JPH09140168A - 振動モータの駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な回路構成及び制御手順により、常時効
率的な駆動が可能である振動モータの駆動装置を提供す
る。 【解決手段】 振動モータの駆動装置において、電気／
機械エネルギー変換素子に所定電圧を印加する充電回路
（６、２１、２４、２５、２６）と、電気／機械エネル
ギー変換素子を誘導性素子を介して放電させる放電回路
（２２、２３）と、電気／機械エネルギー変換素子に、
充電回路と放電回路とを交互に接続する制御回路（１、
２、３、４）と、電気／機械エネルギー変換素子と誘導
性素子とで構成する回路の共振振動の周期を検出する周
期検出回路（７、８）とを備え、制御回路は、放電回路
を接続する期間を周期検出回路が検出した周期と等しく
なるよう制御し、充電回路を接続する期間を増減させる
ことにより、振動モータの駆動周波数を変化させること
を特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電気／機械エネル
ギー変換素子によって生じた機械的振動により駆動す
る、いわゆる振動モータの駆動装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図１４は、従来の振動モータの一般的な
構成を示す図である。図１４（Ａ）は、振動モータの断
面図であり、互いに接着されているロータ１００−１及
び摺動材１００−２からなる移動子と、同様に互いに接
着されている弾性体１００−３及び電気／機械エネルギ
ー変換素子である振動体１００−４からなる固定子とに
より構成されている。これらの移動子と固定子は、不図
示の加圧手段により加圧接触されて駆動される。

【０００３】図１４（Ｂ）は、振動体１００−４の電極
の配置を示す平面図である。電極１００−４ａ及び１０
０−４ｂは、入力電極であり、これらの電極に振動モー
タ毎に決まった周波数であって、相互に９０゜あるいは
２７０゜の位相差を持つ周波電圧が印加されることによ
り固定子が振動する。また、電極１００−４ｃは、接地
される共通電極である。一方、電極１００−４ｄは、モ
ニター電圧を取り出すことに使用される電極であるが、
振動体１００−４の振動には直接寄与しない電極であ
る。

【０００４】図１４（Ｃ）は、振動体１００−４の入力
電極１００−４ａ、又は１００−４ｂと接地電極間の等
価回路を示したものである。図に示すように、等価回路
は、自己容量Ｃ₀ と、Ｃ₀ と並列接続されたＬ、Ｃ、Ｒ
の直列共振回路で表される。振動モータ１００の駆動量
（回転速度）は、振動体等価回路のＬ、Ｃ、Ｒの直列共
振回路に流れる電流（モーショナル電流）の値によって
変化するものと考えられている。すなわち、振動体に印
加する周波電圧の電圧値を大きくする、又は周波電圧の
周波数をこの直列共振回路の共振周波数に近づけること
によりモーショナル電流を増大させ、大きな駆動量を得
ることが可能となる。

【０００５】そこで従来より、振動モータの駆動量を調
定する方法として、２つの方法が知られている。第１の
方法は、周波電圧の周波数を一定に維持しつつ、周波電
圧の電圧値を変えることによりモーショナル電流を変化
させるものである。第２の方法は、周波電圧の電圧値を
変更せず、周波数を上記直列共振回路の共振周波数の近
傍で増減させ、モーショナル電流を変化させるものであ
る。

【０００６】次に、振動モータ１００の従来の駆動装置
について説明する。図１５は、図１４の振動モータの駆
動装置を示したブロック図である。従来の駆動装置は、
駆動周波数設定回路１０１と、移相回路１０２と、振動
体駆動回路１０３（１０３Ａ、１０３Ｂ）等から構成さ
れている。駆動周波数設定回路１０１は周波信号を出力
する回路であり、その周波数は振動モータごとに決めら
れた駆動周波数に対応して設定され、その出力は、移相
回路１０２に接続されている。移相回路１０２は、駆動
周波数設定回路１０１の出力を相互に９０゜あるいは２
７０゜だけ位相の異なった２つの周波信号を出力する回
路であり、その出力は、振動体駆動回路１０３（１０３
Ａ、１０３Ｂ）に接続されている。振動体駆動回路１０
３（１０３Ａ、１０３Ｂ）は、移相回路１０２からの周
波信号を増幅した周波電圧をそれぞれ振動体１００−４
の電極１００−４ａ、１００−４ｂに入力する回路であ
る。振動体１００−４は、周波電圧が入力されることに
より励振され、移動子を駆動する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、前述した従来
の振動モータでは、正弦波状の周波電圧を発生させて振
動体の電極に印加する必要があるために、駆動装置の回
路が複雑になり、また、駆動装置におけるエネルギーの
損失が大きくなるという問題があった。さらに、駆動装
置の回路が複雑であることは、回路自体の体積の増大に
つながり、そのために振動モータの携帯用機器への適用
が困難となるという問題もあった。

【０００８】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、請求項１に係る発明は、電気的エネルギーを機械的
エネルギーに変換する電気／機械エネルギー変換素子の
振動運動を利用して駆動する振動モータの駆動装置にお
いて、電気／機械エネルギー変換素子に所定電圧を印加
することにより電気エネルギーを供給する充電回路
（６、２１、２４、２５、２６）と、電気エネルギーが
供給された電気／機械エネルギー変換素子を誘導性素子
を介して放電させることにより、電気／機械エネルギー
変換素子において機械エネルギーを発生させる放電回路
（２２、２３）と、電気／機械エネルギー変換素子に、
誘導性素子のインダクタンス特性に依存しない期間だけ
充電回路を接続し、インダクタンス特性に依存する期間
だけ放電回路を接続することを交互に繰り返す制御回路
（１、２、３、４）と、電気／機械エネルギー変換素子
と誘導性素子とで構成する回路の共振振動の周期を検出
する周期検出回路（７、８；１０）とを備え、制御回路
は、放電回路を電気／機械エネルギー変換素子に接続す
る期間を周期検出回路が検出した周期と等しくなるよう
制御し、充電回路を電気／機械エネルギー変換素子に接
続する期間を増減させることにより、振動モータの駆動
周波数を変化させることを特徴とする。

【０００９】請求項２に係る発明は、請求項１に記載の
振動モータの駆動装置において、周期検出回路は、放電
回路又は電気／機械エネルギー変換素子における電圧変
化の極大値を検出することより回路の共振振動の周期を
検出することを特徴とする。

