故なら可変位相範囲が180度付近に於いて、
Ｐ＝１／２のときの振幅が、Ｐ＝０或いはＰ＝１のと きの振幅に対比較して非常に小さいため実用的に
用いるには多くの欠点を有する。

例えば、位相変化せしめた信号を次の回路に供
給する場合に、最小の振幅値でも充分供給可能な
レベルに増幅する必要があり、最大振幅の時は信
号が大きすぎてダイナミツクレンジが充分とれな
くなるため信号が歪むという問題があつた。

又、次段へ供給る場合は、リミツターのかかる
一定量を必要とするので振幅が小さい時はリミツ
ターの効果が不充分になると云う問題があり、さ
らには従来手段によれば180度以上の可変範囲の
設定がとれないという問題があつた。

本考案は上述した問題点に鑑みなされたもの
で、少なくとも３つの位相制御回路を具備し、各
位相制御回路を制御信号により制御せしめ、且つ
第１、第２の位相制御回路の出力を同一方向へ位
相制御すると共に第３の位相制御回路の入力に加
え、この第３の位相制御回路の出力端に位相制御
された出力信号を得るようにして、位相の可変範
囲を180度以上広くすると共に振幅特性を改善し
た位相制御回路を提供することを目的とする。

以下に本考案の実施例について説明するが、そ
れに先立つて第４図以下に基づき本考案の原理を
説明する。

図中、基点０から矢印の表示を夫々信号のベク
トル表示として各印に頭の記号、例えばＡの矢印
は0A＝〓Ａと表示する。

今、Ａ〓，Ｂ〓，Ｃ〓，Ｄ〓という４本のベクトルを
設
定し、Δ0ABとΔ0CDは相似形の条件とするが、
説明の便宜上Δ0AB≡△0CDとする。

故に、0A＝0C （｜Ａ〓｜＝｜Ｃ〓｜） …(2) 0B＝0D （｜Ｂ〓｜＝｜Ｄ〓｜） …(3) ∠A0B＝∠C0D（＝） …(4) 又、∠D0Aは任意の位相角θとする。

次に４つのベクトル〓Ａ，〓Ｂ，〓Ｃ，〓Ｄの夫々の
大
きさを制御して加算したベクトルを描く。

加算されたベクトルは夫々次式で与えられる。

Ｅ〓＝ＰＡ〓＋（１−Ｐ）Ｂ〓 …(5) Ｆ〓＝ＰＣ〓＋（１−Ｐ）Ｄ〓 …(6) 但しＰは大きさ制御の係数で０≦Ｐ≦１の可変
係数とする。

前式(5)，(6)はベクトルＡ〓とＢ〓、又ベクトルＣ〓
，
Ｄ〓の両者の大きさを同時に制御しているが、勿論
いずれか一方のベクトルを制御しても良く、要は
両者の相対的大きさが制御されれば良い。

又、｛ＰＡ〓＝Ａ〓_１＝0A₁，ＰＣ〓＝Ｃ〓_１＝0C₁ （１−Ｐ）Ｂ〓＝Ｂ〓_１＝0B₁， （１−Ｐ）Ｄ〓＝Ｄ〓_１＝0D₁｝ …(7) 上記をベクトルＡ〓_１，Ｂ〓_１，Ｃ〓_１，Ｄ〓_１とす
る。

前式(2)，(3)から次式が成立つ。

｜Ａ〓_１｜＝｜Ｃ〓_１｜ ｜Ｂ〓_１｜＝｜Ｄ〓_１
｜
…(8) 前式(4)，(8)から判明するように〓0A₁EB₁≡〓
0C₁FD₁であり、その結果次のようになる。

0E＝0F，∠E0B₁＝∠F0D₁， ∠A₁0E＝∠C₁0F …(9) よつて、前記(4)，(9)式から次式が得られる。

F0E＝∠F0D₁＋θ＋∠A₁0E ＝∠E0B₁＋θ＋∠A₁0E ＝∠A₁0B₁＋θ＝∠A0B＋θ＝＋θ …(10) 従つて、ベクトルＥとＦの位相差は常に一定と
なつている。

今、可変係数Ｐが「０」から「１」まで変化す
ると(5)，(6)式からベクトルＥ〓は、０点を中心にベ
クトルＢ〓からベクトルＡ〓までの間を回転し、ベク
トル〓Ｆは、０点を中心にベクトルＤ〓からベクトル
Ｃ〓までの間を回転する。

