JPH0898509A

JPH0898509A - 電源装置

Info

Publication number: JPH0898509A
Application number: JP23186094A
Authority: JP
Inventors: Masahito Onishi; 雅人大西; Takashi Kanda; 隆司神田; Kazuo Yoshida; 和雄吉田; Masahiro Naruo; 誠浩鳴尾
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-09-27
Filing date: 1994-09-27
Publication date: 1996-04-12

Abstract

(57)【要約】【目的】インダクタを用いることなく電力変換を可能と
し、小型化かつ低雑音の電源装置を提供する。【構成】交流電源ＡＣを整流回路ＲＥで全波整流して得
た脈流電源をスイッチトキャパシタＳＣよりなる電力変
換部で電力変換して負荷Ｚに供給する。スイッチトキャ
パシタＳＣは、２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂とスイッチ
ング素子Ｓ₁₁〜Ｓ ₁₈を備え、入力電圧が基準電圧よりも
高い期間には、整流回路ＲＥからコンデンサＣ₁を充電
しつつコンデンサＣ₂から負荷Ｚに放電する状態と、整
流回路ＲＥからコンデンサＣ₂を充電しつつコンデンサ
Ｃ₁から負荷Ｚに放電する状態とを交互に繰り返す。入
力電圧が基準電圧よりも低い期間には、整流回路ＲＥの
出力電圧とコンデンサＣ₁の両端電圧との加算電圧をコ
ンデンサＣ₂に印加する状態と、コンデンサＣ₂の両端
を負荷Ｚに接続する状態とを交互に繰り返す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、脈流電源をスイッチト
キャパシタにより電力変換して負荷に供給する電源装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、脈流電源を電力変換して負荷
に供給する電源装置として、図３９に示すようなチョッ
パ回路を用いるものが知られている。すなわち、図３９
に示した電源装置は、商用交流電源などの交流電源ＡＣ
をダイオードブリッジよりなる整流回路ＲＥにより全波
整流することによって得られた脈流電源を入力とする昇
圧型のチョッパ回路により負荷Ｚに電力を供給するもの
であって、チョッパ回路により負荷Ｚへの供給電力を制
御可能としているものである。

【０００３】チョッパ回路は、整流回路ＲＥの直流出力
端間にインダクタＬとスイッチング素子Ｓとの直列回路
を接続し、ダイオードＤとコンデンサＣとの直列回路を
スイッチング素子Ｓに並列接続した構成を有し、コンデ
ンサＣの両端電圧を負荷Ｚに供給する。この種のチョッ
パ回路の動作は周知であるが、図４０に基づいて簡単に
説明する。いま、整流回路ＲＥから出力されるチョッパ
回路への入力電圧Ｖ_inが図４０（ａ）のような脈流波形
であって、スイッチング素子Ｓは、図４０（ｃ）のよう
な制御信号により制御されているものとする。このと
き、スイッチング素子Ｓは、時刻ｔ₀〜ｔ₁の期間では
オンになり、時刻ｔ₁〜ｔ₂の期間ではオフになる。ま
た、スイッチング素子Ｓのスイッチング周波数は、交流
電源ＡＣの周波数に比較して十分に高く設定してある。
スイッチング素子Ｓのオン期間には、インダクタＬとス
イッチング素子Ｓとの直列回路に電流Ｉ_Lが流れ、イン
ダクタＬにエネルギが蓄積される。次に、スイッチング
素子Ｓがオフになると、インダクタＬの蓄積エネルギは
ダイオードＤを通ってコンデンサＣおよび負荷Ｚに供給
される。したがって、チョッパ回路への入力電流Ｉ_inが
図４０（ｂ）のようであるときに、インダクタＬを流れ
る電流Ｉ_Lは図４０（ｄ）のようになる。すなわち、ダ
イオードＤの電圧降下を無視すれば、チョッパ回路の出
力電圧Ｖｚは、入力電圧Ｖ_inにインダクタＬの両端電圧
を加算した電圧となり、入力電圧Ｖ_inに対して昇圧され
ることになる。

【０００４】チョッパ回路の出力電圧Ｖｚ（すなわちコ
ンデンサＣの両端電圧）は、図４０（ｅ）に示すよう
に、スイッチング素子Ｓのオン期間にはコンデンサＣの
放電によって低下し、スイッチング素子Ｓのオフ期間に
はコンデンサＣへの充電によって上昇することになる。
この種のチョッパ回路における出力電圧Ｖｚおよび出力
電力は、スイッチング素子Ｓのオン期間とオフ期間との
関数であることが知られているから、スイッチング素子
Ｓのオン期間とオフ期間とを制御信号によって制御すれ
ば、負荷Ｚへの供給電力を制御することができるのであ
る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来構成では、脈流電源に対する電力変換を行なうに際し
てチョッパ回路を用いることでインダクタＬが必須にな
っている。コンデンサＣは出力電圧Ｖｚの安定化に用い
るものではないから比較的小型のものを用いることがで
きが、インダクタＬは高周波用とは言え他の部品に比較
すると大型であるから全体の大きさの中でインダクタＬ
の占める割合が大きくなり、結局、大型化につながると
いう問題がある。しかも、インダクタＬの周囲に形成さ
れる電磁界により他の機器に誘導雑音が生じるという問
題もある。

【０００６】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、インダクタを用いることなく電力変換を可能と
し、インダクタを用いる構成に比較して小型化が可能で
あって、かつ雑音が低減された電源装置を提供しようと
するものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、脈流
電源を電力変換部で電力変換して負荷に供給する電源装
置であって、電力変換部は、第１のキャパシタおよび第
２のキャパシタと、第１のキャパシタの各一端を脈流電
源の一端に選択的に接続させる第１のスイッチ要素と、
第１のスイッチ要素により選択された第１のキャパシタ
の一端が脈流電源の一端に接続されているときに脈流電
源の両端間に第１のキャパシタと負荷との一方を選択的
に接続させる第２のスイッチ要素と、第１のスイッチ要
素により選択された第１のキャパシタの他端が脈流電源
の一端に接続されているときに第２のキャパシタの両端
間に脈流電源と第１のキャパシタとの直列回路と負荷と
の一方を選択的に接続させる第３のスイッチ要素と、各
スイッチ要素を制御する制御回路とを備え、制御回路
は、電力変換部への入力電圧が基準電圧よりも高い期間
と低い期間とでは脈流電源の一端に接続される第１のキ
ャパシタの各一端を入れ換えるように第１のスイッチ要
素を制御し、電力変換部への入力電圧が基準電圧よりも
高い期間には第１のキャパシタを複数個のコンデンサの
直列回路により構成して脈流電源の両端間に第１のキャ
パシタと負荷とを脈流電源の電圧変動よりも十分に短い
周期で交互に接続するように第２のスイッチ要素を制御
し、入力電圧が基準電圧よりも低い期間には第１のキャ
パシタを上記コンデンサの並列回路により構成して第２
のキャパシタの両端間に第１のキャパシタと脈流電源と
の直列回路と負荷とを脈流電源の電圧変動よりも十分に
短い周期で交互に接続するように第３のスイッチ要素を
制御することを特徴とする。

【０００８】請求項２の発明は、脈流電源を電力変換部
で電力変換して負荷に供給する電源装置であって、電力
変換部は、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタ
と、第１のキャパシタの各一端を脈流電源の一端に選択
的に接続させる第１のスイッチ要素と、第１のスイッチ
要素により選択された第１のキャパシタの一端が脈流電
源の一端に接続されているときに脈流電源の両端間に第
１のキャパシタと負荷との一方を選択的に接続させる第
２のスイッチ要素と、第１のスイッチ要素により選択さ
れた第１のキャパシタの一端が脈流電源の一端に接続さ
れているときに脈流電源の両端間に第２のキャパシタと
負荷との一方を選択的に接続させる第３のスイッチ要素
と、第１のスイッチ要素により選択された第１のキャパ
シタの他端が脈流電源の一端に接続されているときに第
２のキャパシタの両端間に脈流電源と第１のキャパシタ
との直列回路と負荷との一方を選択的に接続させる第４
のスイッチ要素と、各スイッチ要素を制御する制御回路
とを備え、制御回路は、電力変換部への入力電圧が基準
電圧よりも高い期間と低い期間とでは脈流電源の一端に
接続される第１のキャパシタの各一端を入れ換えるよう
に第１のスイッチ要素を制御し、電力変換部への入力電
圧が基準電圧よりも高い期間には第１のキャパシタを複
数個のコンデンサの直列回路により構成して脈流電源の
両端間に第１のキャパシタと第２のキャパシタと負荷と
を脈流電源の電圧変動よりも十分に短い周期で択一的に
接続するように第２のスイッチ要素および第３のスイッ
チ要素を制御し、入力電圧が基準電圧よりも低い期間に
は第１のキャパシタを上記コンデンサの並列回路により
構成して第２のキャパシタの両端間に第１のキャパシタ
と脈流電源との直列回路と負荷とを脈流電源の電圧変動
よりも十分に短い周期で交互に接続するように第４のス
イッチ要素を制御することを特徴とする。

【０００９】請求項３の発明は、１つの脈流電源に対し
て上記電力変換部を複数個設け、各電力変換部から各別
の負荷に給電するとともに、制御回路は各電力変換部の
各スイッチ要素の切換タイミングを互いにずらして制御
することを特徴とする。請求項４の発明は、脈流電源を
電力変換部で電力変換して一対の負荷に供給する電源装
置であって、電力変換部は、第１のキャパシタおよび第
２のキャパシタと、第１のキャパシタ各一端を脈流電源
の一端に選択的に接続させる第１のスイッチ要素と、第
２のキャパシタの各一端を脈流電源の一端に選択的に接
続させる第２のスイッチ要素と、第１のスイッチ要素お
よび第２のスイッチ要素により選択された第１のキャパ
シタおよび第２のキャパシタの一端が脈流電源の一端に
接続されているときに脈流電源の両端間に第１のキャパ
シタと第２のキャパシタとの一方を選択的に接続させか
つ脈流電源に接続されていないキャパシタの両端間に負
荷を接続する第３のスイッチ要素と、第１のスイッチ要
素により選択された第１のキャパシタの他端が脈流電源
の一端に接続されているときに第２のキャパシタの両端
間に脈流電源と第１のキャパシタとの直列回路と負荷と
の一方を選択的に接続させる第４のスイッチ要素と、第
２のスイッチ要素により選択された第２のキャパシタの
他端が脈流電源の一端に接続されているときに第１のキ
ャパシタの両端間に脈流電源と第２のキャパシタとの直
列回路と負荷との一方を選択的に接続させる第５のスイ
ッチ要素と、各スイッチ要素を制御する制御回路とを備
え、制御回路は、電力変換部への入力電圧が所定の基準
電圧よりも高い期間には第１のキャパシタと第２のキャ
パシタとの一方を脈流電源の両端間に接続するとともに
他方に負荷を接続するようにして脈流電源の電圧変動よ
りも十分に短い周期で接続関係を交互に入れ換えるよう
に第３のスイッチ要素を制御し、入力電圧が基準電圧よ
りも低い期間には、第１のキャパシタの脈流電源に接続
されている一端を入力電圧が基準電圧よりも高い期間と
は入れ換え、第１のキャパシタと脈流電源との直列回路
を第２のキャパシタの両端に接続する状態と、第２のキ
ャパシタの両端間に負荷を接続する状態と、第２のキャ
パシタの脈流電源に接続されている一端を入力電圧が基
準電圧よりも高い期間とは入れ換え、第２のキャパシタ
と脈流電源との直列回路を第１のキャパシタの両端に接
続する状態と、第１のキャパシタの両端間に負荷を接続
する状態との４状態を脈流電源の電圧変動よりも十分に
短い周期で順次択一的に選択するように第１のスイッチ
要素と第２のスイッチ要素と第４のスイッチ要素と第５
のスイッチ要素とを制御することを特徴とする。

【００１０】請求項５の発明は、脈流電源を電力変換部
で電力変換して負荷に供給する電源装置であって、電力
変換部は、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタ
と、第１のキャパシタに直列接続された第１のスイッチ
要素と、第２のキャパシタに直列接続された第２のスイ
ッチ要素と、負荷に直列接続された第３のスイッチ要素
と、第１のキャパシタと第１のスイッチ要素との直列回
路の各一端を脈流電源の一端に選択的に接続させる第４
のスイッチ要素と、第２のキャパシタおよび第２のスイ
ッチ要素の直列回路と負荷および第３のスイッチ要素の
直列回路とを並列した並列回路の一端に第１のキャパシ
タの各一端を選択的に接続させる第５のスイッチ要素
と、各スイッチ要素を制御する制御回路とを備え、制御
回路は、電力変換部への入力電圧が第１の基準電圧以上
の期間には脈流電源の両端間に、第１のキャパシタと負
荷との直列回路と第１のキャパシタと第２のキャパシタ
との直列回路とを脈流電源の電圧変動よりも十分に短い
周期で交互に接続し、入力電圧が第１の基準電圧よりも
低く第２の基準電圧よりも高い期間には脈流電源と第１
のキャパシタとの直列回路の両端間に、第２のキャパシ
タと負荷とを脈流電圧の電圧変動よりも十分に短い周期
で交互に接続し、第２の基準電圧以下の期間には第２の
キャパシタのみを負荷に接続するように各スイッチ要素
を制御することを特徴とする。

【００１１】請求項６の発明は、脈流電源を電力変換部
で電力変換して負荷に供給する電源装置であって、電力
変換部は、第１のキャパシタおよび第２のキャパシタ
と、第１のキャパシタに直列接続された第１のスイッチ
要素と、負荷に直列接続された第２のスイッチ要素と、
第１のキャパシタと第１のスイッチ要素との直列回路の
各一端を脈流電源の一端に選択的に接続させる第３のス
イッチ要素と、第２のキャパシタに第１のキャパシタお
よび第１のスイッチの直列回路を直列接続する状態と第
２のキャパシタの両端間に負荷および第２のスイッチ要
素の直列回路を接続する状態とを選択する第４のスイッ
チ要素と、各スイッチ要素を制御する制御回路とを備
え、制御回路は、電力変換部への入力電圧が基準電圧よ
りも高い期間には脈流電源の両端間に、第１のキャパシ
タおよび第２のキャパシタの直列回路と負荷とを脈流電
源の電圧変動よりも十分に短い周期で交互に接続し、入
力電圧が基準電圧よりも低い期間には第２のキャパシタ
の両端間に脈流電源と第１のキャパシタとの直列回路と
負荷とを脈流電源の電圧変動よりも十分に短い周期で交
互に接続するように各スイッチ要素を制御することを特
徴とする。

【００１２】

【作用】各請求項の発明は、基本的には、２個のキャパ
シタを備えたスイッチトキャパシタよりなる電力変換部
で脈流電源を電力変換して負荷に給電するものであっ
て、電力変換部への入力電圧が基準電圧よりも高い期間
には、少なくとも一方のキャパシタに対して脈流電源か
ら充電する状態と、負荷に給電する状態とを交互に切り
換えるようにし、入力電圧が基準電圧よりも低い期間に
は、脈流電源により充電されたキャパシタの端子電圧を
脈流電源の電圧に加算して他方のキャパシタを充電する
状態と、他方のキャパシタから負荷に給電する状態とを
交互に切り換えるようにしているのである。このような
動作によって、入力電圧の高い期間には脈流電源からは
キャパシタと負荷とに交互に給電することで入力電流を
入力電圧に追随させることが可能になり、また入力電圧
の低い期間には入力電圧の高い期間に得たエネルギの一
部を利用して負荷への印加電圧の低下を防止することが
できる。さらに、入力電圧にかかわらず入力電流をほぼ
連続的に流し続けることができ、しかもインダクタを用
いていないから、入力高調波を抑制できるのである。

【００１３】とくに、請求項１の発明の構成では、入力
電圧が基準電圧よりも高い期間に充電されるキャパシタ
を複数個のコンデンサで構成し、充電時にはコンデンサ
を直列接続し放電時にはコンデンサを並列接続するか
ら、入力電圧が基準電圧よりも低い期間に負荷に印加さ
れる電圧が高くなり過ぎるのを防止できる。また、請求
項２の発明の構成では、請求項１の構成に加えて、入力
電圧の高い期間に両キャパシタをともに充電しているこ
とによって、入力電圧の低い期間に負荷に給電する一方
のキャパシタに対して他方のキャパシタと脈流電源との
直列回路から給電する際に、上記一方のキャパシタの端
子電圧と給電電圧とに大きな電位差が生じないようにす
ることができ、結果的に期間の切り換え時における入力
電流の不連続性を抑制することができ、入力高調波をよ
り一層抑制することができる。