【００１０】請求項３に係る発明は、電気的エネルギー
を機械的エネルギーに変換する電気／機械エネルギー変
換素子の振動運動を利用して駆動する振動モータの駆動
装置において、電気／機械エネルギー変換素子に所定電
圧を印加することにより電気エネルギーを供給する充電
回路（６、２１、２４、２５、２６）と、電気エネルギ
ーが供給された電気／機械エネルギー変換素子を誘導性
素子を介して放電させることにより、電気／機械エネル
ギー変換素子において機械エネルギーを発生させる放電
回路（２２、２３）と、電気／機械エネルギー変換素子
に、誘導性素子のインダクタンス特性に依存しない期間
だけ充電回路を接続し、インダクタンス特性に依存する
期間だけ放電回路を接続することを交互に繰り返す制御
回路（３０〜３７、３９）とを備え、制御回路は、電気
／機械エネルギー変換素子の電圧変化を検出可能であ
り、放電回路を電気／機械エネルギー変換素子に接続し
た後であって、電圧波形において極大値を検出したとき
は、充電回路を電気／機械エネルギー変換素子に接続す
ることを特徴とする。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、図面等を参照して、本発明
に係る実施形態について、さらに詳しく説明する。な
お、以下に示す図面において、従来の技術において既に
説明したものと同様な機能を果たす部分には、同一の符
号を付して、重複する説明を適宜省略する。また、以
下、電気／機械エネルギー変換素子として用いられる圧
電体、電歪体などを総称して振動体と呼称するものとす
る。 （第１実施形態）図１は、本発明に係る第１実施形態で
ある振動モータの駆動装置を示すブロック図である。図
１に示されるように、本実施形態は、制御回路（マイク
ロコンピュータ１、Ｄ／Ａコンバータ２、ＶＣＯ３、振
動体駆動ロジック４）と、励振回路５（Ａ、Ｂ）、及び
周期検出回路（振動周期検出器７、パルス幅比較器８）
などから構成されている。

【００１２】図２は、励振回路５の構成を示す回路図で
ある。励振回路５は、振動体駆動ロジック４より出力さ
れる駆動信号Ｓに基づいて、図中等価回路で示す振動体
１００−４に高電圧の交番電圧（周波電圧）を印加する
回路である。励振回路５は、スイッチング素子２１及び
２２、誘導性素子２３、抵抗２４及び２５、トランジス
タ２６、位相反転器２７、並びに必要に応じて挿入され
るダイオード等の整流素子２８及び２９から構成され
る。

【００１３】スイッチング素子２１は、その一端が高圧
電源６に接続されているとともに、他端が誘導性素子２
３を介してスイッチング素子２２と接続されている。ま
た、スイッチング素子２２は、スイッチング素子２１に
接続されているのと異なる一端が接地されている。な
お、本実施形態では、スイッチング素子として例えばＭ
ＯＳ型ＦＥＴを用いたが、これは、特にＭＯＳ型ＦＥＴ
に限定されるものではなく、その他のスイッチング素子
であってもよい。振動体１００−４の一端は、スイッチ
ング素子２１と誘導性素子２３の接点Ａに接続されてい
る。

【００１４】励振回路５に入力した駆動信号Ｓは、励振
回路５内において２つに分岐され、一方の信号は、位相
反転器２７を介してスイッチング素子２２に入力し、他
方は、トランジスタ２６に入力する。スイッチング素子
２１は、抵抗２４、２５、トランジスタ２６からなる回
路の働きにより、駆動信号Ｓが論理レベル”Ｈ”（充電
制御信号）であるときのみ閉鎖、すなわち、スイッチＯ
Ｎの状態となる。一方、スイッチング素子２２は、位相
反転器２７からの信号により、駆動信号Ｓが論理レベ
ル”Ｌ”（放電制御信号）であるときにのみ閉鎖され
る。

【００１５】駆動信号Ｓが論理レベル”Ｈ”であるとき
は、振動体１００−４にスイッチング素子２１を介して
高圧電源６の電圧Ｖ_d が印加される。これにより、振動
体１００−４内の等価静電容量には、電圧Ｖ_d が充電さ
れる。なお、充電に要する時間は、スイッチング素子の
ＯＮ抵抗値が小さいことから極めて短い。一方、駆動信
号Ｓの論理レベル”Ｌ”である場合は、誘導性素子２３
の一端は、スイッチング素子２２によって接地される。
この結果、振動体１００−４の等価静電容量と誘導性素
子２３のインダクタンスによる共振振動が発生する。

【００１６】図３（Ａ）、（Ｂ）は、駆動信号Ｓと励振
回路５内の接点Ａにおける電圧Ｖ_Aの変化との関係を示
す線図である。駆動信号Ｓは、論理レベル”Ｈ”である
期間Ｔ_C と、”Ｌ”である期間Ｔ_r を駆動周期Ｔ_a で繰
り返す（図３（Ａ）上段）。これにより、振動体には、
図３（Ａ）下段に示す周波電圧Ｖ_A が印加される。ここ
で、振動モータ１００の駆動周波数をｆ_a とすれば、Ｔ
_a ＝１／ｆ_a の関係が成り立つ。

【００１７】高圧電源６より振動体１００−４に供給さ
れる電流Ｉ_d は、期間Ｔ_r の時間を共振振動の周期に一
致させると最小となる。これは、以下の理由による。振
動体の静電容量に充電される電荷量Ｑは、静電容量の大
きさＣと充電電圧差Ｖの積（Ｑ＝Ｃ・Ｖ）で表される。
したがって、図示の充電電圧差δＶが小さい程、充電さ
れる電荷量Ｑは小さくなるのである。

【００１８】図３（Ｂ）は、仮に期間Ｔ_c の終了時刻ｔ
₀ より駆動信号Ｓを論理レベル”Ｌ”で保持した場合
に、接点Ａにおける電圧Ｖ_A の変化の様子を示したもの
である。電圧Ｖ_A は、時刻ｔ₀ 以降、振動周期をＴ_K と
する減衰振動を繰り返しながら接地電位に漸近する。電
源電圧Ｖ_d とＶ_A の差が最小になるのは、時刻ｔ₀ から
Ｔ_K 経過後の時刻ｔ₁ である。よって、充電電荷量Ｑ
は、図３（Ａ）において期間Ｔ_r ＝Ｔ_K とすれば最小と
なり、したがって、高圧電源６から振動体１００−４に
供給される電流Ｉ_d も最小となり、振動モータの駆動
は、最も効率的な状態で行われる。

【００１９】一方、本実施形態では、振動モータ１００
の駆動量は、駆動周波数ｆ_a （＝１／Ｔ_a ）を所定の値
に設定することにより調定される。したがって、上記の
ように、Ｔ_r を変化させる場合には、期間Ｔ_c をＴ_c ＝
Ｔ_a −Ｔ_r となるように変化させることにより、Ｔ_a を
所定値に維持する必要がある。ここで、期間Ｔ_c は、少
なくとも振動体１００−４の静電容量の充電に要する時
間よりも長い必要があるため、Ｔ_r （＝Ｔ_K ）は、その
条件を満たすことができる値である必要がある。本実施
形態では、適切な値のインダクタンスを有する誘導性素
子２３を選択することにより、Ｔ_K の値を調整し、もっ
て、Ｔ_r の値を上記条件を実現するものに設定してい
る。

