JPH09113255A - 測定装置における信号処理回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 モータ磁極センサ出力（ＵＶＷ信号）を小型
かつ安価に生成する。 【解決手段】 スケールには偏位量測定用のＩＮＣ用刻
線（ピッチＰ）とＵＶＷ信号生成用の刻線（ピッチＰ±
Ｎ）が設けられている。変調回路２１においてＩＮＣ用
刻線からのｓｉｎθ、ｃｏｓθにより搬送波を変調し、
ｓｉｎ（ωｔ＋θ）を出力する。変調回路２４および２
７において、ＵＶＷ用刻線からのｓｉｎα、ｃｏｓαに
より搬送波を変調し、２４からｓｉｎ（ωｔ＋α）、２
７からｃｏｓ（ωｔ＋α）をそれぞれ出力する。これら
の出力を復調回路２５および２８において、それぞれ、
前記変調回路２１から出力されるｓｉｎ（ωｔ＋θ）を
用いて復調し、ＬＰＦ２６および２９により高調波を除
去して、ｃｏｓ（θ−α）およびｓｉｎ（θ−α）を出
力する。この出力はピッチＰ×Ｎの刻線からのＡ相Ｂ相
出力と同じである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、二物体間の相対移
動量あるいは回転角度などの偏位量を測定する測定装置
に用いられる信号処理回路に関し、特にリニアモータ用
スケールに適用して好適なものである。

【０００２】

【従来の技術】工作機械などにおいて、被加工物に対す
る工具の移動量を正確に測定することは、精密加工を行
う上できわめて重要であり、このための測定装置が種々
製品化されている。そのひとつとして、光学格子を２枚
重ね合わせることにより得られるモアレ縞を利用したス
ケールが従来から知られている。この光学式スケール１
００は、図５および図６に示すように、ガラスの一面に
透光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子が
設けられたメインスケール１０１と、ガラスの一面に透
光部と非透光部が所定のピッチで配列するよう格子が設
けられたインデックススケール１０３を微小間隔をもっ
て対向させるとともに、メインスケール１０１の格子に
対し微小角度傾けてインデックススケール１０３の格子
を配置している。

【０００３】なお、メインスケール１０１およびインデ
ックススケール１０３に設けられた格子は、ガラスの一
面にクロム（Cr）を真空蒸着し、エッチングすることに
より形成された同一ピッチＰの刻線により形成されてい
る。なお、この刻線のピッチＰは通常数１０μｍ、例え
ば４０μｍピッチとされている。このようにメインスケ
ール１０１およびインデックススケール１０３を微小間
隔をもって対向配置するとともに、相対的に移動可能な
構成とすると、移動に伴い図７に示すようなモアレ縞１
０４が発生する。このモアレ縞１０４の周期はＷとな
り、周期Ｗ毎に暗い部分あるいは明るい部分が発生す
る。この暗い部分あるいは明るい部分は、メインスケー
ル１０１に対しインデックススケール１０３が相対的に
左右に移動する方向に応じて、上から下、あるいは下か
ら上に移動していく。

【０００４】この場合、メインスケール１０１およびイ
ンデックススケール１０３の格子のピッチをＰ、相互の
傾斜角をθ［ｒａｄ］とすると、モアレ縞１０４の周期
Ｗは、Ｗ＝Ｐ・ｃｏｓ（θ／２）／ｓｉｎθ となり、
θが十分に小さいときは、近似的に Ｗ＝Ｐ／θ と表わすことができる。すなわち、モアレ縞１０４の周
期Ｗは、光学的に格子ピッチＰを１／θ倍に拡大した周
期となる。このため、格子がＰだけ移動するとモアレ縞
１０４はＷだけ移動することとなり、このように拡大さ
れたＷの変化を読み取ることにより格子の移動量を精密
に測定することが可能となる。

【０００５】そこで、図６に示すように、モアレ縞１０
４の変化を検出するために、光源１０５と光電変換素子
（受光素子）１１３をインデックススケール１０３が設
けられたコの字型ホルダー１０６に備えるようにする。
すなわち、メインスケール１０１の反対側に光源１０５
を設け、モアレ縞１０４を透過した光源１０５からの光
を光電変換素子１１３で受光するようにして、モアレ縞
１０４の変化を検出するようにしている。