【００１４】請求項３の発明の構成では、各別の負荷に
給電する電力変換部を複数個設け、かつ各電力変換部の
スイッチ要素の切換タイミングを互いにずらしているか
ら、脈流電源からの入力電流に休止期間が生じないよう
にすることができ、しかも入力電流の合計を入力電圧の
変化にほぼ追随させることができ、入力高調波をさらに
抑制することができる。

【００１５】請求項４の発明の構成では、入力電圧の高
い期間において２つのキャパシタに対して交互に充電す
るとともに、一方が充電されている期間に他方から負荷
に給電するから、脈流電源はいずれかのキャパシタにつ
ねに充電し続けることになって、キャパシタと負荷とに
交互に給電する場合に比較すると、脈流電源の出力側の
インピーダンスの変化が少なくなり、結果的に入力高調
波の抑制につながるのである。しかも、入力電圧の高い
期間に両キャパシタに充電しているから、入力電圧の低
い期間に切り替わる際の入力電流の不連続を抑制できる
のである。

【００１６】請求項５の発明の構成では、入力電圧の高
い期間には両キャパシタが直列接続されて充電され、か
つ脈流電圧から一方のキャパシタの端子電圧を減算した
電圧が負荷に印加されるから、入力電圧に対して降圧し
た電圧を負荷に印加することができる。このことによっ
て、入力電圧の高低にかかわらず負荷への印加電圧をほ
ぼ一定に保つことが可能になる。しかも、入力電圧の高
い期間に両キャパシタを充電しているから、入力電圧の
高い期間から低い期間への切り換えに伴う入力電流の変
化が少なくなる。

【００１７】請求項６の発明の構成では、入力電圧の高
い期間には両キャパシタが直列接続されて充電され、入
力電圧の低い期間には一方のキャパシタと脈流電源の出
力電圧との加算値で他方のキャパシタが充電され、かつ
そのキャパシタから負荷に給電されるから、入力電圧の
高い期間から低い期間への移行時における負荷への印加
電圧の変化を少なくすることができる。

【００１８】

【実施例】

（実施例１）本実施例は、図１に示すように、商用交流
電源のような交流電源ＡＣをダイオードブリッジよりな
る整流回路ＲＥで全波整流して得た脈流電源を電力変換
部で電力変換して負荷Ｚに供給する電源装置であって、
電力変換部としての従来の昇圧型チョッパ回路に代えて
スイッチトキャパシタＳＣを用いたものである。

【００１９】スイッチトキャパシタＳＣはキャパシタと
しての２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂を備え、各コンデン
サＣ₁，Ｃ₂にはそれぞれスイッチング素子Ｓ₁₁，Ｓ₁₂
が直列接続され、また負荷Ｚにもスイッチング素子Ｓ₁₃
が直列接続される。これらの３つの直列回路はスイッチ
ング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₃側の一端同士を接続した形で互いに
並列接続され、この並列回路はスイッチング素子Ｓ₁₄を
介して整流回路ＲＥの直流出力端に接続される。さら
に、コンデンサＣ₁とスイッチング素子Ｓ₁₄との直列回
路にはスイッチング素子Ｓ₁₅が並列接続され、コンデン
サＣ₂とスイッチング素子Ｓ₁₄との直列回路にはスイッ
チング素子Ｓ₁₆が並列接続される。また、スイッチング
素子Ｓ₁₁とスイッチング素子Ｓ₁₃との直列回路にはスイ
ッチング素子Ｓ₁₇が並列接続され、スイッチング素子Ｓ
₁₂とスイッチング素子Ｓ₁₃との直列回路にはスイッチン
グ素子Ｓ₁₈が並列接続される。以上の接続関係の説明か
ら明らかなように、各コンデンサＣ₁，Ｃ₂は整流回路
ＲＥおよび負荷Ｚに対して同じ形で対称的に接続されて
いる。各スイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₈は、バイポーラト
ランジスタ，ＭＯＳＦＥＴ、半導体リレーなどを用いた
ものであり、図２に示すように、規定の基準電圧Ｖ_thに
対してスイッチトキャパシタＳＣへの入力電圧Ｖ_inが高
い期間β（時刻ｔ₁〜ｔ₂）と低い期間α（時刻ｔ₀〜
ｔ₁）とに分けて制御される。

【００２０】いま、期間βにおいて整流回路ＲＥの出力
によってコンデンサＣ₁を充電するものとする。この場
合、期間βにおいては、スイッチング素子Ｓ₁₁，Ｓ₁₄，
Ｓ₁₈をオンにし、他のスイッチング素子Ｓ₁₂，Ｓ₁₃，Ｓ
₁₅〜Ｓ₁₇をオフにして整流回路ＲＥからコンデンサＣ₁
を充電するとともにコンデンサＣ₂から負荷Ｚに放電す
る状態と、スイッチング素子Ｓ₁₂，Ｓ₁₄，Ｓ₁₇をオンに
し、他のスイッチング素子Ｓ₁₁，Ｓ₁₃，Ｓ₁₅〜Ｓ₁₆，Ｓ
₁₈をオフにして整流回路ＲＥからコンデンサＣ ₂を充電
するとともにコンデンサＣ₁から負荷Ｚに放電する状態
とを交互に繰り返す。要するに、スイッチング素子Ｓ₁₄
をオンに保つとともに、スイッチング素子Ｓ₁₃，Ｓ₁₅，
Ｓ₁₆をオフに保ち、スイッチング素子Ｓ₁₁，Ｓ₁₈とスイ
ッチング素子Ｓ₁₂，Ｓ₁₇とを交互にオン・オフさせるこ
とによって、コンデンサＣ₁の充電およびコンデンサＣ
₂から負荷Ｚへの給電を行なう状態と、コンデンサＣ₂
の充電およびコンデンサＣ₁から負荷Ｚへの給電を行な
う状態とを交互に繰り返すのである。

【００２１】一方、期間αにおいては、コンデンサＣ₂
の充電と放電とを交互に行なうのであって、コンデンサ
Ｃ₂の充電にはスイッチング素子Ｓ₁₂とスイッチング素
子Ｓ ₁₅とをオンにし、他のスイッチング素子Ｓ₁₁，
Ｓ₁₃，Ｓ₁₄，Ｓ₁₆〜Ｓ₁₈をオフにして整流回路ＲＥの出
力電圧とコンデンサＣ₁の両端電圧との加算電圧をコン
デンサＣ₂に印加する。また、コンデンサＣ₂を放電さ
せて負荷Ｚに給電する際には、スイッチング素子Ｓ₁₈を
オンにし、他のスイッチング素子Ｓ₁₁〜Ｓ₁₇をオフにし
てコンデンサＣ₂の両端を負荷Ｚに接続する。つまり、
スイッチング素子Ｓ ₁₁，Ｓ₁₃，Ｓ₁₄，Ｓ₁₆，Ｓ₁₇をオフ
に保ち、スイッチング素子Ｓ₁₂およびスイッチング素子
Ｓ₁₅をオンにする状態とスイッチング素子Ｓ₁₈をオンに
する状態とを交互に選択する。なお、スイッチング素子
Ｓ₁₅はオンに保つようにしてもよく、このほうが制御対
象が少なくなって構成の簡略化につながる。

【００２２】上述した動作は、期間βにおいてコンデン
サＣ₁に充電するとともにコンデンサＣ₂から負荷Ｚに
給電する状態とコンデンサＣ₂に充電するとともにコン
デンサＣ₁から負荷Ｚに給電する状態とを交互に繰り返
し、期間αにおいてコンデンサＣ₁の両端電圧と整流回
路ＲＥの出力電圧との加算電圧をコンデンサＣ₂に印加
してコンデンサＣ₂を充電する状態とコンデンサＣ₂か
ら負荷Ｚに給電する状態とを交互に繰り返す場合につい
て説明したが、コンデンサＣ₁とコンデンサＣ ₂とは上
述したように整流回路ＲＥおよび負荷Ｚに対して対称的
に接続されているから入れ替え可能である。すなわち、
上述の説明におけるコンデンサＣ₁とコンデンサＣ₂と
を読み替えるとともに、スイッチング素子Ｓ₁₁，Ｓ₁₅，
Ｓ₁₇とスイッチング素子Ｓ₁₂，Ｓ₁₆，Ｓ₁₈とを読み替え
れば、期間αにおいてコンデンサＣ₁の充放電を繰り返
す動作になる。

【００２３】上述したように、コンデンサＣ₁とコンデ
ンサＣ₂とは、ともに整流回路ＲＥの出力によって充電
可能であるから、両コンデンサＣ₁，Ｃ₂として同仕様
のものを用い、期間βにおいて両コンデンサＣ₁，Ｃ₂
に交互に充電することで、両コンデンサＣ₁，Ｃ₂の両
端電圧をほぼ等しくすることができ、期間αと期間βと
における負荷Ｚへの印加電圧の差を小さくすることがで
きるとともに、入力電流が連続的になる。また、インダ
クタを用いていないから小型化が可能であって誘導雑音
がなく、しかも、入力電流の波形歪が少ない電源装置を
提供することができる。負荷Ｚへの供給電力を調節する
には、各コンデンサＣ₁，Ｃ₂の充電時間や負荷Ｚへの
給電時間を調節するように、各スイッチング素子Ｓ₁₁〜
Ｓ₁₈のオン・オフのタイミングを制御すればよい。

【００２４】（実施例２）本実施例は、図３に示すよう
にスイッチトキャパシタＳＣを構成したものであって、
それぞれスイッチング素子Ｓ₇，Ｓ₈が直列接続された
仕様の等しい２個のコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を用いるとと
もに、両直列回路のスイッチング素子Ｓ₇，Ｓ₈側の一
端を共通に接続し、さらにコンデンサＣ₁₁を有する一方
の直列回路の他端には切換スイッチング素子Ｓ₆を設け
てある。切換スイッチング素子Ｓ₆は、コンデンサＣ₁₁
の一端をコンデンサＣ₁₂のいずれか一端に選択的に接続
するものである。したがって、スイッチング素子Ｓ₇，
Ｓ₈をともにオンにし、切換スイッチング素子Ｓ₆でＧ
側を選択すれば、両コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂は並列接続さ
れ、スイッチング素子Ｓ₇をオン、スイッチング素子Ｓ
₈をオフにし、切換スイッチング素子Ｓ₆でＨ側を選択
すれば、両コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂は直列接続されるので
ある。つまり、コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂は請求項１におけ
る第１のキャパシタとして機能し、図３におけるコンデ
ンサＣ₂は第２のキャパシタとして機能する。また、第
１のスイッチ要素としての切換スイッチング素子Ｓ₂、
第２のスイッチ要素としての切換スイッチング素子Ｓ₁
およびスイッチング素子Ｓ₅、第３のスイッチ要素とし
ての切換スイッチング素子Ｓ₃およびスイッチング素子
Ｓ ₄を備える。

【００２５】各切換スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₃，
Ｓ₆、スイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₅，Ｓ ₇，Ｓ₈は、実
施例１と同様に、期間αと期間βとに分けて制御され
る。すなわち、期間αにおいては切換スイッチング素子
Ｓ₁でＢ側を選択するとともに、切換スイッチング素子
Ｓ₂でＤ側を選択し、スイッチング素子Ｓ₄をオフに保
つ。また、スイッチング素子Ｓ₇，Ｓ₈はともにオンに
し、切換スイッチング素子Ｓ ₆でＧ側を選択する。この
間に、切換スイッチング素子Ｓ₃ではＥ側とＦ側とを交
互に選択し、切換スイッチング素子Ｓ₃の選択状態に同
期して、スイッチング素子Ｓ₅では切換スイッチング素
子Ｓ₃の切換周期の半分の周期でオン・オフを交互に繰
り返す。

【００２６】期間αになった時点では切換スイッチング
素子Ｓ₃をＥ側に接続し、スイッチング素子Ｓ₅をオン
にする。したがって、図４（ｂ）のようにコンデンサＣ
₁₁，Ｃ₁₂の並列回路の両端電圧と整流回路ＲＥとの加算
電圧がコンデンサＣ₂に印加される。こうしてコンデン
サＣ₁₁，Ｃ₁₂は放電されコンデンサＣ₂は充電される。
充電および放電の程度はコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂，Ｃ₂の
容量や切換スイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃およびスイッチ
ング素子Ｓ₅のオン抵抗により決まる。

【００２７】次に、切換スイッチング素子Ｓ₃でＥ側が
選択されている間にスイッチング素子Ｓ₅がオフになる
と、コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂の放電とコンデンサＣ₂の充
電とが停止する。さらに、切換スイッチング素子Ｓ₃が
Ｆ側を選択するときにはスイッチング素子Ｓ₅が再びオ
ンになるから、コンデンサＣ₂は負荷Ｚを通して放電し
負荷Ｚに給電する。切換スイッチング素子Ｓ₃がＦ側を
選択している間にもスイッチング素子Ｓ₅はオフになっ
て、負荷Ｚへの給電が停止する。上述の動作が期間αに
おいて繰り返されるのである。

【００２８】一方、期間βにおいては、切換スイッチン
グ素子Ｓ₂でＣ側を選択し、スイッッチング素子Ｓ₅を
オフに保する。さらに、切換スイッチング素子Ｓ₆でＨ
側を選択し、スイッチング素子Ｓ₇をオン、スイッチン
グ素子Ｓ₈をオフにすることで、図４（ａ）のようにコ
ンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を直列接続する。また、切換スイッ
チング素子Ｓ₁ではＡ側とＢ側とを交互に選択し、スイ
ッチング素子Ｓ₄は切換スイッチング素子Ｓ₁がＢ側を
選択している期間の一部期間にオンにする。したがっ
て、切換スイッチング素子Ｓ₁でＡ側を選択している期
間には整流回路ＲＥから負荷Ｚに給電され、切換スイッ
チング素子Ｓ₁でＢ側を選択している一部期間にはコン
デンサＣ₁₁，Ｃ₁₂の直列回路が整流回路ＲＥから充電さ
れることになる。

【００２９】上述のように、コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂の充
電時に図４（ａ）のように両コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を直
列接続し、コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂からコンデンサＣ₂に
充電する際には図４（ｂ）のように両コンデンサＣ₁₁，
Ｃ₁₂を並列接続するようにスイッチング素子Ｓ₇，Ｓ₈
および切換スイッチング素子Ｓ₆の動作タイミングを制
御する。この動作では、期間βにおいてコンデンサ
Ｃ₁₁，Ｃ₁₂の直列回路に充電した電圧の略２分の１の電
圧を入力電圧に加算してコンデンサＣ₂を充電すること
になるから、期間αにおける負荷Ｚへの印加電圧を下げ
ることができる。図３に示した回路構成では、図５に示
すように、コンデンサＣ₂への充電時に一方のコンデン
サＣ₁₁，Ｃ₁₂を選択してコンデンサＣ₂に接続すること
も可能である。この場合、期間βでの充電時においてコ
ンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を直列接続していれば、コンデンサ
Ｃ₂への印加電圧を下げることができ、また期間βにお
いてコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を交互に１つずつ充電するこ
とも可能である。コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂への充電を交互
に行なえば、入力電流がより連続的になる。すなわち、
入力電流の波形歪を小さくすることができるのである。

【００３０】本実施例の変形例として、両コンデンサＣ
₁₁，Ｃ₁₂の両端電圧を異ならせるようにして充電し、両
コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂の放電時には逆直列に接続する構
成を採用してもよい。このような構成では、両コンデン
サＣ₁₁，Ｃ₁₂の両端電圧の差だけ入力電圧よりも高い電
圧や、その差だけ入力電圧よりも低い電圧を負荷Ｚに印
加することが可能になる。