【００２０】ところで、振動体の等価回路定数（Ｌ、
Ｃ、Ｒ、Ｃ₀ ）は、温度、移動子と固定子との加圧力、
駆動周波数等によって変化する。よって、期間Ｔ_r の長
さを一定値に固定すると、モータ駆動中の全時間におい
て、必ずしもＴ_r ＝Ｔ_K とならず、モータの効率的な駆
動がなされない。そこで、本実施形態は、振動周期Ｔ_K
を検出する周期検出回路をさらに設け、周期検出回路か
らＴ_K に関する情報を制御回路にフィードバックし、常
にＴ_r ＝Ｔ_K となるように期間Ｔ_C の長さを制御するこ
ととした。以下、この点について図１などを参照しなが
ら説明する。

【００２１】マイクロコンピュータ１は、振動モータ１
００の駆動を制御するためのものであり、Ｄ／Ａコンバ
ータ２と接続されている。Ｄ／Ａコンバータ２は、入力
されたデジタル信号をアナログ信号に変換する回路であ
り、その出力側をＶＣＯ３に接続されている。ＶＣＯ３
（電圧制御型発振器）は、入力電圧の値によって出力信
号の発振周波数を変化させる発振回路であり、その出力
側を振動体駆動ロジック４に接続されている。振動体駆
動ロジック４は、ＶＣＯ３からの出力信号を励振回路５
Ａ、５Ｂのそれぞれを駆動するための駆動信号Ｓａ、Ｓ
ｂに変換する回路である。振動体駆動ロジック４は、マ
イクロコンピュータ１とも接続されており、マイクロコ
ンピュータ１よりモータの駆動方向指示信号と期間Ｔ_C
の変調信号が入力される。

【００２２】なお、励振回路５Ａ、５Ｂの回路構成につ
いては、図２において既に説明しているので、ここでの
説明を省略する。また、駆動信号Ｓａ、Ｓｂは、振動体
の駆動周波数をｆ_a とするとＴ_a ＝１／ｆ_a なる周期Ｔ
_a を有し、互いに９０゜又は２７０゜の位相差を有する
論理信号である。位相差が９０゜となるか２７０゜とな
るかは、振動モータの駆動方向（回転方向）によって定
められる。励振回路５Ａ、５Ｂは、電圧がＶ_d である高
圧電源６から電力の供給を受け、その出力をそれぞれ振
動体１００−４の入力電極１００−４ａ、１００−４ｂ
に印加する。また、励振回路５Ｂの出力は、振動周期検
出器７にも接続されている。

【００２３】振動周期検出器７は、振動体１００−４と
誘導性素子２３とで構成する回路の共振振動の周期を検
出する回路であり、その出力側がパルス幅比較器８に接
続されている。パルス幅比較器８は、振動周期検出器７
の他に、振動体駆動ロジック４の出力側と接続されてお
り、駆動信号Ｓｂが入力されている。また、パルス幅比
較器８の出力側は、マイクロコンピュータ１に接続され
ている。一方、駆動量検出器９は、振動モータ１００の
駆動量を検出するものであり、その出力側は、マイクロ
コンピュータ１に接続されている。なお、上記構成は、
振動周期検出器７に振動体１００−４ａの電圧波形を入
力し、かつ、パルス幅比較器８に駆動信号Ｓａを入力す
ることであってもよい。

【００２４】図４は、振動周期検出器７の構成の一例を
示すブロック図である。図４に示すように、振動周期検
出器７は、微分器７１、低周波数域通過フィルターであ
るＬＰＦ７２、電圧比較器７３、Ｄ型フリップ・フロッ
プ（Ｄ−ＦＦ）７４から構成されている。ここで、微分
器７１は、入力された電圧波形Ｖ_A の微分波形を出力す
るものである。また、電圧比較器７３は、その正入力端
子が接地されていることから、負入力端子に負電圧が入
力されたとき論理レベル”Ｈ”を出力し、負入力端子に
正電圧が入力されたとき論理レベル”Ｌ”を出力する。
ただし、負入力端子に接地電圧が入力されたときには、
論理レベル”Ｌ”を出力するものとする。図５は、振動
周期検出器７の動作を説明するための線図である。図５
（Ａ）１段目の波形は、駆動信号Ｓｂを表している。こ
こで、説明の便宜上、駆動信号Ｓｂが”Ｈ”から”Ｌ”
へ変わる時刻をｔ₀ 、その後に”Ｌ”から”Ｈ”に変わ
る時刻をｔ₃ とする。

【００２５】図５（Ａ）２段目の波形は、励振回路５内
の接点Ａにおける電圧Ｖ_A の変化を示すものである。図
に示されるように、電圧Ｖ_A は、時刻ｔ₀ 以前、すなわ
ち期間Ｔ_c においてＶ_A ＝Ｖ_d である。また、時刻ｔ₀
からｔ₃ の間、すなわち期間Ｔ_r では、時刻ｔ₁ 、ｔ₂
にそれぞれ極小値及び極大値を有する正弦波状の減衰振
動を行っている。ここで、この減衰振動の周期は、ｔ₀
から極大値を有するｔ₂ までの期間Ｔ_K である。

【００２６】図５（Ａ）３段目に示す波形は、微分器７
１及びＬＰＦ７２を通過した後の電圧波形である。微分
器７１は、電圧Ｖ_A を入力されると、その波形の微分処
理を行い、期間ｔ₀ 〜ｔ₁ において負の値を、期間ｔ₁
〜ｔ₂ において正の値を有する図示のような波形を出力
する。なお、電圧Ｖ_A の波形は、時刻ｔ₃ において振動
体１００−４を再充電するために急激な変化を示すこと
から、微分器７１の出力は、大きな正の尖頭電圧（不図
示）を発生するが、本実施形態では、ＬＰＦ７２により
この尖頭電圧が除去されている。

【００２７】ＬＰＦ７２の出力信号は、電圧比較器７３
の負入力端子へ出力される。ここで、電圧比較器７３
は、期間ｔ₀ 〜ｔ₁ において論理レベル”Ｈ”を、ま
た、期間ｔ₁ 〜ｔ₂ において論理レベル”Ｌ”を出力す
る。この結果、電圧比較器７３の出力側では、図５
（Ａ）の４段目に示すような電圧波形が発生する。

【００２８】電圧比較器７３の出力を受けるＤ−ＦＦ７
４は、時刻ｔ₀ の直前において、図示しない回路によっ
てその出力論理レベルを”Ｌ”に強制的にリセットされ
る。その後に、Ｄ−ＦＦ７４は、電圧比較器７３の出力
波形の立ち上がりエッジ（図５（Ａ）４段目の矢印部
分）が入力されるごとに、その出力論理レベルを反転さ
せる。この結果、Ｄ−ＦＦ７４の出力信号、すなわち周
期検出信号Ｓｒは、図５（Ａ）５段目に示すように振動
周期Ｔ_K の期間だけ論理レベル”Ｈ”となる。したがっ
て、Ｔ_r ＞Ｔ_K である場合は、期間Ｔ_r の終了時（時刻
ｔ₃ ）に周期検出信号Ｓｒの論理レベルは”Ｌ”となり
（図５（Ａ）参照）、Ｔ_r ＜Ｔ_K である場合は、論理レ
ベルは”Ｈ”となる（図５（Ｂ）参照）。