【０００６】この場合、メインスケール１０１に対しイ
ンデックススケール１０３を相対的に移動させながら、
光電変換素子１１３に流れる電流の変化を読み取ると該
電流は正弦波状に変化する。そこで、図７に示すよう
に、９０゜（あるいは１周期Ｗと９０゜）ずらせて２つ
の光電変換素子１０７および１０８を設けると、該光電
変換素子１０７と１０８には９０゜位相の異なる電流が
流れ、図８に示すように、例えば光電変換素子１０７か
らはｓｉｎ波、光電変換素子１０８からはｃｏｓ波の信
号が出力される。このように９０゜位相の異なる２つの
信号をＡ相信号およびＢ相信号と呼ぶ。このＡ相信号お
よびＢ相信号は、メインスケールとインデックススケー
ルの相対移動量（偏位量）をｘ、振幅をｅとして、それ
ぞれ、次のようになる。 Ａ＝ｅ・ｓｉｎ（２π・ｘ／Ｐ） Ｂ＝ｅ・ｃｏｓ（２π・ｘ／Ｐ）

【０００７】この場合、メインスケール１０１とインデ
ックススケール１０３との相対的な移動の方向に応じ
て、Ａ相の光電変換素子１０７に流れる電流に対するＢ
相の光電変換素子１０８に流れる電流の位相は、９０゜
進相あるいは９０゜遅相となるため、９０゜ずらせて配
置した２つの光電変換素子１０７および１０８の出力間
の位相差を検出することにより前記相対的な移動の方向
を検出することができる。

【０００８】また、この２つのＡ相信号およびＢ相信号
の一周期Ｐは、格子のピッチＰだけインデックススケー
ル１０２が移動したことに相当しており、Ａ相信号およ
びＢ相信号を波形整形してカウンタで計数することによ
り、インデックススケール１０２の移動距離を測定する
ことができる。また、内挿回路を用いることによりさら
に分解能の高い測定値を得ることができる（特開昭６２
−１３２１０４号公報参照）。

【０００９】ところで、工作機械などにおいて、被加工
物に対する工具の移動をリニアモータで行うものがある
が、この場合には、リニアモータの位置を示す信号とし
て３相のモータ磁極センサ信号が必要とされる。なお、
このように１２０゜位相の異なる３つの信号をＵ相信
号、Ｖ相信号およびＷ相信号と呼ぶ。通常、この３相の
ＵＶＷ信号は、９０゜位相の異なる２相の信号（Ａ相、
Ｂ相信号）から演算により生成されている。この場合に
おける従来の測長装置の構成の一例を図９に示す。この
図に示すスケール２００において、原点刻線２０１は、
前述したモアレ縞の検出は基本的にインクレメンタルと
されており、測定を継続的に行わない場合には座標が変
化するようになるため、原点を検出して元の座標系を再
現するために設けられている刻線である。

【００１０】また、２０２はインクレメンタルに偏位量
を測定するための偏位量測定用刻線（ＩＮＣ用刻線）で
あり、前述したメインスケール１０１に相当する。２０
３および２０４はモータ磁極センサ信号である３相のＵ
ＶＷ信号を生成するためのＵＶＷ用刻線である。一般
に、ＵＶＷ信号のピッチは数１０ｍｍ程度（例えば、４
０ｍｍ）であるため、ＩＮＣ刻線の場合のようにインデ
ックススケールを用いてＡ相、Ｂ相信号を生成しようと
する場合にはインデックススケールの大きさが非常に大
きなものとなってしまう。したがって、ＵＶＷ生成用の
Ａ相、Ｂ相信号それぞれに直接対応する刻線が設けられ
た２つのトラック２０３および２０４が設けられてい
る。また、２０５はセンサであり、前記ＩＮＣ用刻線２
０２から前述したようにインクレメンタルのＡ相、Ｂ相
信号を出力し、また、前記ＵＶＷ用刻線２０３および２
０４からＵＶＷ信号生成用のＡ相およびＢ相信号を出力
するものである。このような構成において、センサ２０
５からＵＶＷ用刻線２０３および２０４に対応して出力
されるＵＶＷ生成用のＡ相およびＢ相信号に対して所定
の処理を施すことにより、３相のＵＶＷ信号が生成され
るものである。