【００３１】（実施例３）本実施例は、図６に示すよう
に、実施例１の構成において、期間αにおける動作を行
なう構成はそのまま残し、期間βにおける充電用のコン
デンサＣ₅を別に設けた構成を有する。コンデンサＣ₅
は期間βにおいて充電され、期間αにおいて間欠的に放
電されるものであり、スイッチング素子Ｓ₄が直列接続
されている。また、コンデンサＣ₅には２個のスイッチ
ング素子Ｓ₁₄，Ｓ₁₉の直列回路が並列接続され、スイッ
チング素子Ｓ₄とスイッチング素子Ｓ₁₉との直列回路が
整流回路ＲＥの直流出力端間に接続された構成を有して
いる。他の構成について実施例１と同符号を付したもの
は同様に機能する。

【００３２】本実施例の構成では、期間βにおいて充電
されるコンデンサＣ₅と、期間αにおいて充放電される
２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂とを分離して設けているか
ら、期間αにおいてコンデンサＣ₁，Ｃ₂を交互に充放
電することができる。すなわち、コンデンサＣ₁の充電
期間中にはコンデンサＣ₂から負荷Ｚへの放電を行な
い、逆にコンデンサＣ₂の充電期間中にはコンデンサＣ
₁から負荷Ｚへの放電を行なうのである。

【００３３】この動作のために、期間βではスイッチン
グ素子Ｓ₁₄をオンに保つとともに、スイッチング素子Ｓ
₁₁，Ｓ₁₂，Ｓ₁₇〜Ｓ₁₉をオフに保ち、スイッチング素子
Ｓ₄とスイッチング素子Ｓ₁₃とを交互にオンにする。し
たがって、スイッチング素子Ｓ₄のオン期間にコンデン
サＣ₅に充電され、スイッチング素子Ｓ₁₃のオン期間に
整流回路ＲＥから負荷Ｚに給電される。

【００３４】期間αでは、スイッチング素子Ｓ₁₉をオン
に保つともに、スイッチング素子Ｓ ₄，Ｓ₁₃，Ｓ₁₄をオ
フに保つ。さらに、スイッチング素子Ｓ₁₁をオンにしス
イッチング素子Ｓ₁₇をオフにして、コンデンサＣ₅の両
端電圧と整流回路ＲＥの出力電圧とを加算してコンデン
サＣ₁に印加し、かつスイッチング素子Ｓ₁₈をオンにし
スイッチング素子Ｓ₁₂をオフにして、コンデンサＣ₂か
ら負荷Ｚに給電する状態と、スイッチング素子Ｓ₁₂をオ
ンにしスイッチング素子Ｓ₁₈をオフにして、コンデンサ
Ｃ₅の両端電圧と整流回路ＲＥの出力電圧とを加算して
コンデンサＣ₂に印加し、かつスイッチング素子Ｓ₁₇を
オンにしスイッチング素子Ｓ₁₁をオフにして、コンデン
サＣ₂から負荷Ｚに給電する状態とを交互に繰り返すの
である。この動作によって、期間αにおいて負荷Ｚに連
続的に給電することができて負荷Ｚへの電圧変動が抑制
され、しかもコンデンサＣ₅の両端電圧と入力電圧との
加算電圧がいずれかのコンデンサＣ₁，Ｃ₂に対してつ
ねに印加されるから、期間αにおいても入力電流の休止
期間がなく、入力電流の波形歪を一層低減できるのであ
る。他の構成および動作は実施例１と同様である。

【００３５】（実施例４）本実施例は、図７（ａ）に示
すように、２個のスイッチトキャパシタＳＣ₁，ＳＣ₂
を用いて電力変換部を構成したものであり、一方のスイ
ッチトキャパシタＳＣ₁は、スイッチング素子Ｓ₄に直
列接続され、このスイッチトキャパシタＳＣ₁の両端間
にはスイッチング素子Ｓ₁₄，Ｓ₁₉の直列回路が並列接続
される。また、スイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₁₉の直列回路
が整流回路ＲＥの直流出力端間に接続される。他方のス
イッチトキャパシタＳＣ₂は、スイッチング素子Ｓ₂₁と
直列接続され、この直列回路はスイッチング素子Ｓ₄，
Ｓ₂₁の一端を共通接続した形でスイッチトキャパシタＳ
Ｃ₁とスイッチング素子Ｓ₄との直列回路に並列接続さ
れる。スイッチトキャパシタＳＣ₂とスイッチング素子
Ｓ₂₁との直列回路には、負荷Ｚとスイッチング素子Ｓ₁₃
との直列回路も並列接続され、スイッチング素子Ｓ₁₃と
スイッチング素子Ｓ₂₁との直列回路には、スイッチング
素子Ｓ₂₂が並列接続される。

【００３６】スイッチトキャパシタＳＣ₁，ＳＣ₂とし
ては、たとえば図７（ｂ）のような構成を採用すること
ができる。すなわち、２個のコンデンサＣａ，Ｃｂを備
え、各コンデンサＣａ，Ｃｂにスイッチング素子Ｓａ，
Ｓｂをそれぞれ直列接続している。コンデンサＣａ，Ｃ
ｂとスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂとの各直列回路は、コ
ンデンサＣａ，Ｃｂ側の一端とスイッチング素子Ｓａ，
Ｓｂ側の一端とを互いに共通接続した形で並列接続され
る。また、両直列回路におけるコンデンサＣａ，Ｃｂと
スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂとの接続点間には、スイッ
チング素子Ｓｃが挿入される。このようなスイッチトキ
ャパシタＳＣ₁，ＳＣ₂を用いれば、スイッチング素子
Ｓａ，Ｓｂをオンにし、スイッチング素子Ｓｃをオフに
することで両コンデンサＣａ，Ｃｂを並列接続すること
ができ、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂをオフにし、スイ
ッチング素子Ｓｃをオンにすることで両コンデンサＣ
ａ，Ｃｂを直列接続することができる。

【００３７】上記構成によって、スイッチトキャパシタ
ＳＣ₁では実施例２と同様の動作を実現することがで
き、スイッチトキャパシタＳＣ₂ではスイッチトキャパ
シタＳＣ₁と整流回路ＲＥとからの充電時の電圧に対し
て、負荷Ｚに放電する際の電圧を高くしたり低くしたり
することができる。したがって、スイッチトキャパシタ
ＳＣ₁，ＳＣ₂の充放電の際に各コンデンサＣａ，Ｃｂ
を並列接続するか直列接続するかに応じて負荷Ｚへの印
加電圧を調節することができ、各スイッチング素子
Ｓ₄，Ｓ₁₃，Ｓ₁₄，Ｓ₁₉，Ｓ₂₁，Ｓ₂₂のオン・オフのタ
イミングのみを制御する場合に比較して、電圧の調節範
囲が広がるのである。また、スイッチトキャパシタＳＣ
₁，ＳＣ₂の構成としては上述のものに限定されるもの
ではないから、スイッチトキャパシタＳＣ₁，ＳＣ₂に
用いるコンデンサの個数や接続関係を変えれば、負荷Ｚ
への印加電圧をさらに広範囲に制御することが可能にな
る。他の構成および効果は実施例３と同様である。

【００３８】（実施例５）本実施例での電力変換部とし
てのスイッチトキャパシタＳＣは、図８に示すように、
２個のコンデンサＣ₅，Ｃ₆を用い、期間βにおける充
電時は両コンデンサＣ₅，Ｃ₆を直列接続して充電し、
期間αでは整流回路ＲＥの出力電圧とコンデンサＣ₅の
両端電圧とを加算してコンデンサＣ₆を充電することに
よって、期間βから期間αに移行する際の負荷Ｚへの印
加電圧の変化幅を小さくしているものである。すなわ
ち、負荷Ｚへの印加電圧については実施例４におけるス
イッチトキャパシタＳＣ₁と同様に、期間βでは直列接
続した２個のコンデンサに充電し、期間αでは整流回路
ＲＥの出力電圧に１個のコンデンサの端子電圧を加算し
て他のコンデンサを充電するように機能するのであっ
て、２個のコンデンサＣ₅，Ｃ₆を用いるだけでこの機
能を実現しているものである。

【００３９】さらに詳しく説明すると、各コンデンサＣ
₅，Ｃ₆にはそれぞれスイッチング素子Ｓ₂₃，Ｓ₂₄が直
列接続され、両直列回路は互いに直列接続されている。
コンデンサＣ₅とスイッチング素子Ｓ₂₃との直列回路に
は、スイッチング素子Ｓ₂₅とスイッチング素子Ｓ₂₆との
直列回路が並列接続され、コンデンサＣ₅とスイッチン
グ素子Ｓ₂₃とスイッチング素子Ｓ₂₄との直列回路にはス
イッチング素子Ｓ₂₇が並列接続されている。コンデンサ
Ｃ₅，Ｃ₆とスイッチング素子Ｓ₂₃，Ｓ₂₄，Ｓ ₂₅との直
列回路は整流回路ＲＥの直流出力端間に接続される。ま
た、コンデンサＣ₅，Ｃ₆とスイッチング素子Ｓ₂₃，Ｓ
₂₄との直列回路には、スイッチング素子Ｓ₂₈を介して負
荷Ｚが並列接続される。

【００４０】しかして、上述した各実施例と同様に、各
スイッチング素子Ｓ₂₃〜Ｓ₂₈のオン・オフの組み合わせ
には４種類のパターンがある。すなわち、整流回路ＲＥ
の出力電圧であるスイッチトキャパシタＳＣへの入力電
圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも高い期間βには、コンデン
サＣ₅，Ｃ₆の直列回路に入力電圧Ｖ_inが印加されてコ
ンデンサＣ₅，Ｃ₆が充電される状態と、整流回路ＲＥ
から負荷Ｚに給電される状態とが交互に繰り返されるの
であり、各状態をパターン１、２とすれば、パターン
１、２での各スイッチング素子Ｓ₂₃〜Ｓ₂₈のオン・オフ
の組み合わせは、表１のようになる。すなわち、スイッ
チング素子Ｓ₂₄，Ｓ₂₅をオンに保つとともに、スイッチ
ング素子Ｓ₂₆，Ｓ₂₇をオフに保ち、スイッチング素子Ｓ
₂₃とスイッチング素子Ｓ₂₈とを交互にオンにするのであ
る。このときの接続関係を示すと図９（ａ）のようにな
る。

【００４１】また、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも
低い期間αには、入力電圧Ｖ_inとコンデンサＣ₅の両端
電圧との加算電圧がコンデンサＣ₆に印加される状態
と、コンデンサＣ₆から負荷Ｚに給電される状態とが交
互に繰り返され、各状態をパターン３、４とすれば、パ
ターン３、４での各スイッチング素子Ｓ₂₃〜Ｓ₂₈のオン
・オフの組み合わせは、表１のようになる。すなわち、
スイッチング素子Ｓ₂₄，Ｓ₂₅をオフに保つとともに、ス
イッチング素子Ｓ₂₆，Ｓ₂₇をオンに保ち、スイッチング
素子Ｓ₂₃とスイッチング素子Ｓ₂₈とを交互にオンにする
のである。このときの接続関係を示すと図９（ｂ）のよ
うになる。

【００４２】

【表１】

【００４３】上記動作によって、期間βではコンデンサ
Ｃ₅とコンデンサＣ₆とを直列接続して充電しておき、
期間αでは整流回路ＲＥの出力電圧にコンデンサＣ₅の
両端電圧を加算してコンデンサＣ₆に充電した後に、コ
ンデンサＣ₆の両端電圧を負荷Ｚに印加することができ
るのである。このように、期間βから期間αへの移行時
において整流回路ＲＥの出力電圧に加算される電圧が、
コンデンサＣ₅の両端電圧のみであって、２個のコンデ
ンサＣ₅，Ｃ₆の直列回路に印加していたときの電圧よ
りも低いから、期間βから期間αへの移行時における負
荷Ｚへの印加電圧の変化を少なくすることができる。本
実施例では、２個のコンデンサＣ₅，Ｃ ₆のみを用い
て、期間βでの充電には両コンデンサＣ₅，Ｃ₆を直列
接続し、期間αでは一方のコンデンサＣ₆のみの充放電
で負荷Ｚに給電する構成を実現しており、他の実施例と
同様に、インダクタを用いていないことによって、誘導
雑音の発生がないとともに小型化が可能であり、しかも
入力電流の波形歪が少ないのである。

【００４４】（実施例６）本実施例は、図１０に示すよ
うに、実施例５の構成にコンデンサＣ₆とスイッチング
素子Ｓ₂₄との直列回路に並列接続されたスイッチング素
子Ｓ₂₉を付加した構成を有し、定常状態での各スイッチ
ング素子Ｓ₂₃〜Ｓ₂₈のオン・オフは、スイッチング素子
Ｓ₂₄を除いては実施例５と同様に制御される。スイッチ
ング素子Ｓ ₂₄については定常状態ではオフに保たれ、電
源投入時にのみ実施例５と同様にオンとなって両コンデ
ンサＣ₅，Ｃ₆を直列接続するようになっている。電源
投入時には両コンデンサＣ₅，Ｃ₆を直列接続して整流
回路ＲＥの出力により充電するように、スイッチング素
子Ｓ₂₉をオフにして、スイッチング素子Ｓ₂₄をオンにす
るのであり、このときにはスイッチング素子Ｓ₂₈をオフ
にして負荷Ｚを切り離してある。すなわち、図１１
（ａ）のような接続関係になる。定常状態での期間αで
は実施例５における期間αと同様の接続関係が得られる
ように、スイッチング素子Ｓ₂₉はオフになる。したがっ
て、図１１（ｃ）のような接続関係になる。定常状態で
はスイッチング素子Ｓ₂₄はオフに保たれているから、期
間βにおいても両コンデンサＣ₅，Ｃ₆が直列接続され
ることはなく、定常状態での期間βではスイッチング素
子Ｓ₂₉はオンになって、図１１（ｂ）のようにコンデン
サＣ₅のみが充電される状態と整流回路ＲＥから負荷Ｚ
に給電される状態とが交互に繰り返される。

【００４５】要するに、電源投入時にはスイッチング素
子Ｓ₂₃〜Ｓ₂₅をオンにして他のスイッチング素子Ｓ₂₆〜
Ｓ₂₉をオフにすることでコンデンサＣ₅，Ｃ₆を直列接
続し、電源投入時においてコンデンサＣ₅，Ｃ₆の未充
電状態からの充電により生じる突入電流を軽減するので
ある。また、定常状態では期間βにおいてスイッチング
素子Ｓ₂₅とスイッチング素子Ｓ₂₉とをオンにし、スイッ
チング素子Ｓ₂₃とスイッチング素子Ｓ₂₈とを交互にオン
にすることで、コンデンサＣ₅への充電と負荷Ｚへの給
電とを交互に行なう。定常状態の期間αでは、実施例５
と同様に、スイッチング素子Ｓ₂₆，Ｓ₂₇をオンにし、ス
イッチング素子Ｓ₂₃とスイッチング素子Ｓ₂₈とを交互に
オンにすることで、整流回路ＲＥの出力電圧とコンデン
サＣ₅の両端電圧を加算してコンデンサＣ₆に印加する
状態と、コンデンサＣ₆の両端電圧を負荷Ｚに印加する
状態とを交互に繰り返すのである。

【００４６】上述したスイッチング素子Ｓ₂₃〜Ｓ₂₉の動
作をまとめると表２のようになる。この構成において
も、実施例５と同様にインダクタが不要であるから、誘
導雑音が発生せず、また小型化が可能になるのであり、
しかも入力電流の波形歪も少ないのである。

【００４７】

【表２】

【００４８】（実施例７）本実施例は、図１２のように
複数個の負荷Ｚ₁〜Ｚ_nに給電する例であって、各負荷
Ｚ_iごとに図１３に示す構成のスイッチトキャパシタＳ
Ｃ_iを設け、各スイッチトキャパシタＳＣ_iを整流回路
ＲＥに対して並列的に接続した構成を有する。各スイッ
チトキャパシタＳＣ_iは、２個のコンデンサＣ_1i，Ｃ_2i
を備え、各コンデンサＣ_1i，Ｃ_2iにはそれぞれスイッチ
ング素子Ｓ_1i，Ｓ_2iが直列接続され、両直列回路は互い
に並列接続されてスイッチング素子Ｓ_3iを介して整流回
路ＲＥの出力端間に接続される。また、コンデンサＣ_1i
とスイッチング素子Ｓ_3iとの直列回路にはスイッチング
素子_4iが並列接続される。負荷Ｚ_iにはスイッチング素
子Ｓ_5iが直列接続され、この直列回路はスイッチング素
子Ｓ_6iとの直列回路がコンデンサＣ_1iに並列接続され、
スイッチング素子Ｓ_7iとの直列回路がコンデンサＣ_2iに
並列接続される。