【００２９】パルス幅比較器８は、期間Ｔ_r の終了時、
すなわち駆動信号Ｓｂの立ち上がり時の周期検出信号Ｓ
ｒの論理レベルを比較信号としてマイクロコンピュータ
１に出力するものである。よって、比較信号が”Ｌ”の
場合は、 期間Ｔ_r ＞振動周期Ｔ_K ； 比較信号が”Ｈ”の場合は、 期間Ｔ_r ＜振動周期Ｔ_K ； であることを示す。

【００３０】次に、マイクロコンピュータ１の動作につ
いて説明する。図６は、マイクロコンピュータ１の動作
を示すフローチャートである。マイクロコンピュータ１
は、振動モータを駆動するための命令が実行されると、
振動体１００−４の励振駆動の制御を開始する。

【００３１】ステップ１では、マイクロコンピュータ１
は、振動体駆動ロジック４に振動モータの駆動方向を駆
動方向指示信号によって指示する。ステップ２では、Ｄ
／Ａコンバータ２に駆動周波数ｆ_a のデジタルデータを
出力する。このときに、Ｄ／Ａコンバータ２は、デジタ
ルデータに対応するアナログ信号をＶＣＯ３に出力し、
ＶＣＯ３は、周波信号を振動体駆動ロジック４に出力す
る。これによって、振動体駆動ロジック４は、周波数が
ｆ_a である駆動信号ＳａとＳｂを発生し、その結果、励
振回路５Ａ、５Ｂは、振動体１００−４の励振を開始す
る。なお、駆動信号ＳａとＳｂの位相差は駆動方向指示
信号に依存し、９０゜あるいは２７０゜のいずれかとな
る。

【００３２】ステップ３では、マイクロコンピュータ１
は、パルス幅比較器８から出力される比較信号の論理レ
ベルを読み込む。ステップ４では、ステップ３で検出し
た比較信号の論理レベルを判断し、”Ｌ”である場合
（Ｔ_r ＞Ｔ_K ）はステップ５に進み、”Ｈ”である場合
（Ｔ_r ＜Ｔ_K ）はステップ６に進む。ステップ５では、
振動体駆動ロジック４に期間Ｔ_C の時間を現在の時間よ
り所定量だけ延長する様に期間Ｔ_C の変調信号を用いて
指示し、ステップ７に進む。この時、駆動信号Ｓｂの周
期はＴ_a （＝１／ｆ_a ）であるからＴ_r ＝Ｔ_a −Ｔ_Cで
あり、期間Ｔ_C が長くなると期間Ｔ_r は短くなり、期間
Ｔ_r が振動周期Ｔ_K に近づくように作用する。

【００３３】ステップ６では、マイクロコンピュータ１
は、振動体駆動ロジック４に期間Ｔ_C の時間を現在の時
間より所定量だけ短縮するように、期間Ｔ_C の変調信号
を用いて指示する。このとき、駆動信号Ｓｂの周期は、
Ｔ_a （＝１／ｆ_a ）であって、また、Ｔ_r ＝Ｔ_a −Ｔ_C
であることから、期間Ｔ_C が短くなると期間Ｔ_r が長く
なり、振動周期Ｔ_K に近づく。

【００３４】ステップ５、６において出力された期間Ｔ
_C の変調信号は、駆動信号Ｓｂの期間Ｔ_C の長さを変調
すると共に、駆動信号Ｓａの期間Ｔ_C の長さをも変調す
る。振動体１００−４の２つの入力電極１００−４ａ、
４ｂに接続された振動体の特性は、ほぼ同じであるため
に、一方の入力電極の電圧波形と駆動信号（図１では入
力電極１００−４ｂの電圧波形と駆動信号Ｓｂ）を検出
して、双方の駆動信号の期間Ｔ_C の長さを制御しても差
し支えないからである。

【００３５】ステップ７では、マイクロコンピュータ１
は、駆動量検出器９からの駆動量検出信号を読み込む。
ステップ８では、マイクロコンピュータ１は、駆動量検
出器９の出力信号に基づいて振動モータの駆動量が所望
の駆動量で駆動しているか否かを判定する。その結果、
所望の駆動量よりも低い場合はステップ９に進み、所望
の駆動量よりも高い場合はステップ１０に進む。また、
振動モータが所望の駆動量で駆動している場合にはステ
ップ３に戻る。

【００３６】ステップ９では、マイクロコンピュータ１
は、振動体の駆動周波数ｆ_a を現在の駆動周波数よりも
低くする処理を行う。すなわち、マイクロコンピュータ
１は、Ｄ／Ａコンバータ２の出力電圧を所定量だけ変化
させることにより、ＶＣＯ３の発振周波数を振動体の共
振周波数に近づけるように制御する。逆に、ステップ１
０では、マイクロコンピュータ１は、Ｄ／Ａコンバータ
２の出力電圧を所定量だけ変化させ、ＶＣＯ３の発振周
波数を振動体の共振周波数から遠ざけるように制御す
る。

【００３７】以上説明したように、本実施形態の駆動装
置は、制御回路が出力する矩形波の論理信号に基づい
て、振動体に所定電圧を印加することにより電気エネル
ギーを供給し、その後に振動体を誘導性素子を介して放
電させることを周期的に繰り返し行う。ここで、振動体
は誘導性素子を介して放電されるので、制御回路が出力
する信号が矩形であるにも関わらず、振動体の印加電圧
波形は、誘導性素子のインダクタンスと振動体の等価回
路定数から定まる共振周波数に従って正弦波状の振動運
動をする。これにより、振動体において電気エネルギー
の機械エネルギーへの変換が生じ、振動モータが駆動す
る。従って、本実施形態では、振動体を振動運動させる
ために、制御回路が正弦波状の信号を出力する必要がな
く、その回路構成を簡単でコンパクトなものとすること
が可能となっている。

【００３８】また、本実施形態では、振動体を充電する
ときは、振動体に直接高圧電源が接続される構成とした
ので、高圧電源と振動体との間において電気エネルギー
の損失を生じさせる要因を排除でき、振動モータを高効
率で駆動することが可能となっている。さらに、本実施
形態では、振動体を充電する期間は、上記放電を行う期
間と異なり、誘導性素子及び振動体の共振周波数と無関
係に設定することが可能である。本実施形態は、この点
に着目し、充電期間を増減させることにより振動体の駆
動周波数を変化させ、もって、振動モータの駆動量を容
易に調定することを可能としている。