【００１１】また、ＵＶＷ信号用の刻線を設けることな
く、スケール回路から出力されるインクレメンタルなＡ
相、Ｂ相信号の計数出力をバッテリバックアップするこ
とによりアブソリュートな位置信号とし、該計数出力を
デコードすることによりＵＶＷ信号を生成することも提
案されている（特願平７−４９２８０号）。すなわち、
図１０に示すように、波形整形したインクレメンタルな
Ａ相、Ｂ相信号をバッテリバックアップされたカウンタ
で計数し、該計数値（ａ，ｂ，ｃ・・・）をデコードし
てＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各信号を、それぞれ、立ち上げあ
るいは立ち下げることにより、ＵＶＷ信号を生成するも
のである。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】前述した図９の構成に
よればモータ磁極センサ信号である３相のＵＶＷ信号を
得ることができるが、この方法は、ＵＶＷ信号生成用の
刻線２０２および２０３を必要とし、スケール２００お
よびセンサの外形が大きくなるという欠点を有してい
る。また、前述した図１０の方法は、ＵＶＷ信号生成用
の刻線を設けることなく、３相のＵＶＷ信号を得ること
ができるものであるが、電子回路が複雑となり、製造コ
ストが上昇するという問題点を有している。

【００１３】そこで、本発明は、取付スペースが大きく
ならず、かつ、安価に、ＵＶＷ信号を生成することがで
きる測定装置における信号処理回路を提供することを目
的としている。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の測定装置における信号処理回路は、第１の
ピッチ（Ｐ）を有する偏位量測定用の刻線から出力され
る９０゜位相の異なる二つの信号（ｓｉｎθ、ｃｏｓ
θ）により搬送波信号（ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔ）を変
調して第１の変調信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）を出力する第
１の変調回路と、第２のピッチ（Ｐ±Ｐ／Ｎ）（Ｎは整
数）を有する副刻線から出力される９０゜位相の異なる
二つの信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）により前記搬送波信
号を変調して第２の変調信号ｓｉｎ（ωｔ＋α）を出力
する第２の変調回路と、前記第２のピッチ（Ｐ±Ｐ／
Ｎ）を有する副刻線から出力される９０゜位相の異なる
二つの信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）により前記搬送波信
号を変調して第３の変調信号ｃｏｓ（ωｔ＋α）を出力
する第３の変調回路と、前記第２の変調回路から出力さ
れる第２の変調信号を前記第１の変調回路から出力され
る第１の変調信号を用いて復調して第１の復調信号ｃｏ
ｓ（θ−α）を出力する第１の復調回路と、前記第３の
変調回路から出力される第３の変調信号を前記第１の変
調回路から出力される第１の変調信号を用いて復調して
第２の復調信号ｓｉｎ（θ−α）を出力する第２の復調
回路とを有する信号処理回路である。

【００１５】

【発明の実施の形態】図１に、本発明の信号処理回路が
適用されるスケール１０の一構成例を示す。この図にお
いて、スケール１０には、原点刻線１１、インクレメン
タルな偏位量測定用の刻線（ＩＮＣ用刻線）１２、ＵＶ
Ｗ信号生成用の副刻線１３が形成されている。この原点
刻線１１は、前述した図９における原点刻線２０１と同
様に原点を検出して元の座標系を再現するために設けら
れているものである。また、ＩＮＣ用刻線１２は、前述
した図９におけるＩＮＣ用刻線２０２と同様の偏位量測
定用の刻線であり、そのピッチＰは例えば４０μｍとさ
れている。そして、副刻線１３は、ＵＶＷ信号を生成す
るために設けられた刻線であり、そのピッチはＰ±Ｐ／
Ｎ（Ｎは整数）とされており、例えば、Ｎ＝１０００と
して、（４０＋４０／１０００）［μｍ］＝４０．０４
［μｍ］とされている。