【００４９】図１３の回路構成では、期間βにおいて
は、コンデンサＣ_1iに充電する状態と負荷Ｚ_iに充電す
る状態とを交互に繰り返し、また、期間αにおいては、
コンデンサＣ_1iと整流回路ＲＥとの加算電圧をコンデン
サＣ_2iに印加する状態とコンデンサＣ_2iから負荷Ｚ_iに
給電する状態とを交互に繰り返すのである。ところで、
本実施例では図１３に示したスイッチトキャパシタＳＣ
_iを複数個並列的に接続したものであり、各スイッチト
キャパシタＳＣ_iに設けたスイッチング素子Ｓ_1i〜Ｓ_7i
は、それぞれオン・オフのタイミングを少しずつずらし
て制御される。たとえば、スイッチング素子Ｓ_1iについ
て着目すれば、図１４に示すように、オン・オフのタイ
ミングを各期間α，βの時間よりも十分に短い時間τず
つずらすようにし、少なくとも１つのスイッチトキャパ
シタＳＣ_iのスイッチング素子Ｓ_1iがつねにオンにな
るように制御するのである。このような制御を行なえ
ば、整流回路ＲＥはつねにいずれかのスイッチトキャパ
シタＳＣ_iに出力電流を流し続けることになり、結果的
に交流電源ＡＣからの入力電流に休止期間が生じないの
である。期間βにおいては１つのスイッチトキャパシタ
ＳＣ_iのみでも入力電流に休止期間が生じないようにす
ることは可能であるが、期間αにおいては１つのスイッ
チトキャパシタＳＣ_iのみでは休止期間が生じるから、
本実施例構成を採用することで、このような休止期間の
発生を防止することができる。

【００５０】（実施例８）本実施例は、図１５に示すよ
うに、２個の負荷Ｚ₁，Ｚ₂を備え、各負荷Ｚ₁，Ｚ₂
に交互に電力供給する構成を示す。電力変換部としての
スイッチトキャパシタは２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂を
備え、各コンデンサＣ₁，Ｃ₂にはそれぞれスイッチン
グ素子Ｓ₃₁，Ｓ₃₂が直列接続され、両直列回路は並列接
続されるとともにスイッチング素子Ｓ₃₃を介して整流回
路ＲＥの出力端間に接続される。また、コンデンサＣ₁
とスイッチング素子Ｓ₃₃との直列回路にはスイッチング
素子Ｓ₃₄が並列接続される。負荷Ｚ₁にはスイッチング
素子Ｓ₃₅が直列接続され、負荷Ｚ₂にはスイッチング素
子Ｓ₃₈が直列接続され、各コンデンサＣ₁，Ｃ₂と各ス
イッチング素子Ｓ₃₁，Ｓ₃₂との接続点と負荷Ｚ₁におけ
るスイッチング素子Ｓ ₃₅の接続されていない一端との間
には、それぞれスイッチング素子Ｓ₃₆，Ｓ₃₇が接続され
る。負荷Ｚ₂とスイッチング素子Ｓ₃₈との直列回路はコ
ンデンサＣ₁に並列接続される。さらに、スイッチング
素子Ｓ₃₂にはスイッチング素子Ｓ₃₉が直列接続され、こ
の直列回路は整流回路ＲＥの出力端間に接続される。要
するに、図１３に示したスイッチトキャパシタＳＣ_iに
対して、負荷Ｚ₂と２個のスイッチング素子Ｓ₃₈，Ｓ₃₉
を加えた構成を有する。

【００５１】この回路構成では、期間βにおいては、す
べてのスイッチング素子Ｓ₃₁〜Ｓ₃₉をオフにした状態か
らスイッチング素子Ｓ₃₁，Ｓ₃₃をオンにしてコンデンサ
Ｃ₁を充電し、同時にスイッチング素子Ｓ₃₅，Ｓ₃₇をオ
ンにしてコンデンサＣ₂から負荷Ｚ₁に給電する。次
に、スイッチング素子Ｓ₃₁をオフにしてコンデンサＣ₁
への充電を停止するとともに、スイッチング素子Ｓ₃₅，
Ｓ₃₇をオフにして負荷Ｚ ₁への給電を停止し、さらに、
スイッチング素子Ｓ₃₂をオンにしてコンデンサＣ ₂を充
電し、同時にスイッチング素子Ｓ₃₆，Ｓ₃₈をオンにして
コンデンサＣ₁から負荷Ｚ₂に給電する。要するに、コ
ンデンサＣ₁への充電中にコンデンサＣ₂から負荷Ｚ₁
に給電し、コンデンサＣ₂の充電中にコンデンサＣ₁か
ら負荷Ｚ₂に給電するのであり、この動作の繰り返しに
よって、各負荷Ｚ₁，Ｚ₂に交互に給電するのである。

【００５２】一方、期間αにおいては、すべてのスイッ
チング素子Ｓ₃₁〜Ｓ₃₉がオフの状態から、スイッチング
素子Ｓ₃₂，Ｓ₃₄をオンにし、コンデンサＣ₁の両端電圧
と整流回路ＲＥの出力電圧とを加算してコンデンサＣ₂
に印加する。次に、スイッチング素子Ｓ₃₂をオフにする
とともにスイッチング素子Ｓ₃₅，Ｓ₃₇をオンにしてコン
デンサＣ₂から負荷Ｚ₁に給電する。その後、スイッチ
ング素子Ｓ₃₂，Ｓ₃₃，Ｓ₃₄，Ｓ₃₅，Ｓ₃₉をオフにすると
ともにスイッチング素子Ｓ₃₁，Ｓ₃₉をオンにしてコンデ
ンサＣ₂の両端電圧と整流回路ＲＥの出力電圧とを加算
してコンデンサＣ₁に印加する。次に、スイッチング素
子Ｓ₃₁をオフにするとともにスイッチング素子Ｓ₃₈をオ
ンにしてコンデンサＣ₁から負荷Ｚ₂に給電するのであ
る。スイッチング素子Ｓ₃₁〜Ｓ₃₉について以上の４動作
を繰り返すことによって、コンデンサＣ₂への充電、コ
ンデンサＣ₂から負荷Ｚ₁への給電、コンデンサＣ₁の
充電、コンデンサＣ₁から負荷Ｚ₂への給電の４状態を
繰り返すのである。

【００５３】上述のような動作によって、期間αにおい
て、コンデンサＣ₁，Ｃ₂を相互に他方への充電電圧の
加算に利用しているから、一方のコンデンサＣ₁，Ｃ₂
の両端電圧が下がりすぎることがなく、負荷Ｚ₁，Ｚ₂
への供給電力の変動を少なくすることができるのであ
る。（実施例９）本実施例は実施例８と同様に２個の負荷Ｚ
₁，Ｚ₂に交互に給電するようにしたものであって、図
１６に示す構成を有する。すなわち、２個のコンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂にそれぞれ２個ずつのスイッチング素子
Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃，Ｓ₄₄を直列接続するとともに両直列
回路を互いに並列接続し、この並列回路をスイッチング
素子Ｓ₄₅を介して整流回路ＲＥに接続してある。また、
各負荷Ｚ₁，Ｚ₂にそれぞれスイッチング素子Ｓ₄₆，Ｓ
₄₇を直列接続し、各直列回路を各コンデンサＣ₁，Ｃ₂
とスイッチング素子Ｓ₄₁，Ｓ₄₂との各直列回路にそれぞ
れ並列接続し、さらに、各負荷Ｚ₁，Ｚ₂にそれぞれス
イッチング素子Ｓ₄₈，Ｓ₄₉を直列接続し、各直列回路を
各スイッチング素子Ｓ₄₃，Ｓ₄₄に並列接続した構成を有
する。

【００５４】上記構成では、すべてのスイッチング素子
Ｓ₄₁〜Ｓ₄₉をオフにした状態から、スイッチング素子Ｓ
₄₁，Ｓ₄₅，Ｓ₄₈をオンにし、整流回路ＲＥからコンデン
サＣ ₁を通して負荷Ｚ₁に給電し、同時に、スイッチン
グ素子Ｓ₄₃，Ｓ₄₉をオンにしてコンデンサＣ₂を通して
負荷Ｚ₂に給電する。このときに、コンデンサＣ₁，Ｃ
₂にはともに充電されることになる。

【００５５】次に、スイッチング素子Ｓ₄₅をオフにして
整流回路ＲＥからコンデンサＣ₁，Ｃ₂への充電を停止
した状態で、スイッチング素子Ｓ₄₃，Ｓ₄₈，Ｓ₄₉をオフ
にするとともにスイッチング素子Ｓ₄₆をオンにすれば、
負荷Ｚ₁に対してコンデンサＣ₁から給電される。ここ
で、負荷Ｚ₁への通電方向はコンデンサＣ₁の充電時と
は逆向きになる。また、スイッチング素子Ｓ₄₃，Ｓ₄₈，
Ｓ₄₉をオフにするとともにスイッチング素子Ｓ₄₂，
Ｓ₄₄，Ｓ₄₇をオンにすればコンデンサＣ₁から負荷Ｚ₂
に給電することができる。この場合も、負荷Ｚ₂の通電
方向はコンデンサＣ ₂の充電時とは逆向きになる。

【００５６】スイッチング素子Ｓ₄₅をオフにした状態で
コンデンサＣ₂から負荷Ｚ₁に給電する場合には、スイ
ッチング素子Ｓ₄₁，Ｓ₄₈，Ｓ₄₉をオフにするとともにス
イッチング素子Ｓ₄₂，Ｓ₄₄，Ｓ₄₆をオンにすればよい。
また、コンデンサＣ₂から負荷Ｚ₂に給電する場合に
は、スイッチング素子Ｓ₄₁，Ｓ₄₈，Ｓ₄₉をオフにすると
ともにスイッチング素子Ｓ₄₇をオンにすればよい。

【００５７】上述した４状態は少なくとも２状態を選択
すればよく、コンデンサＣ₁，Ｃ₂が交互に放電し、か
つ負荷Ｚ₁，Ｚ₂が交互に給電されるようにすればよ
い。たとえば、コンデンサＣ₁とコンデンサＣ₂とは同
時に充電し、各負荷Ｚ₁，Ｚ₂に逆向きに通電する際に
は、コンデンサＣ₁から一方の負荷Ｚ₁，Ｚ₂に給電す
る状態と、コンデンサＣ₂から他方の負荷Ｚ₁，Ｚ₂に
給電する状態とを交互に切り換え、再びコンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂に同時に充電すればよい。また、コンデンサ
Ｃ₁への充電後にコンデンサＣ₁から一方の負荷Ｚ₁，
Ｚ₂に給電し、次にコンデンサＣ₂への充電後にコンデ
ンサＣ₂から他方の負荷Ｚ₁，Ｚ₂に給電することも可
能である。あるいはまた、コンデンサＣ₁の充電後にコ
ンデンサＣ₁から各負荷Ｚ₁，Ｚ₂に順に給電し、その
後、コンデンサＣ₂を充電してコンデンサＣ₂から各負
荷Ｚ₁，Ｚ₂に順に給電してもよい。要するに、各負荷
Ｚ₁，Ｚ ₂に対して交番電流を供給することができるよ
うに制御すれば、どのようなタイミングでもよい。

【００５８】（実施例１０）本実施例も２個の負荷
Ｚ₁，Ｚ₂に給電するものであって、図１７に示すよう
に、スイッチトキャパシタＳＣは、２個のコンデンサＣ
₁，Ｃ₂を備えている。各コンデンサＣ₁，Ｃ₂にはそ
れぞれスイッチング素子Ｓ₅₁，Ｓ₅₂が直列接続され両直
列回路は並列接続される。また、スイッチング素子Ｓ₅₁
にはスイッチング素子Ｓ₅₃が直列接続され、この直列回
路は整流回路ＲＥの出力端間に接続される。また、負荷
Ｚ₁の両端にはそれぞれスイッチング素子Ｓ₅₄，Ｓ₅₅と
が直列接続され、この直列回路は整流回路ＲＥの出力端
間に接続される。さらに、上記コンデンサＣ₁，Ｃ₂の
接続点と、負荷Ｚ₁とスイッチング素子Ｓ₅₅との接続点
との間には負荷Ｚ₂が接続される。この回路構成では負
荷Ｚ₂として交流を供給するものを用いる。

【００５９】上記構成では、すべてのスイッチング素子
Ｓ₅₁〜Ｓ₅₅がオフである状態から、スイッチング素子Ｓ
₅₁，Ｓ₅₅をオンにすると、コンデンサＣ₁と負荷Ｚ₂と
を通して電流が流れ、コンデンサＣ₁が充電されると同
時に負荷Ｚ₂に給電される。また同時にスイッチング素
子Ｓ₅₄をオンにすることで負荷Ｚ₁にも給電する。次
に、スイッチング素子Ｓ₅₁をオフにするとともにスイッ
チング素子Ｓ₅₂をオンにすることで、コンデンサＣ₂を
充電する。このとき、負荷Ｚ₁，Ｚ₂への給電は継続し
ている。

【００６０】その後、スイッチング素子Ｓ₅₁，Ｓ₅₅をオ
フにするとともにスイッチング素子Ｓ₅₂，Ｓ₅₃，Ｓ₅₄を
オンにする。このとき、コンデンサＣ₁の両端電圧が整
流回路ＲＥの出力電圧に加算され、この加算電圧が両負
荷Ｚ₁，Ｚ₂の直列回路に印加されると同時にコンデン
サＣ₂に印加される。コンデンサＣ₁が放電するととも
にコンデンサＣ₂が充電されてコンデンサＣ₁の両端電
圧と整流回路ＲＥの出力電圧との加算電圧がコンデンサ
Ｃ₂の両端電圧以下になれば、コンデンサＣ₂からも負
荷Ｚ₁，Ｚ₂に給電される。このようにコンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂から負荷Ｚ₁，Ｚ₂に給電する状態では、負
荷Ｚ₂にはコンデンサＣ₁，Ｃ₂の充電時とは逆向きの
電流が流れる。したがって、負荷Ｚ₁には直流用のもの
を用い、負荷Ｚ₂には交流用のものを用いることができ
る。

【００６１】上述したように、本実施例の構成では、複
数の負荷Ｚ₁，Ｚ₂に電力を供給するとともに直流用の
負荷Ｚ₁と交流用の負荷Ｚ₂とを併用することができる
のである。また、負荷Ｚ₁，Ｚ₂への印加電圧を降圧す
る際の分圧を負荷Ｚ₁，Ｚ₂を利用して行なっているか
ら、抵抗成分を用いる場合のような不要な発熱が生じな
いのである。

【００６２】（実施例１１）本実施例では、図１８に示
すように、２つの負荷Ｚ_a，Ｚ_bについて各負荷ごとに
スイッチトキャパシタＳＣ_a，ＳＣ_bを設けたものであ
って、各スイッチトキャパシタＳＣ_a，ＳＣ_bは、１個
ずつのコンデンサＣ_1a，Ｃ_1bを備え、整流回路ＲＥの出
力端に並列に接続される。コンデンサＣ_1a，Ｃ_1bは、ス
イッチング素子Ｓ_1a，Ｓ_1bと直列接続される。また、コ
ンデンサＣ_1a，Ｃ_1bには負荷Ｚ_a，Ｚ _bとスイッチング
素子Ｓ_2a，Ｓ_2bとの直列回路が並列接続される。さら
に、負荷Ｚ_a，Ｚ_bにはスイッチング素子Ｓ_3a，Ｓ_3bが
直列接続され、この直列回路はコンデンサＣ_1a，Ｃ_1bと
スイッチング素子Ｓ_1a，Ｓ_1bとの直列回路に並列接続さ
れる。上記スイッチング素子Ｓ_1a，Ｓ_1bにはスイッチン
グ素子Ｓ_4a，Ｓ_4bが直列接続されて、この直列回路は整
流回路ＲＥの出力端間に接続され、スイッチング素子Ｓ
_4a，Ｓ_4bにはコンデンサＣ_1a，Ｃ_1bとスイッチング素子
Ｓ_5a，Ｓ_5bとの直列回路が並列接続される。