【００３９】また、本実施形態においてマイクロコンピ
ュータ１は、フローチャートのステップ３からステップ
１０までの動作を繰り返すことにより、振動体の駆動周
波数を制御して振動モータの駆動量（回転速度）を調定
すると共に、期間Ｔ_r を振動体１００−４と励振回路５
内の誘導性素子２３による共振振動の周期Ｔ_K に一致さ
せるように制御している。これにより、本実施形態で
は、温度の影響等によりＴ_K が変化した場合であって
も、期間Ｔ_r がＴ_r ＝Ｔ_K となるように調整されるの
で、常に高圧電源６から供給される電流は最小となり、
振動モータの効率的な駆動を可能としている。

【００４０】（第１実施形態の変形例）次に、第１実施
形態の変形例について説明する。図７は、第１実施形態
の変形例である振動モータの駆動装置を示すブロック図
である。本実施形態は、振動周期検出器７とパルス幅比
較器８の代わりに時間差比較器１０を使用して比較信号
を発生させている点において第１実施形態と異なってい
る。

【００４１】時間差比較器１０の入力側は、振動体駆動
ロジック４と振動体１００−４の入力電極１００−４ｂ
に接続されており、それぞれから駆動信号Ｓｂと電圧波
形Ｖ_A を入力されている。また、出力側は、マイクロコ
ンピュータ１に接続されている。図８は、時間差比較器
１０の構成の一例を示した図である。時間差比較器１０
において、入力された電圧波形Ｖ_A は、まず微分器１１
に入力される。微分器１１より出力されたＶ_A の微分波
形は、次にＬＰＦ２０を通過してその高周波成分を取り
除かれる。

【００４２】次に、ＬＰＦ２０の出力は、電圧比較器１
２に入力される。電圧比較器１２は、その正入力端子が
接地されていることから、負入力端子に入力されるＶ_A
の微分波形が負電圧であるときに、論理レベル”Ｈ”を
出力し、Ｖ_A の微分波形が正電圧であるときに、論理レ
ベル”Ｌ”を出力する。ただし、Ｖ_A の微分波形が接地
電圧であるときには、論理レベル”Ｌ”を出力するもの
とする。電圧比較器１２の出力は、パルス発振器１３の
出力と共にＡＮＤ（論理積）回路１４に入力され、ＡＮ
Ｄ回路１４の出力は、カウンタ１５に入力される。カウ
ンタ１５は、電圧比較器１２の出力が”Ｈ”である期間
だけパルス発振器１３から出力されるパルス数をカウン
トする。このカウント値Ｎ_K は、入力信号Ｓｂが”Ｈ”
になると同時に二倍回路１６へ伝達され、２Ｎ_K とされ
た後に、デジタルコンパレータ１９に伝達される。

【００４３】一方、駆動信号Ｓｂは、インバータ２１
（位相反転器）を通して、パルス発振器１３の出力と共
にＡＮＤ回路１７に入力され、ＡＮＤ回路１７の出力
は、カウンタ１８に入力される。すなわち、カウンタ１
８は、入力信号Ｓｂが”Ｌ”である期間だけパルス発振
器１３から出力されるパルス数をカウントする。このカ
ウント値Ｎ_r は、入力信号Ｓｂが”Ｈ”になると同時に
デジタルコンパレータ１９に送られる。デジタルコンパ
レータ１９は、２Ｎ_K とＮ_r の大小関係を判定して２Ｎ
_K ＞Ｎ_r 、２Ｎ_K ＝Ｎ_r 、２Ｎ_K ＜Ｎ_r のそれぞれの場
合に対応した３つの信号線のいずれかに比較信号を出力
する。なお、カウンタ１５、１８は、図示しない回路に
よって駆動信号Ｓｂが論理レベル”Ｈ”である期間（期
間Ｔ_C ）の最後に、そのカウント値Ｎ_r 、Ｎ_K を”０”
にリセットされる。

【００４４】図９は、時間差比較器１０の動作を説明す
るための線図である。以下、図９を用いて、振動体の駆
動周期Ｔ_a における時間差比較器１０の動作について時
間を追って説明する。なお、便宜上、駆動信号Ｓｂが”
Ｈ”である期間Ｔ_C の終了直前の時刻をｔ₀ 、期間Ｔ_r
の開始時刻（期間Ｔ_c の終了時刻）をｔ₁ 、同終了時刻
をｔ₅ とする。まず、時刻ｔ₀ において、カウンタ１
５、１８のカウント値Ｎ_r 、Ｎ_K は、前述の不図示の回
路により”０”にリセットされる。時刻ｔ₁ 〜ｔ₅ の間
は、ＡＮＤ回路１７によりカウンタ１８にパルス発振器
１３からのパルスが入力される（図中３段目）。したが
って、時刻ｔ₅ におけるカウンタ１８のカウント値Ｎ_r
は、期間Ｔ_r の時間を反映し、パルス発振器１３の発振
パルス周期をＴ_P とすると、Ｎ_r ＝Ｔ_r ／Ｔ_P となる
（図中２段目）。

【００４５】一方、Ｖ_A の電圧波形は、期間Ｔ_r （ｔ₁
〜ｔ₅ ）では、時刻ｔ₃ において極小値を有し、時刻ｔ
₄ において極大値を有する減衰振動波形を示す（図中４
段目）。時刻ｔ₅ からは、次の駆動周期の期間Ｔ_C であ
るのでＶ_A ＝Ｖ_d となり、以後同様な変化を繰り返す。
このようなＶ_A の電圧波形から、この減衰振動の周期Ｔ
_K は、Ｔ_K ＝ｔ₄ −ｔ₁ であることがわかる。

【００４６】電圧比較器１２の出力は、ｔ₁ からｔ₃ の
間で論理レベル”Ｈ”を、ｔ₃ からｔ₄ の間で論理レベ
ル”Ｌ”を、ｔ₄ からｔ₅ で再び論理レベル”Ｈ”を出
力する（図中６段目）。ここで、電圧比較器１２の出力
が”Ｈ”である第１の期間（ｔ₁ 〜ｔ₃ ）は、振動周期
Ｔ_K の１／２の時間である。この第１の期間では、ＡＮ
Ｄ回路１４によってカウンタ１５にパルス発振器１３の
パルスが入力される。電圧比較器１２の出力が”Ｈ”で
ある第２の期間Ｔ_B （ｔ₄ 〜ｔ₅ ）においても、カウン
タ１５にはパルスが入力されるが、本実施形態のカウン
タ１５は、これをカウントしない。よって、カウンタ１
５のカウント値Ｎ_K は、Ｎ_K ＝Ｔ_K ／（２Ｔ_P ）とな
る。