【００１６】１４は、インデックススケールに設けられ
た、モアレ縞を検出する受光素子からなるセンサであ
り、前記ＩＮＣ用刻線１２からＩＮＣ用のＡ相、Ｂ相信
号（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）を出力するとともに前記ＵＶ
Ｗ生成用副刻線１３からＵＶＷ生成用のＡ相、Ｂ相信号
（ｓｉｎα、ｃｏｓα）を出力するものである。このよ
うに構成されたスケールから出力されるＩＮＣ用のＡ
相、Ｂ相信号（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）およびＵＶＷ生成
用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎα、ｃｏｓα）は、信号処
理回路に入力される。

【００１７】図２に、本発明の一実施形態である信号処
理回路のブロック図を示す。この図において、２１は平
衡変調加算回路であり、図示しない搬送波発生部から供
給される高い周波数（例えば、１００〜数１００Ｋｈ
ｚ）の搬送波信号（ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔ）を前述し
たスケール１０から入力されるＩＮＣ用のＡ相、Ｂ相信
号（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）により平衡変調して、得られ
た２つの変調信号を加算する回路である。２２は前記平
衡変調加算回路２１の出力信号から基本波成分のｓｉｎ
（ωｔ＋θ）成分（Ａ）を抽出するローパスフィルタ
（ＬＰＦ）である。２３はＬＰＦ２２から出力されるｓ
ｉｎ（ωｔ＋θ）信号（Ａ）を後の処理のためにパルス
信号に波形整形する波形整形回路である。

【００１８】また、２４は前記搬送波信号（ｓｉｎω
ｔ、ｃｏｓωｔ）を前述したスケール１０から入力され
るＵＶＷ生成用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎα、ｃｏｓ
α）により平衡変調して、得られた２つの変調信号を加
算する平衡変調加算回路、２５は前記平衡変調加算回路
２４の出力信号Ｂを前記波形整形回路２３の出力を用い
て復調する復調回路、２６は前記復調回路２５からの出
力信号からｃｏｓ（θ−α）成分を抽出するためのロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）である。さらに、２７は、前記
平衡変調加算回路２４と同様に、前記搬送波信号（ｓｉ
ｎωｔ、ｃｏｓωｔ）を前述したスケール１０から入力
されるＵＶＷ生成用のＡ相、Ｂ相信号（ｓｉｎα、ｃｏ
ｓα）により平衡変調して、得られた２つの変調信号を
加算する平衡変調加算回路、２８は前記平衡変調加算回
路２７の出力信号を前記波形整形回路２３の出力を用い
て復調する復調回路、２９は前記復調回路２８からの出
力信号からｓｉｎ（θ−α）成分を抽出するためのロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）である。

【００１９】このように構成された信号処理回路の動作
について説明する。平衡変調加算回路２１において、前
記センサ１４から入力されたＩＮＣ用Ａ相信号ｓｉｎθ
は図示しない搬送波発生部から供給される搬送波ｃｏｓ
ωｔと乗算され、同様に、ＩＮＣ用Ｂ相信号ｃｏｓθは
搬送波ｓｉｎωｔと乗算される。そして、それぞれの乗
算結果の２つの信号が加算されて出力される。すなわ
ち、平衡変調加算回路２１において、次式の演算が行わ
れる。 ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ
（ωｔ＋θ） ただし、この平衡変調加算回路２１においては後述する
ようにデジタル的に演算が行われているため、上式にお
けるｓｉｎ（ωｔ＋θ）成分のほかに高調波成分もその
出力に含まれている。

【００２０】そこで、この高調波成分を除去するために
ＬＰＦ２２が設けられており、このＬＰＦ２２からの出
力信号Ａは、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となる。この信号は波
形整形回路２３に入力され、該波形整形回路２３におい
てパルス波形に整形される。この整形後の信号は、基本
波であるｓｉｎ（ωｔ＋θ）とその奇数次高調波成分と
からなる信号である。なお、この出力信号は後述する復
調回路２５および２８に供給されるとともに、図示しな
い内挿回路に供給される。