【００６３】まず、期間βにおいては、すべてのスイッ
チング素子Ｓ_1a〜Ｓ_5bがオフである状態からスイッチン
グ素子Ｓ_1a，Ｓ_5aをオンにしてコンデンサＣ_1aを充電す
る。このとき、スイッチング素子Ｓ_1bをオフにしてお
き、コンデンサＣ_1bから負荷Ｚ ₂に給電する。次に、ス
イッチング素子Ｓ_1aをオフにし、スイッチング素子Ｓ_2a
をオンにすればコンデンサＣ_1aから負荷Ｚ₁に給電され
る。このときには、スイッチング素子Ｓ_1b，Ｓ_5bをオン
にしてコンデンサＣ_1bを充電する。このように、各スイ
ッチトキャパシタＳＣ_a,ＳＣ_bでは、整流回路ＲＥの出
力によるコンデンサＣ_1a，Ｃ_1bの充電と、コンデンサＣ
_1a，Ｃ_1bから負荷Ｚ_a，Ｚ_bへの給電とは交互に行なわ
れ、かつ互いに逆の動作を行なうことになる。このよう
な動作によって、期間βでは負荷Ｚ_a，Ｚ_bに交互に給
電し、かつコンデンサＣ_1a，Ｃ_1bの充電と負荷Ｚ_a，Ｚ
_bへの給電とを交互に繰り返すのである。

【００６４】一方、期間αにおいては、すべてのスイッ
チング素子Ｓ_1a〜Ｓ_5bがオフである状態からスイッチン
グ素子Ｓ_3a，Ｓ_4aをオンにして、コンデンサＣ_1aの両端
電圧と整流回路ＲＥの出力電圧との加算電圧を負荷Ｚ_a
に印加する。次に、スイッチング素子_3a，Ｓ_5aをオフに
し、スイッチング素子Ｓ_3b，Ｓ_5bをオンにすることで、
コンデンサＣ_1bの両端電圧と整流回路ＲＥの出力電圧と
の加算電圧を負荷Ｚ_bに印加する。このように、期間α
においては、各コンデンサＣ_1a，Ｃ_1bの両端電圧と整流
回路ＲＥの出力電圧との加算電圧を対応する各負荷
Ｚ_a，Ｚ_bに交互に供給するのである。

【００６５】以上のような動作によって、各負荷Ｚ_a，
Ｚ_bには交互に給電され、かつ各スイッチトキャパシタ
ＳＣ_a，ＳＣ_bは交互に動作するから、一方のスイッチ
トキャパシタＳＣ_a，ＳＣ_bへの入力電流が休止してい
る期間には他方のスイッチトキャパシタＳＣ_a，ＳＣ_b
に入力電流が流れることになり、結果的に交流電源ＡＣ
からの入力電流は連続的に流れることになる。また、期
間αにおいては、整流回路ＲＥの出力電圧にコンデンサ
Ｃ_1a，Ｃ_1bの両端電圧を加算しているから、負荷Ｚ_a，
Ｚ_bへの印加電圧の変動を抑制することができる。

【００６６】（実施例１２）本実施例を図１９に示す。
本実施例では負荷Ｚとして、フィラメントを有する放電
灯ＤＬと、放電灯ＤＬの２つのフィラメントの非電源側
の一端間に接続したスイッチング素子ＳＳとを用いてい
る。図１９の破線内の構成について説明すると、コンデ
ンサＣ_2a，Ｃ_2bの間にスイッチング素子Ｓ₆₈を挿入し、
スイッチング素子Ｓ₆₈とコンデンサＣ_2bとの直列回路に
スイッチング素子Ｓ₆₉を並列接続し、コンデンサＣ_2aの
一端をスイッチング素子Ｓ₆₂に接続してある。スイッチ
ング素子Ｓ₆₂とコンデンサＣ_2aとの接続点と、負荷Ｚと
スイッチング素子Ｓ₆₅との接続点との間にはスイッチン
グ素子Ｓ_67aが挿入され、スイッチング素子₆₈とコンデ
ンサＣ_2bとの接続点には、負荷Ｚとスイッチング素子Ｓ
₆₅との接続点との間にスイッチング素子Ｓ_67bが挿入さ
れるのである。スイッチング素子Ｓ₆₁〜Ｓ₆₇のオン・オ
フのタイミングは、入力電圧Ｖ_inがピーク電圧Ｖ_pから
基準電圧Ｖ_thに達するまでの期間β₂については時刻ｔ
₆において前半と後半とに分けて期間β₂₁と期間β₂₂と
に分けてある。したがって、本実施例では期間α，
β₁，β₂₁，β₂₂の４種類の制御が行なわれる。また、
期間αにおいてはクロック信号ＣＬのＬレベルの期間だ
けではなくＨレベルの期間にも負荷Ｚへの給電が行なわ
れる。ここで、時刻ｔ₆は入力電圧Ｖ_inがコンデンサＣ
_2a，Ｃ_2bの直列回路の両端電圧に等しくなる時刻であ
る。

【００６７】期間β₁，β₂₁，β₂₂では、図２０（ｂ）
のようにスイッチング素子Ｓ₆₃，Ｓ ₆₅はオンに保たれ、
図２０（ｄ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₄，Ｓ_67a，
Ｓ₆₇ _bはオフに保たれる。期間β₁においては、図２０
（ｆ）（ｈ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₂，Ｓ₆₉はオ
フであって、コンデンサＣ_2a，Ｃ_2bの充放電はなく、ス
イッチング素子Ｓ₆₁がオンになってコンデンサＣ₁が充
電される状態と、スイッチング素子Ｓ₆₆がオンになって
整流回路ＲＥから負荷Ｚの給電される状態とが交互に繰
り返される。スイッチング素子Ｓ₆₁のオンは図２０
（ｌ）に示すクロック信号ＣＬの立ち上がりに同期し、
スイッチング素子Ｓ₆₆のオンはクロック信号ＣＬの立ち
下がりに同期している。また、各スイッチング素子
Ｓ₆₁，Ｓ₆₆のオン期間はクロック信号ＣＬのＨレベルの
期間またはＬレベルの期間に制限され、両スイッチング
素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₆が同時にオンにならないようにしてあ
る。

【００６８】一方、期間β₂₁では、図２０（ｊ）のよう
にスイッチング素子Ｓ₆₈がオンになるからコンデンサＣ
_2a，Ｃ_2bが直列接続され、図２０（ｆ）のようにスイッ
チング素子Ｓ₆₂がオンになってコンデンサＣ_2a，Ｃ_2bの
直列回路に整流回路ＲＥの出力電圧が印加される状態
と、図２０（ｇ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₆がオン
になって負荷Ｚに整流回路ＲＥから給電される状態とが
交互に繰り返される。スイッチング素子Ｓ₆₂のオン期間
はクロック信号ＣＬの立ち上がりに同期して開始され、
スイッチング素子Ｓ₆₆のオン期間はクロック信号ＣＬの
立ち下がりに同期して開始される。また、スイッチング
素子Ｓ₆₂，Ｓ₆₆のオン期間は、クロック信号ＣＬのＨレ
ベルまたはＬレベルの期間内に制限される。

【００６９】さらに、期間β₂₂では、期間β₂₁に対して
図２０（ｈ）（ｊ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₈，Ｓ
₆₉のオン・オフを入れ換える。すなわち、スイッチング
素子Ｓ₆₈をオフにし、スイッチング素子Ｓ₆₉をオンにす
る。このことによって、スイッチング素子Ｓ₆₂のオン期
間にはコンデンサＣ_2aにのみ整流回路ＲＥの出力電圧が
印加され、コンデンサＣ_2bは充放電されなくなる。すな
わち、コンデンサＣ_2bの端子電圧よりもコンデンサＣ_2a
の端子電圧のほうが高くなる。

【００７０】上述のようにして両コンデンサＣ_2a，Ｃ_2b
を充電した後、期間αでは図２０（ｂ）（ｅ）のよう
に、スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₃，Ｓ₆₅をオフにし、図
２０（ｄ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₄をオンにす
る。また、期間αでは図２０（ｈ）のようにスイッチン
グ素子Ｓ₆₉はオンに保たれ、図２０（ｊ）のようにスイ
ッチング素子Ｓ₆₈はオフに保たれる。ここで、図２０
（ｃ）（ｉ）のようにスイッチング素子Ｓ_67aとスイッ
チング素子Ｓ_67bとを交互にオン・オフさせ、かつスイ
ッチング素子Ｓ_67a，Ｓ_67bの一方がオンである期間に
スイッチング素子Ｓ₆₆をオンにすることで、各コンデン
サＣ_2a,Ｃ_2bから負荷Ｚに対して交互に給電することに
なる。ただし、図２０（ｋ）のように負荷Ｚに設けたス
イッチング素子ＳＳをスイッチング素子Ｓ_67bに同期さ
せてオンにすることで、コンデンサＣ_2bの放電電流はフ
ィラメントに予熱電流を流すようにしてある。さらに、
図２０（ｃ）（ｆ）に示すように、スイッチング素子Ｓ
_67aとスイッチング素子Ｓ₆₂とは交互にオン・オフさ
れ、コンデンサＣ_2aの充電と放電とが交互に行なわれる
ようにしてある。スイッチング素子Ｓ₆₂のオン期間では
コンデンサＣ₁の端子電圧と整流回路ＲＥの出力電圧と
の加算電圧がコンデンサＣ_2aに印加されるから、スイッ
チング素子Ｓ_67aがオンになってコンデンサＣ_2aから負
荷Ｚに給電されるときには負荷Ｚに対して入力電圧Ｖ_in
よりも高い電圧を印加することができる。

【００７１】上述した構成において、コンデンサＣ₁へ
の充電時には入力電圧Ｖ_inが高いほどスイッチング素子
Ｓ₆₁の１回当たりのオン期間を長くすることによって充
電電流を入力電圧Ｖ_inの上昇に伴って増加させ、入力電
流を電源電圧の絶対値の増加に伴って増加させるように
してある。また、コンデンサＣ_2a，Ｃ_2bの充電時も同様
であって期間β₂₁，β₂₂，αで入力電圧Ｖ_inが高いほど
スイッチング素子Ｓ₆₂のオン期間を長くしてある。一
方、負荷Ｚへの給電の際にはスイッチング素子Ｓ ₆₆のオ
ン期間を変化させ、期間β₁，β₂₁，β₂₂では入力電圧
Ｖ_inが高くなるほど１回当たりのオン期間を短くしてク
ロック信号ＣＬの１周期当たりの整流回路ＲＥから負荷
Ｚへの供給エネルギの変化を小さくしている。期間αで
は入力電圧Ｖ_inが低いほどスイッチング素子Ｓ₆₆の１回
当たりのオン期間を長くすることによってクロック信号
ＣＬの１周期当たりの負荷Ｚへの供給エネルギの変化を
小さくしている。

【００７２】本実施例では、上述した動作によって、入
力電流を電源電圧の絶対値に対応するように変化させる
ことができ、しかも期間β₁から期間β₂₁への移行時に
は整流回路ＲＥの出力端とコンデンサＣ_2aとの間にコン
デンサＣ_2bを挿入していることにより、入力電圧Ｖ_inと
コンデンサＣ_2a，Ｃ_2bの直列回路との電圧差を小さくす
ることができ、入力電流のピークを軽減することができ
る。すなわち、入力高調波を抑制することができるので
ある。また、期間β₂₁から期間β₂₂への移行によってコ
ンデンサＣ_2bを切り離すことにより、整流回路ＲＥから
コンデンサＣ_2aと負荷Ｚとにのみエネルギを供給するこ
とになり、このことでも入力電流歪を抑制することが可
能である。さらには、期間αにおいてコンデンサＣ_2bの
電荷を用いて放電灯ＤＬを予熱するから、整流回路ＲＥ
の出力電圧の谷部分での放電灯ＤＬの立ち消えを防止す
ることができる。

【００７３】（実施例１３）本実施例では、図２１に示
すように、１個の負荷Ｚに対してスイッチトキャパシタ
ＳＣ_i（ｉ＝１，２，……，ｎ）を複数個並列的に接
続し、各スイッチトキャパシタＳＣ_iの動作タイミング
をずらすようにしたものである。スイッチング素子
Ｓ₆₃，Ｓ₆₅，Ｓ₆₆は各スイッチトキャパシタＳＣ_iで共
用されている。したがって、本実施例のスイッチトキャ
パシタＳＣ_iは図２１の破線で囲んだ部分を基本構成と
した４端子〜の構成を有している。各スイッチトキ
ャパシタＳＣ_iの同種の端子〜は互いに共通接続さ
れる。

【００７４】各スイッチトキャパシタＳＣ_iは図２２
（ａ）に示すように、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thより
も低い期間α（時刻ｔ₃〜ｔ₅）と、入力電圧Ｖ_inが基
準電圧Ｖ_thを越えてからピーク電圧Ｖ_pに達するまでの
期間β₁（ｔ₁〜ｔ₂）と、入力電圧Ｖ_inがピーク電圧
Ｖ_pに達してから基準電圧Ｖ_thを横切るまでの期間β₂
（ｔ₂〜ｔ₃）との３種類の期間で異なる制御がなされ
る。期間β₁では、図２２（ｂ）のようにスイッチング
素子Ｓ₆₃，Ｓ₆₅がともにオンに保たれるとともに、図２
２（ｅ）（ｆ）のようにスイッチング素子Ｓ_62i，Ｓ
_64iがオフに保たれる。この間に、図２２（ｄ）のよう
にスイッチング素子Ｓ_61iして整流回路ＲＥからコンデ
ンサＣ₁₁に充電する状態と、図２２（ｇ）のようにスイ
ッチング素子Ｓ₆₆をオンにして整流回路ＲＥから負荷Ｚ
に給電する状態とを交互に繰り返す。ここで、スイッチ
ング素子Ｓ_61iのオン期間およびオン回数は、各スイッ
チトキャパシタＳＣ_iに設けたコンデンサＣ_1iの端子電
圧が、ｉの値が大きいほど高くなるように設定される。
すなわち、図２２では各スイッチング素子Ｓ_61iを同数
回ずつ続けてオンにし、入力電圧Ｖ_inが上昇するに従っ
てコンデンサＣ₁からコンデンサＣ_nに向かって順に充
電されるようにしている。また、コンデンサＣ_iの端子
電圧をｉの値が大きくなるほど高くなるようにするため
に、スイッチング素子Ｓ_61iのオン期間はｉの値が大き
くなるほど長く設定される。このようにして、期間β₁
の間にすべてのスイッチトキャパシタＳＣ_iのコンデン
サＣ_1iに充電されるようにしてある。各スイッチング素
子Ｓ_61iは図２２（ｈ）に示すクロック信号ＣＬの立ち
上がりでオンになり、スイッチング素子₆₆はクロック信
号ＣＬの立ち下がりでオンになるのであって、各スイッ
チング素子Ｓ_61iおよびスイッチング素子Ｓ₆₆のオン期
間は、クロック信号ＣＬの半周期内に制限されているか
ら、スイッチング素子Ｓ_61iとスイッチング素子Ｓ₆₆と
のオン期間は重複することがない。

【００７５】期間β₂では、図２２（ｄ）のようにスイ
ッチング素子Ｓ_61iをオフにし、図２２（ｅ）のように
スイッチング素子Ｓ_62iをオンにして整流回路ＲＥから
コンデンサＣ_2iを充電する状態と、図２２（ｇ）のよう
にスイッチング素子Ｓ₆₆をオンにして整流回路ＲＥから
負荷Ｚに給電する状態とを交互に繰り返す。ここでも、
コンデンサＣ_2iのうちｉの値の大きいものほど端子電圧
が高くなるように、スイッチング素子Ｓ_62iのオン期間
やオン回数が設定される。ここでは、各スイッチング素
子Ｓ_62iを同数回ずつ続けてオンにし、かつ入力電圧Ｖ
_inが下がるに従ってコンデンサＣ_2nからコンデンサＣ₂₁
に向かって順に充電するとともに、１回当たりのオン期
間を順に短くしてある。また、スイッチング素子Ｓ_62i
のオン期間と、スイッチング素子Ｓ₆₆のオン期間とは重
複しないようにクロック信号ＣＬに同期させてある。