【００４７】このカウント値Ｎ_K は、二倍回路１６によ
って２倍され２Ｎ_K （＝Ｔ_K ／Ｔ_P ）として出力され
る。すなわち、２Ｎ_K は、振動周期Ｔ_K を反映してい
る。時刻ｔ₅ において、カウンタ１８のカウント値Ｎ_r
と二倍回路１６の出力２Ｎ_K とは、デジタルコンパレー
タ１９によりその大小関係を判定される。ここで、２Ｎ
_K ＜Ｎ_r の場合はＴ_K ＜Ｔ_r であり、２Ｎ_K ＝Ｎ_r の場
合はＴ_K ＝Ｔ_r である。また、２Ｎ_K ＞Ｎ_r の場合はＴ
_K ＞Ｔ_r である。図９の線図は、Ｔ_K ＜Ｔ_rの場合に相
当する。デジタルコンパレータ１９は、判定の後に、３
つの比較信号線のうちで、判定の結果に対応するの一つ
の信号線に論理レベル”Ｈ”を出力する。

【００４８】図１０は、本実施形態におけるマイクロコ
ンピュータ１の動作を説明するためのフローチャートで
ある。本実施形態のマイクロコンピュータ１の動作は、
ステップ４において、３つの比較信号線のいずれの論理
レベルが”Ｈ”であるかを検出し、もって、Ｎ_K とＮ_r
の関係を判断する。その結果、２Ｎ_K ＜Ｎ_r である場合
は、ステップ５に進み、期間Ｔ_C を所定量だけ延長する
（すなわち、期間Ｔ_r を短縮する）。２Ｎ_K ＞Ｎ_r であ
る場合は、ステップ６に進み、期間Ｔ_C を所定量だけ短
縮する（すなわち、期間Ｔ_r を延長する）。また、２Ｎ
_K ＝Ｎ_r である場合は、期間Ｔ_C の時間を変更せず、ス
テップ７に進む。なお、上記以外の動作については、本
実施形態のマイクロコンピュータ１の動作と第１実施形
態のそれとは実質的に同一であるので、説明を省略す
る。

【００４９】以上説明したように、本実施形態では、少
なくともＴ_r ＞Ｔ_K ／２となるようにＴ_r の最小値を規
定しておけば、例えば、Ｔ_r ＜Ｔ_K の場合でも、振動周
期Ｔ_K の半周期の長さを測定することにより振動周期Ｔ
_K を求めることが可能であるという利点を有する。

【００５０】（第２実施形態）次に、本発明に係る第２
実施形態について説明する。図１１は、本発明に係る第
２実施形態の回路構成を示す図である。本実施形態は、
制御電圧源３９の電圧Ｖ_C を変化させることにより期間
Ｔ_C の時間を調整し、振動モータの駆動量（回転速度）
を調定する点において、また、電圧制御型発振器（ＶＣ
Ｏ）を用いることなく、振動電圧波形を基に自らその駆
動周波数を決定する自励振回路によって駆動される点に
おいて、第１実施形態と異なっている。

【００５１】図中、高圧電源４０は電圧値がＶ_d の電源
であり、また、励振回路４１ａ、４１ｂはそれぞれ振動
体１００−４の入力電極１００−４ａ、１００−４ｂに
励振電圧を与えるものであり、いずれも第１実施形態に
おける高圧電源、励振回路と同等のものである。微分回
路３６は、励振回路４１ａの出力側に接続されており、
入力電極１００−４ａに印加される振動電圧Ｖ_A を入力
される。また、微分回路３６は、その出力側をＬＰＦ３
７（低周波数域通過フィルター）を介して電圧比較器３
５ａの負入力端子に接続している。

【００５２】電圧比較器３５ａは、正入力端子が接地さ
れており、また、出力側をワンショット回路３４ａの入
力に接続されている。ワンショット回路３４ａは、入力
された信号におけるパルスの立ち上がりを検出し、微小
な所定時間の正論理パルスを１パルスだけ出力するもの
であり、その出力側をトランジスタ３３ａのベースに接
続されている。トランジスタ３３ａは、コレクタを電圧
比較器３０ａの負入力端子及び定電流源３１ａとに接続
され、エミッタを接地されている。また、トランジスタ
３３ａのコレクタと接地の間にコンデンサ３２ａが接続
されている。電圧比較器３０ａは、正入力端子を制御電
圧源３９と接続し、出力側を励振回路４１ａに接続して
いる。

【００５３】さらに、トランジスタ３３ａのコレクタ
は、電圧ホールド回路３８と電圧比較器３５ｂの正入力
端子に接続されている。電圧ホールド回路３８の出力側
は、抵抗ｒ、２ｒ、ｒの直列回路に接続されている。よ
って、電圧ホールド回路３８の出力電圧をＶ_H とする
と、各抵抗の接続点ＣＮ１及びＣＮ２には、それぞれ３
／４・Ｖ_H 及び１／４・Ｖ_H の電圧値が現れる。スイッ
チＳＷは、各抵抗の接続点ＣＮ１又はＣＮ２と電圧比較
器３５ｂの負入力端子を接続するものである。スイッチ
ＳＷが、いずれの接続点と電圧比較器３５ｂとを接続す
るかは、振動モータの駆動方向によって定められる。

【００５４】電圧比較器３５ｂと励振回路４１ｂとの間
には、ワンショット回路３４ｂ、トランジスタ３３ｂ、
コンデンサ３２ｂ、定電流源３１ｂ及び電圧比較器３０
ｂからなる回路が構成されている。この回路構成及び機
能は、電圧比較器３５ａと励振回路４１ａとの間に構成
されている回路と同等であるので、ここでは、説明を省
略する。

【００５５】次に本実施形態において、励振回路４１
（ａ、ｂ）の駆動信号Ｓ（ａ、ｂ）を生成するための回
路の動作について説明する。図１２は、ワンショット回
路３４等における入出力信号の様子を示す線図である。
なお、以下の説明において、入力信号Ｓａ、Ｓｂはその
位相が異なるだけでその生成原理は同じであるから、各
部材、信号名称の添字（ａ、ｂ）は省略する。

【００５６】ワンショット回路３４は、入力された信号
（図中１段目参照）にパルスの立ち上がりを検出すると
（時刻ｔ₀ ）、パルス幅ｔ_P の正パルスをトランジスタ
３３のベースに出力する（図中２段目参照）。トランジ
スタ３３は、正パルスの伝達を受ける期間ｔ_P の間のみ
ＯＮの状態となり、この結果、コンデンサ３２は、充電
された電荷を放電し、その電圧が零となる。ここで、期
間ｔ_P は、少なくともコンデンサ３２がその電荷を十分
に放電させるのに必要な微小な時間であればよい。トラ
ンジスタ３３は、期間ｔ_P が経過した後はＯＦＦの状態
となり、コンデンサ３２は、定電流源３１によって充電
を開始される。したがって、コンデンサ３２の電圧は、
次にワンシュット回路３４にパルスの立ち上がりが入力
される時刻ｔ₂ まで、時間に比例して大きくなる（図中
３段目参照）。