【００２１】平衡変調加算回路２４においては、前記セ
ンサ１４から入力されたＵＶＷ生成用のＡ相信号ｓｉｎ
αが前記搬送波ｃｏｓωｔと、また、ＵＶＷ生成用Ｂ相
信号ｃｏｓαが前記搬送波ｓｉｎωｔと、それぞれ、乗
算され、それらの結果が加算されて出力される。すなわ
ち、この平衡変調加算回路２４においては、 ｓｉｎα・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ
（ωｔ＋α） という演算が行われ、出力信号Ｂはｓｉｎ（ωｔ＋α）
となる。

【００２２】この出力信号Ｂは、復調回路２５において
前記波形整形回路２３の出力を用いて復調され、該復調
回路２５から出力信号Ｄが出力される。すなわち、この
復調回路２５において、 ｓｉｎ（ωｔ＋α）・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＝（１／２）
・｛ｃｏｓ（θ−α）−ｃｏｓ（２ωｔ＋α＋θ）｝ の演算が行われる。実際には、波形整形回路２３の出力
は前述したように多くの高調波を含むパルス波形であ
り、また、前記平衡変調加算回路２４はデジタル的に演
算を行うものであるので、この出力信号Ｄには多くの高
調波が含まれている。この出力信号ＤはＬＰＦ２６にお
いて前記高調波成分が除去され、該ＬＰＦ２６からはｃ
ｏｓ（θ−α）成分Ｆが出力される。

【００２３】また、平衡変調加算回路２７においては、
前記センサ１４から入力されたＵＶＷ生成用のＡ相信号
ｓｉｎαが前記搬送波ｓｉｎωｔの逆相の信号である−
ｓｉｎωｔと、また、ＵＶＷ用のＢ相信号ｃｏｓαが前
記搬送波ｃｏｓωｔと、それぞれ、乗算され、それらの
結果が加算されて出力される。すなわち、この平衡変調
加算回路２７においては、 −ｓｉｎα・ｓｉｎωｔ＋ｃｏｓα・ｃｏｓωｔ＝ｃｏ
ｓ（ωｔ＋α） という演算が行われ、出力信号Ｃはｃｏｓ（ωｔ＋α）
となる。

【００２４】この出力信号Ｃは、復調回路２８において
前記波形整形回路２３の出力を用いて復調され、該復調
回路２８から出力信号Ｅが出力される。すなわち、この
復調回路２８において、 ｃｏｓ（ωｔ＋α）・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＝（１／２）
・｛ｓｉｎ（θ−α）＋ｓｉｎ（２ωｔ＋α＋θ）｝ の演算が行われる。前述したように、この出力信号Ｅに
も多くの高調波が含まれており、ＬＰＦ２９においてこ
の高調波成分が除去され、該ＬＰＦ２９からはｓｉｎ
（θ−α）成分Ｇが出力される。このようにして、ＬＰ
Ｆ２６および２９から、それぞれ、ｃｏｓ（θ−α）お
よびｓｉｎ（θ−α）を得ることができる。

【００２５】さて、前述したように、各Ａ相、Ｂ相信号
は、次のように表される。 ＩＮＣ用のＡ相信号：ｓｉｎθ＝ｓｉｎ（２π・ｘ／
Ｐ） ＩＮＣ用のＢ相信号：ｃｏｓθ＝ｃｏｓ（２π・ｘ／
Ｐ） ＵＶＷ用のＡ相信号：ｓｉｎα＝ｓｉｎ｛２π・ｘ／
（Ｐ＋Ｐ／Ｎ）｝ ＵＶＷ用のＢ相信号：ｃｏｓα＝ｃｏｓ｛２π・ｘ／
（Ｐ＋Ｐ／Ｎ）｝ したがって、 θ＝２π・ｘ／Ｐ α＝２π・ｘ／（Ｐ＋Ｐ／Ｎ） であるから、 θ−α＝２π・｛ｘ／Ｐ−ｘ／（Ｐ＋Ｐ／Ｎ）｝ ＝２π・ｘ／｛Ｐ・（Ｎ＋１）｝ となる。