換言するとベクトルＥ〓とベクトル〓Ｆは互いに一
定の位相角を保持しただけ図面上時計方向に回
転する。

次にベクトルＧ〓をベクトルＥ〓とベクトルＦ〓から
次の式の関係で得るものとする。

Ｇ〓＝ＰＦ〓＋（１−Ｐ）Ｅ〓 …(11) 勿論Ｐは前記(5)，(6)と同一の可変係数である。
この可変係数Ｐが「０」から「１」へと変化する
とベクトルＧ〓はベクトルＥ〓からベクトル〓Ｆ間を図
中時計方向に回転する。

ここで、前記(5)，(6)式を上記(11)式に代入する
と、 Ｇ〓＝P²Ｃ〓＋Ｐ（１−Ｐ）Ｄ〓＋（１−Ｐ）ＰＡ〓 ＋（１−Ｐ）^２Ｂ〓 ＝P²Ｃ〓＋Ｐ（１−Ｐ）（Ｄ〓＋Ａ〓） ＋（１−Ｐ）^２Ｂ〓 …(12) 今、Ｐ＝０の場はＧ〓＝Ｂ〓となり、 Ｐ＝１の場合はＧ〓＝Ｃ〓であり、 Ｐ＝1/2の場合にはＧ〓＝1/4（Ｃ〓＋Ｄ〓＋Ａ〓＋Ｂ
〓）
となる。このようにＰ＝０〜１迄変化させるとベ
クトルＧ〓は、ベクトルＢ〓の位置から時計方向に回
転してベクトルＣ〓の位置まで回転する。

即ち、位相の変化範囲は（２＋θ）になる。

但し、＋θ＜180度とする。

従つて、＝60度θ＝90度とすれば210度の可
変範囲が得られることになる。

又、θ＝０度（ベクトルＡ〓とベクトルＤ〓が同一
位相）でも、又θがマイナスであつても良い。

後者の場合は第４図に於いてベクトルＡ〓とベク
トルＤ〓の位置が夫々入れ代ることであり、これは
前式(12)を次式のように書き換えられることもから
も明白である。

Ｇ〓＝Ｐ｛ＰＣ〓＋（１−Ｐ）Ａ〓｝＋（１−Ｐ） ｛ＰＤ〓＋（１−Ｐ）Ｂ〓｝ …（13） 次に、以上説明した原理に基づき位相制御回路
の具体的回路構成を、第５図以下を参照しながら
説明する。

第５図はブロツク構成を示すもので、位相回路
PSは、その入力端子P₄に所定の入力信号が印加
され、出力端子P₅，P₆，P₇，P₈からは夫々ベクト
ル信号ｅ〓_A，ｅ〓_B，ｅ〓_C，ｅ〓_Dが発生するようにし
た
ものである。

このとき各ベクトル信号ｅ〓_A，ｅ〓_B，ｅ〓_C，ｅ〓_D
の
間には次の関係が得られるようにする。

∠ｅ〓_A−ｅ〓_B＝∠ｅ〓_C−∠ｅ〓_D …（14） ｜ｅ_Ｂ｜／｜ｅ_Ａ｜＝｜ｅ_Ｄ｜／｜ｅ_Ｃ｜ …（15） 又、出力端子P₅，P₆，P₇，P₈は、夫々制御加算
器AD₁，AD₂の入力端子P₉，P₁₀，P₁₁，P₁₂へ接続
し、同制御加算器AD₁及びAD₂の端子P₁₃，P₁₄は
夫々制御加算器AD₃の入力端子P₁₅，P₁₆に接続
し、この制御加算器AD₃の出力端子P₁₇から出力
が得られるようにしてあり、前記制御加算器
AD₁，AD₂は夫々入力端子へ印加された信号の相
対振幅比を、端子P₁₈へ印加された制御電圧Ｅ〓_Cに
よつて制御し加算する。

この構成に於いて、制御加算器AD₁の入力端子
にベクトル信号ｅ〓_A，ｅ〓_Bを印加し、又、制御加算
器AD₂の入力端子へベクトル信号ｅ〓_C，ｅ〓_Dを印加
する。

又、制御加算器AD₁，AD₂の夫々の出力端子
P₁₃，P₁₄に生ずる出力ベクトル信号ｅ〓_E，ｅ〓_Fは
夫々が同一方向に同一位相量回転しベクトル信号
ｅ〓_Eとｅ〓_F間の位相差は常に一定である動作をも
つ。