【００５７】電圧比較器３０は、上記コンデンサ３２が
示す電圧波形を制御電圧Ｖ_C と比較し、コンデンサ３２
の電圧がＶ_C と比較して小さい期間に論理レベル”Ｈ”
の信号を、それ以外のときは論理レベル”Ｌ”の信号を
出力する。図中の４段目に示す波形は、電圧比較器３０
が上記比較の結果として出力する波形であり、この出力
信号が励振回路４１の駆動信号Ｓとなる。よって、駆動
信号Ｓの繰り返し周期Ｔ_a は、ワンショット回路３４へ
入力される信号の立ち上がり信号の周期で決まる。ま
た、期間Ｔ_C の時間は、制御電圧Ｖ_C の値によって変化
する。すなわち、Ｖ_C が大きいほど期間Ｔ_C は長くな
り、Ｖ_C が小さいほど期間Ｔ_C は短くなる。

【００５８】次に、ワンショット回路３４（ａ、ｂ）の
入力パルスに立ち上がりが発生する原理について説明す
る。図１３は、上記原理を説明するために、電圧比較器
３５等の入出力信号を示した線図である。なお、以下の
説明においても、前述と同様の理由により、特に必要が
ない場合は各部材又は信号の名称の添字（ａ、ｂ）を省
略する。

【００５９】図１３中、１段目は、駆動信号Ｓを示して
いる。駆動信号Ｓは、時刻ｔ₀ からｔ₁ において論理レ
ベルが”Ｈ”であり、時刻ｔ₁ からｔ₃ まで論理レベル
が”Ｌ”である。すなわち、時刻ｔ₀ からｔ₃ が駆動信
号Ｓの一周期、すなわち振動体１００−４の駆動の一周
期である。また、図中２段目は、振動体１００−４の入
力電極１００−４ａにおける電圧Ｖ_A の波形を示すもの
である。この電圧波形については、既に図３等において
記述しているので、ここでは説明を省略する。電圧Ｖ_A
の波形は、微分回路３６及びＬＰＦ３７を通されること
により図中３段目に示すような微分波形に変換される。
ここで、ＬＰＦ３７は、時刻ｔ₃ においてＶ_A が電圧Ｖ
_d に急激に変化するために発生する微分波形の高周波成
分（図中、破線部）を取り除くという役割を果たしてい
る。

【００６０】図中３段目に示す微分波形は、次に電圧比
較器３５において２値信号に変換される（図中４段
目）。すなわち、微分波形が負である時刻ｔ₀ からｔ₂
の期間は論理レベルが”Ｈ”であり、正である時刻ｔ₂
からｔ₃ の期間は”Ｌ”である信号が得られる。ただ
し、電圧比較器３５の負入力端子の電圧が接地電位と等
しい場合は、電圧比較器３５は論理レベルが”Ｈ”の信
号を出力するものとする。ここで、時刻ｔ₁ は、電圧Ｖ
_A の振動周期の開始時刻であり、時刻ｔ₃ は、その終了
時刻である。すなわち、時刻ｔ₁ からｔ₃ が振動の一周
期である。ワンショット回路３４は、電圧比較器３５か
らの信号を入力し、時刻ｔ₁ 及びｔ₃ における信号の立
ち上がりを検出する。したがって、ワンショット回路３
４は、時刻ｔ₁ 、さらには時刻ｔ₃ においても前述のパ
ルス信号を出力する。この結果、図１２において説明し
たように、時刻ｔ₃ より新たな周期の駆動信号Ｓが発生
することとなる。本実施形態では、このような一連の操
作を繰り返すことにより、振動体１００−４の入力電極
１００−４（ａ、ｂ）に連続する周波電圧を印加する。

【００６１】一方、振動体１００−４の入力電極１００
−４ａ、ｂのそれぞれには、位相が９０゜又は２７０゜
異なる駆動信号を印加する必要がある。本実施形態は、
この点に対応するために、駆動周期Ｔ_a 内で時間に比例
して大きくなるコンデンサ３２ａの最終電圧を駆動信号
Ｓａの一周期の終わりに電圧ホールド回路３８を用いて
保持する。電圧ホールド回路３８が保持する電圧をＶ_H
とすると、Ｖ_H の値は、周期Ｔ_a の長さを表し、周期Ｔ
_a が長いほど大きくなる。したがって、Ｖ_H の１／４の
電圧は、駆動信号Ｓａ（周期Ｔ_a ）の開始から１／４・
Ｔ_a 時間の経過、すなわち、９０゜の位相差時間に相当
する。同様に、３／４・Ｔ_a は、２７０゜の位相差時間
に相当する。

【００６２】次に本実施形態では、Ｖ_H の電圧をｒ、２
ｒ、ｒの抵抗で分圧することによって、各抵抗の接続点
にそれぞれ１／４・Ｖ_H 、３／４・Ｖ_H の電圧を発生さ
せ、スイッチＳＷによっていずれか一方の電圧を電圧比
較器３５ｂの負入力端子に接続している。一方、電圧比
較器３５ｂの正入力端子には、駆動信号Ｓａの次周期に
おけるコンデンサ３２ａの電圧が入力されているため、
電圧比較器３５ｂの出力が論理レベル”Ｌ”から”Ｈ”
に変化する時刻ｔ_1/4 、ｔ_3/4 は、それぞれ駆動信号Ｓ
ａに対し９０゜、２７０゜の位相差を有することとなる
（図１３の６段目参照。実線は位相差９０゜、破線は位
相差２７０゜の信号を表す）。

【００６３】また、電圧比較器３５ｂの出力は、ワンシ
ョット回路３４ｂに出力されるために、入力信号Ｓｂも
入力信号Ｓａに対して９０゜あるいは２７０゜の位相差
を有するようになる（図１３の８段目参照。実線は位相
差９０゜、破線は位相差２７０゜の信号を表す）。よっ
て、励振回路４１ｂは励振回路４１ａに対して９０゜あ
るいは、２７０゜の位相差で振動体１００−４の入力電
極１００−４ｂに周波電圧を印加することとなる。

【００６４】このように、本実施形態では、駆動信号Ｓ
の出力信号における期間Ｔ_r は、誘導性素子と振動体の
等価回路定数によって決まる振動周期Ｔ_K に自動的に一
致する。これにより、本実施形態では、高圧電源４０か
ら振動体に供給される電流は、温度等の影響に関わら
ず、常に最小となり、効率的な振動モータの駆動を可能
としている。また、本実施形態では、振動モータの駆動
量は、期間Ｔ_c の長さを増減させ、駆動信号Ｓａ、Ｓｂ
の繰り返し周期Ｔ_a を変化させることにより調定する。
ここで、Ｔ_C の長さの増減は、制御電圧Ｖ_C を変化させ
ることにより容易に行うことが可能となっている。すな
わち、Ｖ_C を大きくすればＴ_C が長くなり、この結果、
駆動周波数が低下し、振動モータの駆動量（回転速度）
が大きくなる。反対に、制御電圧Ｖ_C を小さくすれば、
周期Ｔ_a は短くなり、駆動周波数が増大し、振動モータ
の駆動量（回転速度）が小さくなる。振動体の共振周波
数は、振動波モータの弾性運動によるため、もっとも効
率のよい弾性運動を行う第１の共振周波数帯を中心に、
それよりも高い周波数域に第２の共振周波数帯と、それ
よりも低い周波数域に第３の共振周波数帯が存在する。
よって、第２実施形態では、第２、第３の共振周波数帯
で駆動周波数がロックされないように、駆動周波数範囲
を制限可能な構成とすることが望ましい。