【００２６】すなわち、ＬＰＦ２６の出力信号ｃｏｓ
（θ−α）およびＬＰＦ２９の出力信号ｓｉｎ（θ−
α）Ｇは、ピッチがＰ（Ｎ＋１）≒ＰＮ（Ｎ＞＞１）の
刻線から得られるＡ相信号およびＢ相信号と等しい信号
となる。したがって、ピッチの大きな刻線を直接設ける
ことなく、それと等価のＡ相、Ｂ相信号を得ることがで
き、例えば、Ｐ＝４０μｍである場合に、Ｎ＝１０００
としてピッチ＝４０＋（４０／１０００）μｍのＵＶＷ
生成用刻線を設けることにより、Ｐ×Ｎ＝４０×１００
０［μｍ］＝４０［ｍｍ］ピッチのＵＶＷ信号生成用の
出力を得ることが可能となる。

【００２７】なお、上記の説明においては、ＵＶＷ用刻
線のピッチがＰ＋Ｐ／Ｎの場合について説明したが、Ｕ
ＶＷ用刻線のピッチをＰ−Ｐ／Ｎとしても、全く同様に
構成することができる。

【００２８】図３に、前記平衡変調加算回路２１の構成
例を示す。なお、この回路は前記特開昭６２−１３２１
０４号公報に記載されているものと同様のものである。
この図に示した平衡変調加算回路において、ｓｉｎθは
オペアンプＯＰ１を介して正相のまま抵抗回路網ＲＴに
供給されるとともに、オペアンプＯＰ２により反転され
て抵抗回路網ＲＴに供給される。また、ｃｏｓθはオペ
アンプＯＰ３を介して正相のまま抵抗回路網ＲＴに供給
されるとともに、オペアンプＯＰ４により反転されて抵
抗回路網ＲＴに供給される。抵抗回路網ＲＴにおいて、
前記オペアンプＯＰ１〜ＯＰ４から供給される±ｓｉｎ
θ、±ｃｏｓθの各信号が混合され、８種類の信号が生
成される。この生成された８種類の信号は変調回路ＡＭ
の入力端子（０）〜（７）にそれぞれ供給されている。

【００２９】変調回路ＡＭは、入力端子（０）〜（７）
に供給される各信号を選択入力端子Ｃ１〜Ｃ３に印加さ
れる選択信号により選択して出力端子ｔｏに出力するも
のであり、例えばアナログマルチプレクサにより構成さ
れている。図３の（ａ）は搬送波信号ｓｉｎωｔを示し
ており、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）は、それぞれ、周
期４ωｔ、２ωｔおよびωｔのパルスを示している。こ
の図３の（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示す２進の重み付け
がされた信号を、前記変調回路ＡＭの入力端子Ｃ１、Ｃ
２、Ｃ３にそれぞれ供給することにより、搬送波ｓｉｎ
ωｔの１周期を８等分した時間間隔で、前記変調回路Ａ
Ｍの出力を切り替えることができる。

【００３０】そこで、前記抵抗回路網ＲＴの各出力を、
搬送波信号の１周期内における各時点のｓｉｎωｔおよ
びｃｏｓωｔの値を係数としてｓｉｎθおよびｃｏｓθ
を結合した値とすることにより、前記変調回路ＡＭから
所望の出力を得ることができる。具体的には、抵抗回路
網ＲＴの各出力を、ｓｉｎθ、（１／√２）ｓｉｎθ＋
（１／√２）ｃｏｓθ、ｃｏｓθ、（−１／√２）ｓｉ
ｎθ＋（１／√２）ｃｏｓθ、−ｓｉｎθ、（−１／√
２）ｓｉｎθ＋（−１／√２）ｃｏｓθ、−ｃｏｓθお
よび（１／√２）ｓｉｎθ＋（−１／√２）ｃｏｓθと
することにより、前記変調回路ＡＭからｓｉｎθ・ｃｏ
ｓωｔ＋ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ）が
出力される。

【００３１】次に、前記平衡変調加算回路２４、２７お
よび復調回路２５、２８の構成例を図４に示す。なお、
平衡変調回路２４および復調回路２５と、平衡変調回路
２７および復調回路２８は、同様に構成することができ
る。図４において、３１および３２は前述したものと同
様のアナログマルチプレクサなどからなる変調回路であ
り、この例においては、４つの入力端子（０）〜（３）
を有し、選択信号入力端子Ｃ１およびＣ２に供給される
２ビットの信号により、そのいずれかを選択して出力端
子ｔｏに出力するものである。３３および３４は印加さ
れる制御信号により導通、非導通が制御されるアナログ
トランスミッションゲートなどのスイッチ回路、３５は
反転回路、３６は前記ＬＰＦ２６と同一のローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）である。