このベクトル信号ｅ〓_E，ｅ〓_Fが制御加算器AD₃に
印加される。

制御加算器AD₃は、入力端子へ印加された信号
の相対振幅の比を端子P₁₈に印加された制御電圧
によつて制御し加算する。

この結果、加算した出力信号が出力端子P₁₇に
生ずる。勿論、本考案は180度以上の位相制御に
も適用できる。

これは第６図に図示の如くベクトル信号ｅ〓_E，
ｅ〓_Fが、制御電圧Ｅ_Cの変化によつて夫々ベクトル
信号ｅ〓_Ea〜ｅ〓_Ebとベクトル信号ｅ〓_Fa〜ｅ〓_Fbで形
成
される角度の間を変化し、夫々同一方向に位相回
転させる。

このとき、制御電圧Ｅ〓_Cの可変範囲（例えばベ
クトル信号ｅ〓Ｅ〓_aと他方のベクトル信号ｅ〓_Fb）の
位相差をベクトル信号の回転方向に180度以上に
設定し、且つベクトル信号ｅ〓_Eとｅ〓_Fの位相差を
180度以内になる関係にあれば可能である。

次に第７図に基づき位相制御回路のより具体的
構成を説明する。

各々一対のトランジスタQ₂Q₃，Q₅Q₆，Q₇Q₈，
Q₁₀Q₁₁，Q₁₂Q₁₃，Q₁₅Q₁₆は互いにエミツタを接
続した差動アンプDA₁，DA₂，DA₅，DA₃，
DA₄，DA₆を構成し、夫々トランジスタQ₁，Q₄，
Q₂及びQ₅，Q₉，Q₁₄，Q₁₀及びQ₁₂を電流源とす
る。トランジスタQ₁，Q₄，Q₉，Q₁₄の各ベース端
子P₉，P₁₀，P₁₁，P₁₂は、前記第５図に図示の同
一記号の端子に対応し夫々ベクトル信号ｅ〓_A，ｅ〓
_Ｂ，ｅ〓_C，ｅ〓_Dが印加される。

尚、抵抗R₁，R₂，R₃，R₄は、夫々トランジス
タQ₁，Q₄，Q₉，Q₁₄のエミツタ抵抗である。

又、トランジスタQ₃，Q₅，Q₁₁.Q₁₂のベースは
夫々バイアスE₂に接続し、所定のバイアス電圧
が印加されるようにしてあつて、トランジスタ
Q₂，Q₆，Q₁₀，Q₁₃の各ベースは夫々ダイオード
D₁と電流源I₀₁の接続点に接続してあり、トラン
ジスタQ₈，Q₁₅の各ベースはバイアスE₁に接続し
所定のバイアス電圧が印加されるようにしてあ
る。さらに、トランジスタQ₇，Q₁₆のベースはト
ランジスタQ₁₇のエミツタに接続する。

このトランジスタQ₁₇のエミツタはダイオード
D₁及び電流源I₀₁を介して接地してあり、トラン
ジスタQ₁₇のベースは制御電圧印加端子P₁₈に接続
してある。

トランジスタQ₈，Q₁₆のコレクタは抵抗R₅を介
して電源Ｖ_CCと出力端子P₁₇に接続してある。

以上の構成に於いて以下にその作用を説明す
る。

先ず、制御電圧が印加されるトランジスタ側の
分流係数をＰ、他方の分流係数を（１−Ｐ）とす
る。

トランジスタQ₁.Q₄，Q₉，Q₁₄のコレクタの信
号電流は、ベクトルｅ〓_A，ｅ〓_B，ｅ〓_C，ｅ〓_Dを電圧
信
号とすると夫々エミツタ抵抗で除した値になる。

説明の便宜上トランジスタQ₁，Q₄，Q₉，Q₁₄の
エミツタ抵抗R₁＝R₂＝R₃＝R₄＝R₀（所定値）と
すると、次式が得られる。

ｉ〓_１＝ｅ_Ａ／Ｒ_０，ｉ〓_４＝ｅ_Ｂ／Ｒ_０，ｉ〓_９＝
ｅ_Ｃ／Ｒ_０，ｉ〓₁₄＝ｅ_Ｄ／Ｒ_０… （16） （電流ｉ〓_oの添字ｎは各トランジスタＱ_oの信号
電流を表す） よつて、 ｉ〓_２＝Ｐｉ〓_１，ｉ〓_５＝（１−Ｐ）ｉ〓_４，ｉ〓
₁₀ ＝Ｐｉ〓_９，ｉ〓₁₂＝（１−Ｐ）ｉ〓₁₄ …（17） さらに、 ｉ〓_８＝（１−Ｐ）（ｉ〓_２＋ｉ〓_５）， ｉ〓₁₆＝Ｐ（ｉ〓₁₀＋ｉ〓₁₂） …（18） 上記（16），（17），（18）式から出力ベクトル信
号ｅ〓_Gは次のようになる。