【００６５】（その他の実施形態）なお、本発明は、上
記実施形態に限定されるものではない。上記実施形態
は、例示であり、本発明の特許請求の範囲に記載された
技術的思想と実質的に同一な構成を有し、同様な作用効
果を奏するものは、いかなるものであっても本発明の技
術的範囲に包含される。

【００６６】１）上記実施形態においては、円環型の振
動モータについて説明をしたが、本発明に係る技術的思
想は、リニア型の振動モータに対して適用することも可
能である。 ２）第１実施形態の変形例では、カウンタ１５が時刻ｔ
₁ 〜ｔ₃ 間でパルスをカウントするようにしたが、Ｔ_K
＝４（ｔ₂ −ｔ₁ ）の関係が成立すると考えられるの
で、時刻ｔ₁〜ｔ₂の間でパルスをカウントするように
し、２倍回路の代わりに４倍回路を用いてＮ_Kを４倍す
るようにしても良い。

【００６７】

【発明の効果】以上詳しく説明したように、本発明によ
れば、 １）電気／機械エネルギー変換素子を振動運動させるた
めに、制御回路が正弦波状の信号を出力する必要がない
ことから、その回路構成を簡単でコンパクトなものとす
ることが可能となっている、 ２）制御回路が放電回路を電気／機械エネルギー変換素
子に接続する期間を増減させることにより、振動モータ
の駆動周波数を変化させることとしたので、振動モータ
の駆動量を容易に調定することが可能となっている、 ３）制御回路が放電回路を電気／機械エネルギー変換素
子に接続する期間を周期検出回路が検出した周期と等し
くなるよう制御することとしたので、常に振動モータの
効率的な駆動が可能となっている、等の効果が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１実施形態である振動モータの
駆動装置を示すブロック図である。

【図２】第１実施形態における励振回路５の構成を示す
回路図である。

【図３】第１実施形態における駆動信号Ｓと励振回路５
内の接点Ａにおける電圧Ｖ_A の変化との関係を示す線図
である。

【図４】第１実施形態における振動周期検出器７の構成
を例示するブロック図である。

【図５】第１実施形態における振動周期検出器７の動作
を説明するための線図である。

【図６】第１実施形態におけるマイクロコンピュータ１
の動作を示すフローチャートである。

【図７】第１実施形態の変形例を示すブロック図であ
る。

【図８】第１実施形態の変形例における時間差比較器１
０の構成の一例を示した図である。

【図９】第１実施形態の変形例における時間差比較器１
０の動作を説明するための線図である。

【図１０】第１実施形態の変形例におけるマイクロコン
ピュータ１の動作を説明するためのフローチャートであ
る。

【図１１】本発明に係る第２実施形態の回路構成を示す
図である。

【図１２】第２実施形態におけるワンショット回路３４
等の入出力信号を示した線図である。

【図１３】第２実施形態における電圧比較器３５等の入
出力信号を示した線図である。

【図１４】従来の振動モータの一般的な構成を示す図で
ある。

【図１５】従来の振動モータの駆動装置を示したブロッ
ク図である。

【符号の説明】

１ マイクロコンピュータ ２ Ｄ／Ａ
コンバータ ３ ＶＣＯ ４ 振動体
駆動ロジック ５ 励振回路 ６ 高圧電
源 ７ 振動周期検出器 ８ パルス
幅比較器 ９ 駆動量検出器 １００ 振
動体

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電気的エネルギーを機械的エネルギーに
   変換する電気／機械エネルギー変換素子の振動運動を利
   用して駆動する振動モータの駆動装置において、 前記電気／機械エネルギー変換素子に所定電圧を印加す
   ることにより電気エネルギーを供給する充電回路と、 電気エネルギーが供給された前記電気／機械エネルギー
   変換素子を誘導性素子を介して放電させることにより、
   前記電気／機械エネルギー変換素子において機械エネル
   ギーを発生させる放電回路と、 前記電気／機械エネルギー変換素子に、前記誘導性素子
   のインダクタンス特性に依存しない期間だけ前記充電回
   路を接続し、前記インダクタンス特性に依存する期間だ
   け前記放電回路を接続することを交互に繰り返す制御回
   路と、 前記電気／機械エネルギー変換素子と前記誘導性素子と
   で構成する回路の共振振動の周期を検出する周期検出回
   路と、 を備え、 前記制御回路は、 前記放電回路を前記電気／機械エネルギー変換素子に接
   続する期間を前記周期検出回路が検出した周期と等しく
   なるよう制御し、 前記充電回路を前記電気／機械エネルギー変換素子に接
   続する期間を増減させることにより、前記振動モータの
   駆動周波数を変化させる、 ことを特徴とする振動モータの駆動装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の振動モータの駆動装置
   において、 前記周期検出回路は、前記放電回路又は前記電気／機械
   エネルギー変換素子における電圧変化の極大値を検出す
   ることより前記回路の共振振動の周期を検出する、 ことを特徴とする振動モータの駆動装置。
3. 【請求項３】 電気的エネルギーを機械的エネルギーに
   変換する電気／機械エネルギー変換素子の振動運動を利
   用して駆動する振動モータの駆動装置において、 前記電気／機械エネルギー変換素子に所定電圧を印加す
   ることにより電気エネルギーを供給する充電回路と、 電気エネルギーが供給された前記電気／機械エネルギー
   変換素子を誘導性素子を介して放電させることにより、
   前記電気／機械エネルギー変換素子において機械エネル
   ギーを発生させる放電回路と、 前記電気／機械エネルギー変換素子に、前記誘導性素子
   のインダクタンス特性に依存しない期間だけ前記充電回
   路を接続し、前記インダクタンス特性に依存する期間だ
   け前記放電回路を接続することを交互に繰り返す制御回
   路と、 を備え、 前記制御回路は、 前記電気／機械エネルギー変換素子の電圧変化を検出可
   能であり、 前記放電回路を前記電気／機械エネルギー変換素子に接
   続した後であって、前記電圧波形において極大値を検出
   したときは、前記充電回路を前記電気／機械エネルギー
   変換素子に接続する、 ことを特徴とする振動モータの駆動装置。