【００３２】このように構成された回路において、変調
回路３１の４つの入力端子（０）〜（３）には図示する
ように、ｓｉｎα、ｃｏｓα、−ｓｉｎα、−ｃｏｓα
が入力されている。これらの信号は、前述した図３の場
合のように、オペアンプを用いて生成することができ
る。この変調回路３１の選択入力端子Ｃ１およびＣ２に
は、図示するように周期ωｔのパルスと周期２ωｔのパ
ルスとが入力されている。これにより、搬送波ｓｉｎω
ｔの１周期の４倍の周期の入力選択信号が順次変調回路
３１に供給され、入力端子（０）〜（３）に印加されて
いるｓｉｎα、ｃｏｓα、−ｓｉｎα、−ｃｏｓαが順
次出力端子ｔｏから出力される。これにより、変調回路
３１からｓｉｎα・ｃｏｓωｔ＋ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ
＝ｓｉｎ（ωｔ＋α）の信号が出力されることとなる。

【００３３】すなわち、搬送波ｃｏｓωｔを１周期内で
１、０、−１、０と変化するパルス信号で近似し、搬送
波ｓｉｎωｔ信号を１周期内で０、１、０、−１と変化
するパルス信号で近似して、この近似した搬送波信号を
入力されるｓｉｎα信号およびｃｏｓα信号に乗算した
信号を変調回路３１に入力信号として供給しておき、こ
れらを順次出力することにより、近似的にｓｉｎα・ｃ
ｏｓωｔ＋ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋α）
の演算を行っているのである。

【００３４】また、変調回路３２の４つの入力端子
（０）〜（３）には、前記変調回路３１の入力信号の逆
相の入力信号、−ｓｉｎα、−ｃｏｓα、ｓｉｎαおよ
びｃｏｓαがそれぞれ入力されており、その選択入力端
子Ｃ１およびＣ２には前記変調回路３１と同様の選択信
号が入力されている。したがって、この変調回路３２か
らは、前記変調回路３１の場合と同様に、−ｓｉｎα・
ｃｏｓωｔ−ｃｏｓα・ｓｉｎωｔ＝−ｓｉｎ（ωｔ＋
α）が出力されることとなる。

【００３５】これら変調回路３１および３２からそれぞ
れ出力されるｓｉｎ（ωｔ＋α）および−ｓｉｎ（ωｔ
＋α）は、それぞれ、スイッチ回路３３および３４に印
加される。スイッチ回路３３には、前記波形整形回路２
３（図２）からのｓｉｎ（ωｔ＋θ）をパルス信号に整
形した信号が制御信号として印加されており、一方、ス
イッチ回路３４には前記波形整形回路２３からの出力信
号を反転回路３５において反転した信号が制御信号とし
て印加されている。したがって、該制御信号が正のとき
にはスイッチ回路３３が導通して、変調回路３１からの
出力ｓｉｎ（ωｔ＋α）がＬＰＦ３６に入力され、該制
御信号が負のときはスイッチ回路３４が導通されて変調
回路３２の出力−ｓｉｎ（ωｔ＋α）がＬＰＦ３６に入
力される。

【００３６】すなわち、ＬＰＦ３６の入力には、ｓｉｎ
（ωｔ＋θ）をその１周期内で１、−１に変化する信号
として近似した信号とｓｉｎ（ωｔ＋α）との積、すな
わち、その基本波成分だけに注目すれば、ｓｉｎ（ωｔ
＋θ）×ｓｉｎ（ωｔ＋α）＝（１／２）・｛ｃｏｓ
（θ−α）−ｃｏｓ（２ωｔ＋α＋θ）｝が印加される
こととなる。なお、実際には前述したように多数の高調
波成分も含まれている。そこで、この高調波成分をＬＰ
Ｆ３６により除去して、該ＬＰＦ３６からｃｏｓ（θ−
α）成分が出力される。