ｅ〓_G＝−Ｒ_５／Ｒ_０〔（１−Ｐ）｛Ｐｅ〓_A＋（１−
Ｐ） ｅ〓_B｝＋Ｐ｛Ｐｅ〓_C＋（１−Ｐ）ｅ〓_D｝ ＝−Ｒ_５／Ｒ_０｛P²ｅ〓_C＋Ｐ（１−Ｐ）（ｅ〓_A ＋ｅ〓_D）＋（１−Ｐ）^２ｅ〓_B｝ …(19) この式は、前記(12)式と同一特性であり、冒頭に
設明したように180度以上の可変位相が容易に得
られる。

尚、第７図に図示の実施例は差動アンプの簡単
な組み合せであり、且つ集積化が容易であると共
に素子にバラツキや温度に対して安定で、而かも
前式（19）に示す性能が安定して得られる。

次に第２実施例を第８図以下に基づき説明す
る。

対をなす接続構成に係るトランジスタ
Q₁₈Q₁₉，Q₂₀Q₂₁，Q₂₂Q₂₃，Q₂₄Q₂₅，Q₂₆Q₂₇，
Q₂₈Q₂₉，Q₃₀Q₃₁は夫々エミツタを互いに接続し
た差動アンプDA₇，DA₈，DA₉，DA₁₀，DA₁₁，
DA₁₂，DA₁₃を構成し、このうち差動アンプ
DA₇，DA₈は夫々電流源I₀₂，I₀₃を電源とし、又差
動アンプDA₉〜DA₁₃はトランジスタQ₁₈，Q₁₉，
Q₂₀，Q₂₂及びQ₂₇，Q₂₄及びQ₂₆を電流源としてい
る。

入力信号ｅ〓_４（電圧表示）は入力端子P₄に入力
接続し、この端子P₄はトランジスタQ₁₈のベース
及び抵抗R₆を介してトランジスタQ₁₉，Q₂₀のベ
ースに接続してある。

さらに、トランジスタQ₁₉，Q₂₀のベースと抵
抗R₆の接続の一端からコンデンサC₁を介して接
地してあつて、抵抗R₆とコンデンサC₁で形成し
た遅相回路で以つて位相を45度遅らせることがで
きるようにしてあり、トランジスタQ₂₁のベース
には所定のバイアスE₃を接続してある。

トランジスタQ₂₂，Q₂₅，Q₂₆のベースは、ダイ
オードD₂と電流源I₀₄の接続点に接続してあり、
トランジスタQ₂₃，Q₂₄，Q₂₇のベースは所定のバ
イアスE₄に接続してある。

又、トランジスタQ₂₈，Q₃₁のベースは制御電
圧印加端子P₁₈に接続し、さらにダイオードD₂の
一端子に接続してあり、同一の制御量の制御電圧
がトランジスタQ₂₈，Q₃₁のベースとダイオード
D₂を介してトランジスタQ₂₂，Q₂₅，Q₂₆の各ベー
スに印加されるようにしてある。

さらにトランジスタQ₂₉，Q₃₀のベースは所定
のバイアスE₅に接続してあり、トランジスタ
Q₂₈，Q₃₀のコレクタは抵抗R₇を介して電源Vccに
接続してある。

又、トランジスタQ₂₁，Q₂₃，Q₂₅のコレクタは
電源Vccに接続してあり、トランジスタQ₂₈，Q₃₀
のコレクタ接続点には出力端子P₁₇に接続してあ
る。

次に上記構成に基づきその作用を第９図以下を
参照し乍ら説明する。

差動アンプDA₉〜DA₁₃の各トランジスタの信
号分流比は、制御電圧が印加されるトランジスタ
の方をＰとし、又他方のトランジスタ側を（１−
Ｐ）の可変係数とし、さらに各トランジスタのコ
レクタ信号電流をｉ〓_o（但しｉ〓_oはトランジスタＱ
_oのコレクタ電流とする。）としてある。