【００７６】上述のようにして、期間β₁ではコンデン
サＣ_1iが充電され、期間β₂ではコンデンサＣ_2iが充電
されるのである。また、期間β₁，β₂では整流回路Ｒ
Ｅから負荷Ｚに給電されることになる。期間β₁，β₂
においては、入力電圧Ｖ_inが高いほどその時点で充電電
流が流れるスイッチング素子Ｓ_61i，Ｓ_62iのオン期間
を長くしているから、結果的に入力電流は入力電圧に応
じて変化することになり、入力力率が向上するのであ
る。

【００７７】次に期間αでは、図２２（ｂ）のようにス
イッチング素子Ｓ₆₃，Ｓ₆₅はオフに保たれ、また図２２
（ｄ）のようにスイッチング素子Ｓ_61iもオフに保たれ
る。この間に、図２２（ｅ）（ｆ）のように、スイッチ
ング素子Ｓ_62i，Ｓ_64iを同時にオンにして、コンデン
サＣ_1iの両端電圧と整流回路ＲＥの出力電圧との加算電
圧をコンデンサＣ_2iに印加する状態と、図２２（ｃ）
（ｇ）のように、スイッチング素子Ｓ_67iとスイッチン
グ素子Ｓ₆₆を同時にオンにしてコンデンサＣ_2iから負荷
Ｚに給電する状態とを交互に繰り返すのである。コンデ
ンサＣ_2iの充電開始とコンデンサＣ_2iから負荷Ｚへの給
電とはクロック信号ＣＬに同期して行なわれ、充電はク
ロック信号ＣＬの立ち上がりに同期し、放電は立ち下が
りに同期する。また、１回当たりの充電および放電はク
ロック信号の半周期内に設定され、充電と放電とが同時
に起こらないようにしてある。また、各スイッチトキャ
パシタＳＣ_iではｉの値の大きいほうに向かって順にコ
ンデンサＣ_62iが充電され、入力電圧Ｖ_inが０Ｖに達す
ると、今度は逆にｉの値の小さいほうに向かって順にコ
ンデンサＣ_62iが充電される。しかも、コンデンサＣ
_62iの充電時間は入力電圧Ｖ_inが低いほど短くなるよう
に設定してある。これによって、整流回路ＲＥの出力電
流（すなわち、交流電源ＡＣからの入力電流）は、入力
電圧Ｖ_inとともに増減することになり、入力力率が高く
なるのである。

【００７８】また、上述した負荷Ｚへの給電時には、い
ずれの期間α，β₁，β₂においても入力電圧Ｖ_inが高
いほど１回当たりの給電時間を短くすることによって、
負荷Ｚへの給電量がほぼ一定にしてある。本実施例で
は、複数個のスイッチトキャパシタＳＣ_iを用いて期間
β₁，β₂では各スイッチトキャパシタＳＣ_iごとにコ
ンデンサＣ_1i，Ｃ_2iの端子電圧を変えているのであり、
期間αでは整流回路ＲＥからの入力電圧Ｖ_inと各時点で
負荷Ｚに印加されている電圧との差に近い端子電圧に充
電されたコンデンサＣ_2iから負荷Ｚに給電することで、
１つのスイッチトキャパシタのみで負荷Ｚに給電する場
合よりも入力電流の歪を低減することが可能になる。ま
た、各スイッチトキャパシタＳＣ_iでは短期間ずつ充放
電を行なうから、コンデンサＣ_1iとコンデンサＣ_2iとの
充放電の電圧差が小さくなり、各コンデンサＣ_1i，Ｃ_2i
の充電電流による入力電流のピーク値を抑制することも
可能になる。

【００７９】（実施例１４）本実施例は、図２３に示す
ように、整流回路ＲＥの出力電圧を２個の抵抗Ｒ₁，Ｒ
₂により分圧し、分圧した電圧が各期間α，β₁，β₂
においてそれぞれ規定されている範囲を逸脱すると、異
常として制御回路１によりスイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂
のオン期間を制御するようにしたものである。すなわ
ち、コンデンサＣ₁を充電する期間β₁ではスイッチン
グ素子Ｓ₆₁のオン期間を制御し、コンデンサＣ₂を充電
する期間α，β₂ではスイッチング素子Ｓ₆₂のオン期間
を制御するのである。

【００８０】たとえば、図２４（ａ）のように期間β₁
で入力電圧Ｖ_inが瞬間的に低下したときに、通常時より
もスイッチング素子Ｓ₆₁のオン期間を延長することで
（図２４（ｄ）の破線が通常時、実線が延長した結
果）、期間β₁の終了時のコンデンサＣ₁の端子電圧を
入力電圧Ｖ_inの低下のない場合と同程度の電圧に保つの
である。ここで、コンデンサＣ₁の充電はスイッチング
素子Ｓ₆₁のオン期間にのみ行なわれるから、入力電圧Ｖ
_inは図２４（ｇ）に示すクロック信号ＣＬに同期させて
検出し、スイッチング素子Ｓ₆₁のオン期間で電圧低下が
検出されたときのみオン期間が延長される。

【００８１】また、図２４（ａ）のように期間β₂で入
力電圧Ｖ_inが瞬間的に上昇したときには、コンデンサＣ
₂を充電する際にオンになるスイッチングＳ₆₂のオン期
間を短縮することによって（図２４（ｅ）の破線が通常
時、実線が短縮した結果）、コンデンサＣ₂の端子電圧
の上昇を抑制し、期間β₂の終了時点でのコンデンサＣ
₂の端子電圧を入力電圧Ｖ_inの上昇のない場合と同程度
に保つのである。入力電圧Ｖ_inの上昇の検出についても
低下の検出と同様に、スイッチング素子Ｓ₆₂のオン期間
における電圧低下を検出すればよいのである。

【００８２】他のスイッチング素子Ｓ₆₃，Ｓ₆₅は図２４
（ｂ）のように期間β₁，β₂でオン、期間αでオフと
なり、スイッチング素子Ｓ₆₄，Ｓ₆₇は図２４（ｃ）のよ
うに期間β₁，β₂でオフ、期間αでオンとなる。スイ
ッチング素子Ｓ₆₆は図２４（ｆ）のようにクロック信号
ＣＬの立ち下がり毎にオンになる。さらに、スイッチン
グ素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂のオン期間は入力電流が電圧に伴って
変化するように制御され、スイッチング素子Ｓ₆₆のオン
期間は負荷Ｚへの供給電力がほぼ一定になるように制御
される。

【００８３】上述したように、入力電圧Ｖ_inがスイッチ
ング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂のオン期間において通常時よりも上
昇すればオン期間を短縮し、入力電圧Ｖ_inが低下すれば
オン期間を延長することによって、各スイッチング素子
Ｓ₆₁，Ｓ₆₂を通して充電されるコンデンサＣ₁，Ｃ₂の
端子電圧を通常時とほぼ同程度に保つことができるので
あって、入力電圧Ｖ_inの変動があっても負荷Ｚへの供給
電力をほぼ安定に保つことができるのである。

【００８４】（実施例１５）上述した各実施例では、入
力電圧Ｖ_inに対して１つの基準電圧Ｖ_thを設定し、基準
電圧Ｖ_thと入力電圧Ｖ_inの大小関係に応じてスイッチト
キャパシタのスイッチング素子を制御していたが、本実
施例では図２６に示すように、２つの基準電圧Ｖ_th1，
Ｖ_th2（Ｖ_th1＜Ｖ_th2）を設定し各基準電圧Ｖ_th1，
Ｖ_th2と入力電圧Ｖ_inとの大小関係に応じてスイッチン
グ素子を制御する例を示す。すなわち、基準電圧Ｖ_th2
は上述した各実施例の基準電圧Ｖ_thとほぼ同様の役割を
持つのであって、上述した各実施例との比較を容易にす
るために、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_th2よりも低い期
間であって基準電圧Ｖ_th1よりも高い期間をαとし、基
準電圧Ｖ_th2よりも高い期間をβとする。また、入力電
圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_th1よりも低い期間をγとする。こ
のように入力電圧Ｖ_inの電圧波形の高低によって３種類
の期間に分けてスイッチング素子を制御する。

【００８５】また、本実施例は、図２５に示すように、
２個のコンデンサＣ₇，Ｃ₈にそれぞれスイッチング素
子Ｓ₇₁，Ｓ₇₂を直列接続し、コンデンサＣ₇とスイッチ
ング素子Ｓ₇₁との直列回路に対して、スイッチング素子
Ｓ₇₃，Ｓ₇₄の直列回路と、スイッチング素子Ｓ₇₅，Ｓ₇₆
の直列回路とを並列接続し、さらに負荷Ｚとスイッチン
グ素子Ｓ₇₇との直列回路をコンデンサＣ₈とスイッチン
グ素子Ｓ₇₂との直列回路に並列接続し、かつスイッチン
グ素子Ｓ₇₃，Ｓ₇₅，Ｓ₇₇と負荷Ｚとの直列回路を整流回
路ＲＥの出力端間に接続した構成を有する。

【００８６】各スイッチング素子Ｓ₇₁〜Ｓ₇₇は以下のタ
イミングでオン・オフされる。まず期間βでは、スイッ
チング素子Ｓ₇₁，Ｓ₇₃，Ｓ₇₆をオンに保ち、スイッチン
グ素子Ｓ₇₄，Ｓ₇₅をオフに保つ。この状態では、図２５
におけるコンデンサＣ₇の上側の電極が整流回路ＲＥの
正出力端に接続される。ここで、スイッチング素子
Ｓ ₇₂，Ｓ₇₇を交互にオン・オフさせることによって、ス
イッチング素子Ｓ₇₂のオン期間にはコンデンサＣ₇とコ
ンデンサＣ₈との直列回路が整流回路ＲＥの出力端間に
接続され、スイッチング素子Ｓ₇₇のオン期間にはコンデ
ンサＣ₇と負荷Ｚとの直列回路が整流回路ＲＥの出力端
間に接続されるようにする。また、期間βまでにコンデ
ンサＣ₇は十分に放電されているものとする。この場合
には、整流回路ＲＥからコンデンサＣ₈への充電経路お
よび負荷Ｚへの給電経路にコンデンサＣ₇が挿入される
ことによって、入力電圧Ｖ_inに対してコンデンサＣ₇の
端子電圧分だけ低い電圧がコンデンサＣ₈および負荷Ｚ
に印加されることになる。

【００８７】一方、期間αでは、スイッチング素子
Ｓ₇₁，Ｓ₇₄，Ｓ₇₅をオンに保つとともに、スイッチング
素子Ｓ₇₃，Ｓ₇₆をオフに保つ。この状態では、図２５に
おけるコンデンサＣ₇の下側の電極が整流回路の正出力
端に接続される。ここで、スイッチング素子Ｓ₇₂とスイ
ッチング素子Ｓ₇₇とを交互にオン・オフさせることによ
って、スイッチング素子Ｓ₇₂のオン期間にはコンデンサ
Ｃ₇とコンデンサＣ₈との直列回路が整流回路ＲＥの出
力端間に接続され、スイッチング素子Ｓ₈のオン期間に
はコンデンサＣ₇と負荷Ｚとの直列回路が整流回路ＲＥ
の出力端間に接続されることになる。ただし、コンデン
サＣ₇は期間βにおいて充電されているから、この期間
αではコンデンサＣ₈および負荷Ｚへの印加電圧は、入
力電圧Ｖ_inに対してコンデンサＣ₇の端子電圧を加算し
た電圧となって、入力電圧Ｖ_inよりも高くなる。

【００８８】上述したように、期間αと期間βとではコ
ンデンサＣ₇の接続極性のみを逆転させるのであって、
コンデンサＣ₈および負荷Ｚへの印加電圧が、期間βで
は入力電圧Ｖ_inよりも低くなったのに対して期間αでは
入力電圧Ｖ_inよりも高くなり、結果的に負荷Ｚへの印加
電圧が平均化されることになる。次に、期間γでは、ス
イッチング素子Ｓ₇₂，Ｓ₇₄，Ｓ₇₅，Ｓ₇₇がオン、スイッ
チング素子Ｓ₇₁，Ｓ₇₃，Ｓ₇₆がオフになる。このとき、
コンデンサＣ₇は充放電を停止し、コンデンサＣ₈から
負荷Ｚに給電されることになる。すなわち、期間αにお
いて入力電圧Ｖ_inよりも高い電圧で充電されていたコン
デンサＣ₈から負荷Ｚに給電することで、負荷Ｚへの印
加電圧の変動を抑制することができるのである。上述の
各スイッチング素子Ｓ₇₁〜Ｓ₇₇の動作タイミングをまと
めると表３のようになる。

【００８９】

【表３】

【００９０】上記動作によって、整流回路ＲＥの出力電
圧の１周期の期間における負荷Ｚへの印加電圧の変動を
少なくすることができるのである。また、各期間α，β
でのスイッチング素子Ｓ₇₁〜Ｓ₇₇のオン・オフを切り換
えるタイミングはクロック信号ＣＬに同期させるのはも
ちろんのことである。（実施例１６）本実施例は、負荷Ｚとして蛍光灯のよう
にフィラメントを有する放電灯ＤＬとフィラメントの非
電源側の一端間に接続したスイッチング素子ＳＳとを用
いる例であって、入力電圧Ｖ_inの１周期ごとにフィラメ
ントを予熱するようにした構成を示す。すなわち、図２
７に示すように、２個のコンデンサＣ₇，Ｃ₈を備え、
コンデンサＣ₇の両端にはスイッチング素子Ｓ₈₁，Ｓ₈₂
がそれぞれ接続され、コンデンサＣ₈にはスイッチング
素子Ｓ₈₃が直列接続され、さらに、負荷Ｚにもスイッチ
ング素子Ｓ₈₄が直列接続されて、各直列回路が互いに並
列接続される。この並列回路はスイッチング素子Ｓ₈₅を
介して整流回路ＲＥの出力端間に接続され、コンデンサ
Ｃ₇とスイッチング素子Ｓ₈₁，Ｓ₈₅との直列回路にはス
イッチング素子Ｓ₈₆が並列接続される。

【００９１】各スイッチング素子Ｓ₈₁〜Ｓ₈₆，ＳＳのオ
ン・オフのタイミングは、実施例１５と同様に、２つの
基準電圧Ｖ_th1，Ｖ_th2と入力電圧Ｖ_inとの大小関係に
基づいて制御される。すなわち、期間βでは、スイッチ
ング素子Ｓ₈₂，Ｓ₈₅をオンに保ち、スイッチング素子Ｓ
₈₃，Ｓ₈₆をオフに保つ。また、スイッチング素子Ｓ₈₁と
スイッチング素子Ｓ₈₄とを交互にオン・オフさせる。ス
イッチング素子Ｓ₈₁がオンであれば、整流回路ＲＥの出
力端間にコンデンサＣ₇が接続され、スイッチング素子
Ｓ₈₄がオンであれば整流回路ＲＥから負荷Ｚに給電され
る。ここで、コンデンサＣ₇が期間βの開始時点までに
十分に放電されていれば、整流回路ＲＥの出力によって
コンデンサＣ₇が充電される。コンデンサＣ₇への充電
時には図２７における上側の電極が整流回路ＲＥの正出
力端に接続される。

【００９２】一方、期間αでは、スイッチング素子
Ｓ₈₃，Ｓ₈₆がオンに保たれ、スイッチング素子Ｓ₈₂，Ｓ
₈₅がオフに保たれる。また、期間βと同様にスイッチン
グ素子Ｓ ₈₁とスイッチング素子Ｓ₈₄とを交互にオン・オ
フさせる。スイッチング素子Ｓ₈₁がオンであれば、整流
回路ＲＥの出力端間にコンデンサＣ₇が接続されるが、
このときには図２７の下側の電極が整流回路ＲＥの正出
力端に接続されるから、入力電圧Ｖ_inにコンデンサＣ₇
の端子電圧が加算され、この加算電圧がコンデンサＣ₈
に印加される。また、スイッチング素子Ｓ₈₄がオンにな
れば、コンデンサＣ ₈から負荷Ｚに給電されるのであ
る。すなわち、コンデンサＣ₈の充電と負荷Ｚへの給電
が交互に行なわれる。ここで、期間αでは入力電圧Ｖ_in
は期間βよりも低いが、コンデンサＣ₇の端子電圧を入
力電圧Ｖ_inに加算して負荷Ｚへの印加電圧を期間βと同
程度に保つことができるのである。