【００３７】前記変調回路２７および復調回路２８も、
図４に示した回路構成により実現することができる。こ
の場合には、変調回路３１および３２に図４中のカッコ
内に示した入力信号を印加すればよい。このような信号
を変調回路３１および３２に入力することにより、変調
回路３１からはｃｏｓα・ｃｏｓωｔ−ｓｉｎα・ｓｉ
ｎωｔ＝ｃｏｓ（ωｔ＋α）が出力され、変調回路３２
からは−ｃｏｓ（ωｔ＋α）が出力されることとなる。
そして、ＬＰＦ３６からは前述した場合と同様にしてｓ
ｉｎ（θ−α）が出力される。

【００３８】このような構成とすることにより、デジタ
ルな信号処理により変調、復調処理を行うことができ、
アナログ処理の場合と比較して、微妙な調整が不要であ
り、かつ正確な処理を行わせることができる。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ピ
ッチＰを有する偏位量測定用の刻線のほかにピッチＰ±
Ｐ／Ｎを有する刻線を設けるのみで、ピッチがＰ×（Ｎ
＋１）の刻線から得られるものと同一のＡ相、Ｂ相信号
を得ることができる。したがって、大きな取り付けスペ
ースを必要とせず、安価にＵＶＷ信号を生成することが
可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の信号処理回路が適用される測長装置の
構成を説明するための図である。

【図２】本発明の信号処理回路の一実施形態を示すブロ
ック図である。

【図３】本発明の信号処理回路における変調加算回路の
一構成例を示す図である。

【図４】本発明の信号処理回路における変調加算回路お
よび復調回路の一構成例を示す図である。

【図５】従来の測長装置の構成を示す斜視図である。

【図６】従来の測長装置の構成を示す側面図である。

【図７】光学的測長装置で生じるモアレ縞を説明するた
めの図である。

【図８】メインスケールとインデックススケールの相対
位置と出力電流の変化の関係を示す図である。

【図９】従来のＵＶＷ用刻線を有するスケールの構成を
示す図である。

【図１０】提案されているＵＶＷ信号を生成する方法を
説明するための図である。

【符号の説明】

１０、１００、２００ スケール １１、２０１ 原点刻線 １２、２０２ ＩＮＣ用刻線 １３、２０３、２０４ ＵＶＷ生成用刻線 １４、２０５ センサ ２１、２４、２７、３１、３２ 変調加算回路 ２２、２６、２７、３６ ローパスフィルタ ２３ 波形整形回路 ２５、２８ 復調回路 ３３、３４ スイッチ回路 ３５ 反転回路 １０１ メインスケール １０３ インデックススケール １０４ モアレ縞 １０５ 光源 １０６ コの字形ホルダー １０７、１０８、１１３ 光電変換素子

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のピッチ（Ｐ）を有する偏位量測定
   用の刻線から出力される９０゜位相の異なる二つの信号
   （ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）により搬送波信号（ｓｉｎω
   ｔ、ｃｏｓωｔ）を変調して第１の変調信号ｓｉｎ（ω
   ｔ＋θ）を出力する第１の変調回路と、 第２のピッチ（Ｐ±Ｐ／Ｎ）（Ｎは整数）を有する副刻
   線から出力される９０゜位相の異なる二つの信号（ｓｉ
   ｎα、ｃｏｓα）により前記搬送波信号を変調して第２
   の変調信号ｓｉｎ（ωｔ＋α）を出力する第２の変調回
   路と、 前記第２のピッチ（Ｐ±Ｐ／Ｎ）を有する副刻線から出
   力される９０゜位相の異なる二つの信号（ｓｉｎα、ｃ
   ｏｓα）により前記搬送波信号を変調して第３の変調信
   号ｃｏｓ（ωｔ＋α）を出力する第３の変調回路と、 前記第２の変調回路から出力される第２の変調信号を前
   記第１の変調回路から出力される第１の変調信号を用い
   て復調して第１の復調信号ｃｏｓ（θ−α）を出力する
   第１の復調回路と、 前記第３の変調回路から出力される第３の変調信号を前
   記第１の変調回路から出力される第１の変調信号を用い
   て復調して第２の復調信号ｓｉｎ（θ−α）を出力する
   第２の復調回路とを有することを特徴とする測定装置に
   おける信号処理回路。