今、入力ベクトル信号ｅ〓_４を基準（０度）とす
ると、トランジススタQ₁₉とQ₂₀のベースでは抵
抗R₆とコンデンサＣ〓_１の遅相回路で以つて45度
遅れたベクトル信号ｅ〓_５となる。

差動アンプDA₇はベクトル信号ｅ〓_４とｅ〓_５の差
動電圧ｅ〓_６（＝ｅ〓_４−ｅ〓_５）に比例した信号がコ
レクタ側に生ずる。

例えばトランジスタQ₁₈のコレクタではベクト
ル信号−ｅ〓_４とｅ〓_５の合成ベクトル信号（−ｅ〓_４
＋ｅ〓_５）＝−ｅ〓_６による電流ｉ〓ａが生じ、トラン
ジスタQ₁₉のコレクタではベクトル信号ｅ〓_４と−
ｅ〓_５の合成ベクトル信号（ｅ〓_４−ｅ〓_５）＝ｅ〓_６
に
よる電流ｉ〓ｂが生じる。またトランジスタQ₂₀の
コレクタでは電流ｉ〓ｃが生じ、これはベースでの
ベクトル信号ｅ〓_５と逆相である。

一方、抵抗R₆、容量C₁から、ベクトルｅ〓_５と
ｅ〓_６は互に直角の関係があり、遅相角45度より両
ベクトルの絶対値は｜ｅ〓_５｜＝｜ｅ〓_６｜となる。

電流源I₀₂，I₀₃の電流値を等しくした場合、差
動アンプDA₇，DA₈の利得を等しくできる。各ト
ランジスタQ₁₈〜Q₂₁のベースバイアス値が同じ
であるとすると、トランジスタQ₁₈，Q₁₉にはそ
れぞれI₀₂／２の電流が流れ、トランジスタQ₂₀，
Q₂₁にはそれぞれI₀₃／２の電流が流れる。I₀₂＝I₀₃
であるから、次式が得られる。

｜ｉ〓₁₈｜＝｜ｉ〓₁₉｜＝｜ｉ〓₂₀｜ ｜ｉ〓ａ｜＝｜ｉ〓ｂ｜＝｜ｉ〓ｃ｜ …(20) したがつて各差動アンプの信号関係は次のよう
になる。

ｉ〓₂₂＝Ｐｉ〓ａ， ｉ〓₂₄＝（１−Ｐ）ｉ〓ｂ＝−（１−Ｐ）ｉ〓ａ ｉ〓₂₆＝Ｐｉ〓ｃ，ｉ〓₂₇＝（１−Ｐ）ｉ〓ｃ…(21) ｉ〓₂₈＝Ｐ（ｉ〓₂₂＋ｉ〓₂₇）， ｉ〓₃₀＝（１−Ｐ）（ｉ〓₂₄＋ｉ〓₂₆）…(22) また端子P₁₇の出力ベクトルｅ〓_７は次式のよう
になる。

ｅ〓_７＝−R₇（ｉ〓₂₈＋ｉ〓₃₀） ＝−R₇｛Ｐ（ｉ〓₂₂＋ｉ〓₂₇） ＋（１−Ｐ）（ｉ〓₂₄＋ｉ〓₂₆）｝ ＝−R₇〔Ｐ｛Ｐｉ〓ａ＋（１−Ｐ）ｉ〓ｃ｝ ＋（１−Ｐ）｛−（１−Ｐ）ｉ〓ａ＋Ｐｉ〓ｃ｝
〕
…(23) 可変系数Ｐが０〜１まで変化するとベクトルｅ〓
_７は、電流ベクトルｉ〓ａの位相（−135度）から
時計方向に電流ベクトルｉ〓ｂの位相（＋45度）ま
での180度回転する。

上記特性の振幅特性を説明するに先立つて、
今、振幅特性を分りやすくするために、第９図に
図示のベクトル図を回転して、電流ベクトルｉ〓ａ
を基準にすると第１０図に示すように表わせる。

即ち、電流ベクトルｉ〓ａおよびｉ〓ｃのの振幅は
互に等しく直角であるから｜ｉ〓ａ｜＝Ｉとする
と、電流ベクトルｉ〓ａ，ｉ〓ｂ，ｉ〓ｃは各振幅とも
等しく、また180度、90度、０度の位置にある。