【００９３】期間γにおいては、スイッチング素子
Ｓ₈₂，Ｓ₈₄をオンにし、スイッチング素子Ｓ₈₁，Ｓ₈₆を
オフに保つ。この状態で、スイッチング素子Ｓ₈₃，Ｓ₈₅
を交互にオン・オフさせる。また、スイッチング素子Ｓ
₈₅のオン期間には、スイッチング素子ＳＳを同時にオン
にする。なお、スイッチング素子ＳＳはこれ以外の期間
にはオフになる。スイッチング素子Ｓ₈₅がスイッチング
素子ＳＳとともにオンになれば、整流回路ＲＥから放電
灯ＤＬのフィラメントに給電されて放電灯ＤＬが予熱さ
れることになる。このときに、負荷Ｚは抵抗負荷とみな
せるから、入力電流は入力電圧Ｖ_inに比例することにな
る。一方、スイッチング素子Ｓ₈₃がオンになれば、コン
デンサＣ₂から負荷Ｚに給電されて放電灯ＤＬを点灯状
態に保つことになる。上記動作をまとめると表４のよう
になる。なお、表４において予熱を行なうのはパターン
１になる。

【００９４】

【表４】

【００９５】本実施例の構成では、入力電圧Ｖ_inが低く
入力電圧Ｖ_inにコンデンサＣ₇の端子電圧を加算した電
圧でもコンデンサＣ₈の端子電圧に達しないためにコン
デンサＣ₈に充電電流を流すのが難しいような場合で
も、整流回路ＲＥから放電灯ＤＬのフィラメントに予熱
電流を流すことで、入力電圧Ｖ_inが０Ｖ付近になっても
入力電流を流すことができて、入力高調波を抑制するこ
とができる。また、入力電圧Ｖ_inの１周期毎に予熱を行
なうから、放電灯ＤＬを調光点灯させる場合に点灯の維
持が容易になるのである。本実施例における各スイッチ
ング素子Ｓ₈₁〜Ｓ ₈₆，ＳＳのオン・オフのタイミングも
クロック信号ＣＬに同期させるのはもちろんのことであ
る。

【００９６】（実施例１７）本実施例も負荷Ｚとして放
電灯ＤＬを用いるものであって、図２８に示すように、
コンデンサＣ₇とスイッチング素子Ｓ₈₂との接続点と、
コンデンサＣ₈とスイッチング素子₈₃との接続点との間
に、スイッチング素子Ｓ₈₉を挿入した構成を有する。各
スイッチング素子Ｓ₈₁〜Ｓ₈₉のオン・オフの制御につい
ては、基準電圧Ｖ_thと入力電圧Ｖ_inとの大小関係によっ
て期間αと期間βとに分ける。両期間α，βにおいて、
スイッチング素子Ｓ₄₉はオフに保たれる。ところで、本
実施例では放電灯ＤＬの始動前に予熱期間を設けてい
る。以下では主として予熱期間におけるスイッチング素
子Ｓ₈₁〜Ｓ₈₉の動作を説明する。

【００９７】予熱期間では、スイッチング素子Ｓ₈₁はオ
ンに保たれ、スイッチング素子Ｓ₈₂，Ｓ₈₃，Ｓ₈₆はオフ
に保たれる。また、スイッチング素子Ｓ₈₅，Ｓ₈₉がオン
でスイッチング素子Ｓ₈₄，Ｓ₈₇，Ｄ₈₈がオフの状態と、
オン・オフが逆転する状態とが交互に繰り返される。ス
イッチング素子Ｓ₈₅，Ｓ₈₉がオンのときにはコンデンサ
Ｃ₇とコンデンサＣ₈とが直列接続され、この直列回路
が整流回路ＲＥの出力端間に接続される。したがって、
両コンデンサＣ₇，Ｃ₈の容量が等しいとすれば、各コ
ンデンサＣ₇，Ｃ₈の端子電圧は入力電圧Ｖ_inの半分に
なる。次に、スイッチング素子Ｓ₈₄，Ｓ₈₇，Ｄ₈₈がオン
になれば、各コンデンサＣ₇，Ｃ₈から各フィラメント
に予熱電流が流れるのである。ここで、本実施例では入
力電圧Ｖ _inの１周期ごとに予熱を行なうのではなく、別
に予熱期間を設けている。予熱期間に両コンデンサ
Ｃ₇，Ｃ₈を直列接続して充電することにより、各コン
デンサＣ₇，Ｃ₈への印加電圧を入力電圧Ｖ_inの約２分
の１にしているのであり、予熱電流を流す際にフィラメ
ントに印加される電圧も入力電圧Ｖ_inの半分になって、
フィラメントへのストレスを軽減することができるので
ある。各スイッチング素子Ｓ₈₁〜Ｓ₈₉のオン・オフの制
御状態をまとめると、表５のようになる。

【００９８】

【表５】

【００９９】（実施例１８）本実施例は、実施例１７の
ように予熱期間を設けるとともに始動期間を設け、負荷
Ｚとしての放電灯ＤＬの始動性を高める例を示す。した
がって、図２９に示すように、基本的な構成は、図２８
に示した実施例１７の回路構成に始動回路を結合した構
成になる。ただし、実施例１７では図示した放電灯ＤＬ
の上側のフィラメントに対してコンデンサＣ₇から予熱
電流を流していたが、本実施例では上側のフィラメント
に対してコンデンサＣ₈から予熱電流を流している点が
相違する。すなわち、予熱電流を上述のように流すため
に、コンデンサＣ₈とスイッチング素子Ｓ₉₀との接続点
と図２９の上側のフィラメントの一端との間にスイッチ
ング素子Ｓ₉₂を挿入し、コンデンサＣ₇とスイッチング
素子Ｓ₈₁との接続点と下側のフィラメントの一端との間
にスイッチング素子Ｓ₉₃を挿入してある。

【０１００】各スイッチング素子Ｓ₈₁〜Ｓ₈₆，Ｓ₉₀〜Ｓ
₉₃のオン・オフのタイミングは次のように制御される。
期間αおよび期間βでは、新たに追加したスイッチング
素子Ｓ₉₂，Ｓ₉₃をオフに保つ（本実施例に示した表６を
参照）。そこで、予熱期間および始動期間における動作
を説明する。予熱期間では、スイッチング素子Ｓ₈₂，Ｓ
₈₃をオンに保ち、スイッチング素子Ｓ₈₆，Ｓ₉₁をオフに
保つ。また、スイッチング素子Ｓ₈₁，Ｓ₈₅，Ｓ₉₀をオン
にするとともにスイッチング素子Ｓ₈₄，Ｓ₉₂，Ｓ₉₃をオ
フにする状態と、オン・オフを逆転した状態とを交互に
繰り返す。スイッチング素子Ｓ₈₁，Ｓ₈₅，Ｓ₉₀がオン
（パターン１）であるときには、コンデンサＣ₇，Ｃ₈
が並列接続され、この並列回路が整流回路ＲＥの出力端
間に接続されるから、両コンデンサＣ₇，Ｃ₈に入力電
圧Ｖ_inが印加される。ただし、充電時間はフィラメント
の仕様に応じて調節される。次に、スイッチング素子Ｓ
₈₄，Ｓ₉₂，Ｓ₉₃がオン（パターン２）になれば、コンデ
ンサＣ₇から図２９の下側のフィラメントに予熱電流が
流れ、コンデンサＣ₈から上側のフィラメントに予熱電
流が流れることになる。このような動作をフィラメント
が十分に予熱されるまで繰り返す。

【０１０１】このようにしてフィラメントが十分に予熱
されると、始動期間に移行し、予熱期間のパターン１の
動作によってコンデンサＣ₇，Ｃ₈を入力電圧Ｖ_inのピ
ーク電圧Ｖ_pまで充電した後に、スイッチング素子
Ｓ₈₃，Ｓ₈₄，Ｓ₈₆，Ｓ₉₁をオンにする動作に移行する。
このとき、コンデンサＣ₇，Ｃ₈が直列接続され、放電
灯ＤＬには入力電圧Ｖ_inとコンデンサＣ₇，Ｃ₈の両端
電圧との加算電圧が印加されることになる。すなわち、
入力電圧Ｖ_inのピーク電圧Ｖ_pの３倍近い電圧を放電灯
ＤＬに印加して始動させることができるのである。以上
の制御をまとめると表６のようになる。

【０１０２】

【表６】

【０１０３】ところで、本実施例において負荷Ｚの有無
を検出する手段を別に設け（たとえば、負荷Ｚに流れる
電流の有無を検出する）、無負荷が検出されると予熱し
てから再始動するような制御を行なうこともできる。こ
の場合には、無負荷を検出したときに各スイッチング素
子Ｓ₈₁〜Ｓ₈₆，Ｓ₉₀〜Ｓ₉₃のオン・オフをパターン１の
制御状態としてコンデンサＣ₇，Ｃ₈を充電しておき、
次に負荷Ｚが接続されたことが検出されると、ただちに
パターン２に移行して負荷Ｚを予熱するようにすればよ
い。その後、始動期間に移行して再始動されるのであ
る。このように、無負荷状態でコンデンサＣ₇，Ｃ₈を
充電しておけば、負荷Ｚが接続されるとすぐに予熱状態
に移行できるのである。

【０１０４】以上説明したように、基本構成に数個のス
イッチング素子を付加し、スイッチング素子のオン・オ
フのタイミングを適宜設定すれば、予熱や始動の制御が
可能になるのである。また、負荷Ｚの有無を検出すれ
ば、再始動のための予熱も可能になる。（実施例１９）本実施例は、負荷Ｚとして交流により駆
動されるものを用いる例であって、図３０に示すよう
に、スイッチトキャパシタＳＣの出力を、４個のスイッ
チング素子Ｓ₁₀₁〜Ｓ₁₀₄を備えるフルブリッジ方式の
インバータ回路で交流に変換し、インバータ回路から出
力された交流で負荷Ｚを駆動するのである。スイッチト
キャパシタＳＣは、２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂を備
え、各コンデンサＣ₁，Ｃ₂にはそれぞれスイッチング
素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂が直列接続され、両直列回路は並列接続
される。また、この並列回路はスイッチング素子Ｓ₆₃を
介して整流回路ＲＥの出力端間に接続され、コンデンサ
Ｃ₁とスイッチング素子Ｓ₆₃との直列回路にはスイッチ
ング素子Ｓ₆₄が並列接続される。各コンデンサＣ₁，Ｃ
₂には、それぞれスイッチング素子Ｓ_65a，Ｓ_65bを介
してインバータ回路が接続される。

【０１０５】インバータ回路は、フルブリッジ方式とし
て周知の構成を有し、スイッチング素子Ｓ₁₀₁，Ｓ₁₀₂
の直列回路と、スイッチング素子Ｓ₁₀₃，Ｓ₁₀₄の直列
回路とを並列接続し、この並列回路に直流電源を接続す
るとともに、直列接続されたスイッチング素子Ｓ₁₀₁，
Ｓ₁₀₂、Ｓ₁₀₃，Ｓ₁₀₄の接続点間に負荷Ｚを接続した
構成を有している。また、各スイッチング素子Ｓ₁₀₁〜
Ｓ₁₀₄は、負荷Ｚを挟んで直列接続されたもの同士がオ
ンになる期間に負荷Ｚに通電し、負荷Ｚに対して交互に
逆向きに電流が流れるように、オンにするスイッチング
素子Ｓ₁₀₁〜Ｓ ₁₀₄の組み合わせを変えるように制御さ
れる。具体的には、スイッチング素子Ｓ ₁₀₁，Ｓ₁₀₄を
同時にオンにすると図３０の左から右へ電流が流れ、ス
イッチング素子Ｓ₁₀₂，Ｓ₁₀₃を同時にすると右から左
へ電流が流れるのである。また、負荷Ｚを介さずに直列
接続されているスイッチング素子Ｓ₁₀₁とＳ₁₀₂、Ｓ
₁₀₃とＳ₁₀₄は同時にオンにならないように制御され
る。

【０１０６】本実施例におけるスイッチトキャパシタＳ
Ｃの各スイッチング素子Ｓ₆₁〜Ｓ₆₄，Ｓ_65a，Ｓ_65bの
オン・オフのタイミングは、入力電圧Ｖ_inと基準電圧Ｖ
_thとの大小関係により決定された２つの期間α，βで異
なるように設定されている。すなわち、入力電圧Ｖ_inが
基準電圧Ｖ_thよりも大きい山部の期間βでは、すべての
スイッチング素子Ｓ₆₁〜Ｓ₆₄，Ｓ_65a，Ｓ_65bがオフの
状態から、スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₃をオンにしてコ
ンデンサＣ₁を充電すると同時にスイッチング素子Ｓ
_65bをオンにしてコンデンサＣ₂からインバータ回路に
給電する。次に、スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ_65bをオフ
にし、スイッチング素子Ｓ₆₂，Ｓ_65aをオンにしてコン
デンサＣ₂を充電すると同時にコンデンサＣ₁からイン
バータ回路に給電する。このように、期間βではインバ
ータ回路に給電するコンデンサＣ₁，Ｃ₂を交互に切り
換えるのである。ここで、インバータ回路において負荷
Ｚに流れる電流を反転させるタイミングは、インバータ
回路に給電するコンデンサＣ ₁，Ｃ₂を切り換えるタイ
ミングと一致させてある。

【０１０７】一方、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも
低い期間αでは、すべてのスイッチング素子Ｓ₆₁〜
Ｓ₆₄，Ｓ_65a，Ｓ_65bがオフである状態からスイッチン
グ素子Ｓ ₆₂とスイッチング素子Ｓ₆₄とをオンにして入力
電圧Ｖ_inにコンデンサＣ₁の端子電圧を加算してコンデ
ンサＣ₂に印加する状態と、スイッチング素子Ｓ₆₂をオ
フにするとともにスイッチング素子Ｓ_65bをオンにして
コンデンサＣ₂からインバータ回路に給電する状態とを
交互に繰り返す。ここに、コンデンサＣ₂からインバー
タ回路への給電を行なうたびに、インバータ回路から負
荷Ｚに与える電流を反転させるようにする。

【０１０８】上述のような動作によって、インバータ回
路を用いて負荷Ｚを交流で駆動することが可能になり、
しかも、期間βでは２つのコンデンサＣ₁，Ｃ₂の充放
電を交互に行なって入力電流に休止期間が生じないよう
にし、かつ期間αでは入力電圧Ｖ_inにコンデンサＣ₁の
端子電圧を加算することでインバータ回路に印加する電
圧の変動を抑制することができるのである。

【０１０９】（実施例２０）実施例１９ではコンデンサ
Ｃ₁を期間βにおいてコンデンサＣ₂と交互に充放電さ
せているが、本実施例では、図３１に示すように、コン
デンサＣ₁を期間βにおいて充電専用に用い、期間βに
おいて交互に充放電するための２個のコンデンサＣ₃，
Ｃ₄を設けた構成を有する。

【０１１０】すなわち、各コンデンサＣ₁，Ｃ₃，Ｃ₄
には、それぞれスイッチング素子Ｓ ₆₁，Ｓ_62a，Ｓ_62b
が直列接続され、各直列回路は互いに並列接続されると
ともに、この並列回路はスイッチング素子Ｓ₆₃を介して
整流回路ＲＥの出力端間に接続される。また、コンデン
サＣ₁とスイッチング素子Ｓ₆₃との直列回路にはスイッ
チング素子Ｓ₆₄が並列接続される。このように本実施例
のスイッチトキャパシタＳＣは、コンデンサＣ₁，
Ｃ₃，Ｃ₄とスイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ_62a，Ｓ₆₂ _b，
Ｓ₆₃，Ｓ₆₄とにより構成される。インバータ回路におけ
るスイッチング素子Ｓ₁₀₁，Ｓ₁₀₂の直列回路はコンデ
ンサＣ₄に並列接続され、スイッチング素子Ｓ₁₀₃，Ｓ
₁₀₄の直列回路はコンデンサＣ₃に並列接続される。し
たがって、スイッチング素子Ｓ₁₀₁，Ｓ₁₀₃は共通に接
続されていないが、スイッチング素子Ｓ₁₀₁〜Ｓ₁₀₄に
よって実質的にはブリッジ回路を構成することになる。