次に前述の（23）式において、 ｉ〓ｄ＝Ｐｉ〓ａ＋（１−Ｐ）ｉ〓ｃ ｉ〓ｅ〓＝−（１−Ｐ）ｉ〓ａ＋Ｐｉ〓ｃ …(24) とおくと、 ｜ｉ〓ｄ｜＝｜ｉ〓ｅ〓｜＝√²＋（１−）^２・
Ｉ
…(25) また前記、（23），（24）式から ｉ〓ｆ＝Ｐｉ〓ｄ＋（１−Ｐ）ｉ〓ｅ〓…(26) が得られる。

電流ベクトルｉ〓ｄとｉ〓ｅ〓は直角の関係にあるか
ら出力端子P₁₇での出力ｉ〓ｆは、 ｜ｉ〓ｆ｜＝√²｛²＋（１−）^２｝²＋（１−）^２｛²＋（１−）^２｝² ＝｛P²＋（１−Ｐ）^２｝・Ｉ …(27) したがつて式（27）はＰ＝０またはＰ＝１のと
きに ｜ｉ〓ｆ｜＝Ｉ，Ｐ１／２のときは最少で１／２・Ｉ
にな る。

即ち、最大振幅時の出力を１とすれば最小振幅
は１／２であり、第１１図に図示のようになる上、位 相の可変範囲は180度である。

ちなみに在来の位相制御手段によれば、前記し
た如くこの180度の範囲にわたる位相制御は不可
能である。

つまり、180度に近い角度、例えば179度を選定
すると第３図に図示されるように最小値は｜ｅ〓_１
｜cos１７９度／２≒｜ｅ〓_１｜cos90度＝０になり、制
御 範囲の中心付近は出力振幅が零となる為、位相制
御回路として利用することができない。

尚、本考案の実施例では、主として180度以上
の位相制御について説明したが、勿論180度以下
に於いても可能であつて、この場合も従来の手段
と比して同一位相制御範囲では振幅特性が優れた
ものとなる。

以上述べたように本考案によれば、180度以上
の可変位相が簡単に得ることができる上振幅特性
も優れたものであり、又集積化に容易な回路構成
である。

又、その応用範囲は、例えば自動位相制御回路
に用いるVCO（電圧制御型発振器）に用いて高
感度の位相制御が出来る上ループ利得もあげられ
るという極めて優れた特徴を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の位相制御回路のブロツク図で、
第２図は同上回路で得られる信号ベクトル図、第
３図は同上回路で得られる振幅特性図である。
又、第４図は本考案の原理説明用のベクトル図で
あり、第５図は本考案の位相制御回路の実施例に
係るブロツク図、第６図は同上動作特性を示すベ
クトル図、第７図は同上回路の構成を示す回路図
である。さらに、第８図は本考案の他の実施例に
係る位相制御回路の構成を示す回路図であり、第
９図は同上回路に基づく信号ベクトル図、第１０
図は信号ベクトル図の説明用のベクトル図であ
り、第１１図は同上回路図の振幅特性図である。 PS……位相回路、AD₁乃至AD₃……制御加算
器、Q₁乃至Q₃₁……トランジスタ、D₁及びD₂……
ダイオード、R₁乃至R₆……抵抗、C₁……コンデ
ンサ、E₁乃至E₅……バイアス。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 互に所定の位相差を有する第１の被制御信号
   と第２の被制御信号とを入力し、それら両信号
   の相対振幅を電圧制御によつて変化可能とし、
   かつ両信号のベクトル加算を行い位相制御した
   第１の信号を得る第１の位相制御手段と、 互に所定の位相差を有する第３の被制御信号
   と第４の被制御信号とを入力し、それら両信号
   の相対振幅を電圧制御によつて変化可能とし、
   かつ両信号のベクトル加算を行い前記第１の位
   相制御手段による位相制御方向と同じ方向に位
   相制御された第２の信号を得る第２の位相制御
   手段と、 上記第１、第２の位相制御手段からの前記第
   １の信号および第２の信号をそれぞれ入力し、
   これら入力された第１、第２の信号の相対振幅
   を電圧制御によつて変化可能とし、かつそれら
   両信号のベクトル加算を行い位相制御された第
   ３の信号を得る第３の位相制御手段とを具備し
   て成る位相制御回路。 (2) 前記第３の被制御信号として前記第１の被制
   御信号を共用し、前記第２の位相制御手段に入
   力するようにしたことを特徴とする実用新案登
   録請求の範囲第１項に記載の位相制御回路。