【０１１１】各スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ_62a，
Ｓ_62b，Ｓ₆₃，Ｓ₆₄の動作タイミングは、以下のように
なる。まず、期間βではすべてのスイッチング素子
Ｓ₆₁，Ｓ_62a，Ｓ_62b，Ｓ₆₃，Ｓ₆₄がオフである状態か
ら、スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₃をオンにしてコンデン
サＣ₁を整流回路ＲＥの出力で充電する。また、スイッ
チング素子Ｓ_62aをオンにしてコンデンサＣ₃を充電す
ると同時に、インバータ回路のスイッチング素子
Ｓ₁₀₁，Ｓ₁₀₃をオンにしてコンデンサＣ₄から負荷Ｚ
に給電する状態と、スイッチング素子Ｓ_62bをオンにし
てコンデンサＣ₄を充電すると同時に、インバータ回路
のスイッチング素子Ｓ₁₀₃，Ｓ₁₀₂をオンにしてコンデ
ンサＣ₃から負荷Ｚに給電する状態とを交互に繰り返
す。このようにコンデンサＣ ₃，Ｃ₄を交互に充放電さ
せることによって、負荷Ｚに対して交流電力を供給する
ことができるのである。

【０１１２】一方、期間αでは、スイッチング素子
Ｓ₆₁，Ｓ₆₃をオフに保ち、スイッチング素子Ｓ₆₄をオン
にすることによって、入力電圧Ｖ_inにコンデンサＣ₁の
端子電圧を加算し、この加算電圧をコンデンサＣ₃，Ｃ
₄への印加電圧とする。要するに、期間βと同様に、コ
ンデンサＣ₃，Ｃ₄を交互に充放電させるのであって、
充電時には入力電圧Ｖ_inではなくコンデンサＣ₁の端子
電圧を入力電圧Ｖ_inに加算した電圧を印加する点が期間
βと相違するのである。

【０１１３】上述のような動作によって、負荷Ｚを交流
で駆動できるのはもちろんのこと、期間βにおいてコン
デンサＣ₁を充電専用に用いることで期間αでの放電に
備えて十分に充電しておくことができ、しかも実施例１
９に比較すると各スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ_62a，Ｓ
_62b，Ｓ₆₃，Ｓ₆₄が機能別に分離されていることになる
から制御が容易になるのである。

【０１１４】（実施例２１）本実施例では、図３２に示
すように、コンデンサＣの両端にはそれぞれスイッチン
グ素子Ｓ_a，Ｓ_bが直列接続され、この直列回路は整流
回路ＲＥの出力端間に接続される。また、整流回路ＲＥ
の出力端間にはスイッチング素子Ｓ_c，Ｓ_dの直列回路
も接続される。コンデンサＣとスイッチング素子Ｓ_bと
の直列回路にはスイッチング素子Ｓ_eが並列接続され、
コンデンサＣとスイッチング素子Ｓ_bとの接続点と、ス
イッチング素子Ｓ_c，Ｓ_d同士の接続点との間に負荷Ｚ
が接続される。

【０１１５】各スイッチング素子Ｓ_a〜Ｓ_eは次のよう
なタイミングで制御される。まず、期間βにおいては、
すべてのスイッチング素子Ｓ_a〜Ｓ_eがオフの状態か
ら、スイッチング素子Ｓ_a，Ｓ_dをオンにして負荷Ｚに
給電する（図３２の上から下に電流が流れる）状態と、
スイッチング素子Ｓ_a，Ｓ_dをオフにするとともにスイ
ッチング素子Ｓ_b，Ｓ_cをオンにして負荷Ｚに給電する
（図３２の下から上に電流が流れる）状態とを交互に繰
り返す。したがって、期間βにおいてはコンデンサＣが
充電されるとともに、負荷Ｚには交流電力が供給される
ことになる。

【０１１６】一方、期間αではすべてのスイッチング素
子Ｓ_a〜Ｓ_eがオフの状態から、スイッチング素子
Ｓ_c，Ｓ_eをオンにして入力電圧Ｖ_inにコンデンサＣの
端子電圧を加算して負荷Ｚに供給する。すなわち、負荷
Ｚへの供給電力の変動が抑制されることになる。上述の
ように、本実施例では期間αには負荷Ｚに対して交流電
力を供給することができないから、期間βにおいて負荷
Ｚへの電流の向きの切換タイミングを適宜設定すること
によって、期間αと期間βとの間の移行時に電流の向き
を反転させるようにし、このことによって負荷Ｚに通電
する向きを交番させるようにすればよい。

【０１１７】（実施例２２）本実施例は、図３３に示す
ように、図３１に示した実施例２０のスイッチトキャパ
シタＳＣとほぼ同様の構成を有している。ただし、コン
デンサＣ₃，Ｃ₄にはそれぞれ負荷Ｚとの間にスイッチ
ング素子Ｓ_65a，Ｓ_65bを介装してある。また、スイッ
チング素子Ｓ₆₃はコンデンサＣ₁と整流回路ＲＥとの間
に挿入されるが、コンデンサＣ₃，Ｃ₄と整流回路ＲＥ
との間には挿入されない点で相違している。

【０１１８】各スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ_62a，
Ｓ_62b，Ｓ₆₃，Ｓ₆₄，Ｓ_65a，Ｓ_65bのオン・オフのタ
イミングは以下のように制御される。まず、すべてのス
イッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ_62a，Ｓ_62b，Ｓ₆₃，Ｓ₆₄，Ｓ
_65a，Ｓ_65bがオフの状態から、スイッチング素子
Ｓ₆₁，Ｓ_62a，Ｓ₆₃，Ｓ_65bをオンにし、コンデンサＣ
₁，Ｃ₃を整流回路ＲＥの出力により充電すると同時
に、コンデンサＣ₄から負荷Ｚに給電する。次に、スイ
ッチング素子Ｓ_62a，Ｓ_65bをオフにし、スイッチング
素子Ｓ_62b，Ｓ_65aをオンにすることで、コンデンサＣ
₃から負荷Ｚに給電し、コンデンサＣ₄を整流回路ＲＥ
の出力により充電する。この間、コンデンサＣ₁への充
電は継続する。要するに、コンデンサＣ₁の充電を行な
うとともに、コンデンサＣ₃，Ｃ₄の充放電を交互に繰
り返すのであり、コンデンサＣ₃，Ｃ₄の放電時に負荷
Ｚに給電するのである。

【０１１９】一方、負荷Ｚが放電灯であるときのように
始動時などに高電圧が必要である場合には、スイッチン
グ素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₃をオフにしスイッチング素子Ｓ₆₄をオ
ンにすることによって、負荷Ｚに給電するコンデンサＣ
₃，Ｃ₄に対してコンデンサＣ₁を直列接続し、コンデ
ンサＣ₁とコンデンサＣ₃またはコンデンサＣ₄との端
子電圧を加算して負荷Ｚに印加することで、負荷Ｚに高
電圧を印加できるようにしてある。このように、負荷Ｚ
に高電圧を印加する必要があるときには、入力電圧Ｖ_in
よりも高い電圧（最大で２Ｖ_in）を負荷Ｚに印加できる
のである。

【０１２０】（実施例２３）本実施例では、図３４に示
すように、図３０に示した実施例１９で用いたスイッチ
トキャパシタＳＣにおけるコンデンサＣ₁，Ｃ₂を、ス
イッチトキャパシタＣＳ₁，ＣＳ₂に置き換えた例を示
す。また、コンデンサＣ₃，Ｃ₄とスイッチング素子Ｓ
₆₃との接続点と、負荷Ｚとの間にはスイッチング素子Ｓ
₆₆を挿入してある。各スイッチトキャパシタＣＳ₁，Ｃ
Ｓ₂は、それぞれ図３５に示す構成を有する。

【０１２１】すなわち、スイッチトキャパシタＣＳ₁，
ＣＳ₂は、多数個のコンデンサＣ_xi（ｉ＝１，２，…
…，ｎ）を備え、各コンデンサＣ_xiの両端間をスイッチ
ング素子Ｓ_x(i-1)，Ｓ_y(i-1)を介して順次接続し、かつ
コンデンサＣ_xiとスイッチング素子Ｓ_x(i-1)との接続点
と、コンデンサＣ_x(i-1)とスイッチング素子Ｓ_y(i-1)と
の接続点との間にスイッチング素子Ｓ_z(i-1)を挿入した
構成を有している。このような構成のスイッチトキャパ
シタＣＳ₁，ＣＳ₂では、スイッチング素子Ｓ_x( _i-1)，
Ｓ_y(i-1)をオンにしスイッチング素子Ｓ_z(i-1)をオフに
すれば、コンデンサＣ_xiが互いに並列接続され、スイッ
チング素子Ｓ_x(i-1)，Ｓ_y(i-1)をオフにしスイッチング
素子Ｓ_z(i-1)をオンにすれば、コンデンサＣ_xiが互いに
直列接続されるのである。スイッチトキャパシタＣ
Ｓ₁，ＣＳ₂は２端子であって、コンデンサＣ_x1とスイ
ッチング素子Ｓ_x1との接続点と、コンデンサＣ_xnとスイ
ッチング素子Ｓ_y(n-1)との接続点とがそれぞれ端子にな
る。

【０１２２】次に、スイッチトキャパシタＣＳ₁，ＣＳ
₂を構成する各スイッチング素子Ｓ _x(i-1)，Ｓ_y(i-1)，
Ｓ_z(i-1)のオン・オフのタイミングについて説明する。
本実施例では、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも高い
期間βと、基準電圧Ｖ_thよりも低い期間αとで異なる制
御を行なう。まず、入力電圧Ｖ_inに対して負荷Ｚへの印
加電圧を昇圧する場合について説明する。この場合に
は、期間βにおいてスイッチトキャパシタＣＳ₁，ＣＳ
₂に充電するときにコンデンサＣ_xiを並列接続し、スイ
ッチトキャパシタＣＳ₁，ＣＳ₂から放電するときにコ
ンデンサＣ_xiを直列接続する。すなわち、スイッチング
素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₃をオンにするときには、同時にスイッチ
ング素子Ｓ_x(i-1)，Ｓ_y(i-1)をオンにする。また、スイ
ッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₃のオンに伴ってスイッチング素
子Ｓ_65b，Ｓ₆₆をオンにし、同時にスイッチング素子Ｓ
_z(i-1)をオンにする。このように、スイッチトキャパシ
タＣＳ₁ではコンデンサＣ_xiを並列接続して充電し、ス
イッチトキャパシタＣＳ₂ではコンデンサＣ_x1を直列接
続して負荷Ｚに高電圧を印加するのである。

【０１２３】その後、スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ_65bを
オフにし、スイッチング素子Ｓ₆₂をオンにする。このと
き同時に、スイッチトキャパシタＣＳ₁のスイッチング
素子スイッチング素子Ｓ_x(i-1)，Ｓ_y(i-1)をオフにする
とともにスイッチング素子Ｓ _z(i-1)をオンにし、スイッ
チトキャパシタＣＳ₂のスイッチング素子Ｓ_z(i-1)をオ
フにするとともにスイッチング素子Ｓ_x(i-1)，Ｓ_y(i-1)
をオンにする。要するに、スイッチトキャパシタＣＳ₂
ではコンデンサＣ_xiを並列接続して充電し、スイッチト
キャパシタＣＳ₁ではコンデンサＣ_xiを直列接続して負
荷Ｘに高電圧を印加するのである。

【０１２４】上述のように、期間βでは各スイッチトキ
ャパシタＣＳ₁，ＣＳ₂の充放電を交互に行なうことで
入力電流に休止期間が生じないようにし、かつ充電時は
コンデンサＣ_xiを並列接続し、放電時はコンデンサＣ_xi
を直列接続して負荷Ｚに高電圧を印加することができる
のである。一方、期間αではスイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ
₆₃，Ｓ_65aをオフにし、スイッチング素子Ｓ₆₄をオンに
する。スイッチング素子Ｓ₆₂とスイッチング素子Ｓ_65b
とは交互にオン・オフされるのであって、入力電圧Ｖ_in
にスイッチトキャパシタＣＳ₁の両端電圧を加算した電
圧で、スイッチトキャパシタＣＳ₂を充電する状態と、
スイッチトキャパシタＣＳ₂から負荷Ｚに給電する状態
とを交互に繰り返すのである。ここで、期間αにおい
て、スイッチトキャパシタＣＳ₁についてはスイッチン
グ素子Ｓ_x(i-1)，Ｓ_y(i-1)をオン、スイッチング素子Ｓ
_z(i-1)をオフに保つことで、コンデンサＣ_xiを並列接続
しておく。スイッチトキャパシタＣＳ₂については、充
電時にコンデンサＣ_xiを並列接続し、放電時にコンデン
サＣ_xiを直列接続する。すなわち、スイッチング素子Ｓ
₆₂のオン時には、スイッチング素子Ｓ_x(i-1)，Ｓ_y(i-1)
をオン、スイッチング素子Ｓ_z(i-1)をオフにし、スイッ
チング素子Ｓ_65bのオン時には、スイッチング素子Ｓ
_z(i-1)をオン、スイッチング素子Ｓ_x(i-1)，Ｓ_y(i-1)を
オフにするのである。

【０１２５】上述のように制御すれば、負荷Ｚに対して
入力電圧Ｖ_inよりも高い電圧（最大では入力電圧Ｖ_inの
ピーク電圧Ｖ_pに対してｎ倍になる）を印加するのであ
るが、負荷Ｚに対して入力電圧Ｖ_inよりも低い電圧を印
加したい場合もある。その場合には、各スイッチトキャ
パシタＣＳ₁，ＣＳ₂を構成するコンデンサＣ_xiの直列
接続と並列接続との関係を上記制御とは逆にすればよ
い。ただし、期間αにおいてスイッチトキャパシタＣＳ
₁のコンデンサＣ_xiを並列接続した状態に保つのは昇
圧、降圧を問わず同様である。このような制御を行なえ
ば、入力電圧Ｖ_inのピーク電圧Ｖ_pに対して１／ｎ以下
の電圧を負荷Ｚに印加することが可能になるのである。

【０１２６】本実施例の構成によれば、スイッチトキャ
パシタＣＳ₁，ＣＳ₂を構成するコンデンサＣ_xiの個数
に応じて入力電圧Ｖ_inに対する昇圧比や降圧比を適宜設
定することが可能になる。また、制御方法を変更するだ
けで回路構成を変更することなく昇圧と降圧とを選択す
ることができる。上記構成では、制御を簡単に行なうた
めにスイッチトキャパシタＳＣ₁，ＳＣ₂を構成する各
スイッチング素子Ｓ_x( _i-1)，Ｓ_y(i-1)，Ｓ_z(i-1)は、す
べてのコンデンサＣ_xiを並列接続するか直列接続するか
の選択のみを行なっているが、スイッチング素子Ｓ
_x(i-1)，Ｓ_y(i-1)，Ｓ_z(i-1)を個別に制御すれば、コン
デンサＣ_xiを部分的に並列接続したり直列接続したりす
ることで、昇圧比や降圧比を適宜選択することも可能に
なる。

【０１２７】（実施例２４）本実施例は、上記各実施例
で説明したスイッチトキャパシタよりなる電力変換部２
に対する負荷Ｚとして、図３６に示すような構成のもの
を用いる例であり、放電灯ＤＬに周辺部品を付加して負
荷Ｚを構成してある。すなわち、放電灯ＤＬにはスイッ
チング素子Ｓ_zが直列接続され、放電灯ＤＬとスイッチ
ング素子Ｓ_zとの直列回路にはコンデンサＣ_zとダイオ
ードＤ_z1との直列回路が接続される。ここに、スイッチ
ング素子Ｓ_zは電力変換部２の負出力端に接続され、ダ
イオードＤ_z1はカソードが電力変換部２の正出力端に接
続される。また、スイッチング素子Ｓ_zとダイオードＤ
_z1のアノードとの間にはダイオードＤ_Z2が順方向に挿入
される。

【０１２８】上記構成の負荷Ｚでは、スイッチング素子
Ｓ_zをオンにしておけば、電力変換部２の出力電圧が放
電灯ＤＬの点灯状態を維持する電圧よりも高い期間で
は、放電灯ＤＬとダイオードＤ_z2とを通してコンデンサ
Ｃ_zが充電され、放電灯ＤＬの点灯状態を維持する電圧
よりも低い期間では、コンデンサＣ_zからダイオードＤ
_z1を通して放電灯ＤＬに給電することになり、結果的に
放電灯ＤＬへの印加電圧を安定に保つことができるので
ある。とくに、上述した各実施例では、期間βから期間
αへの移行時などに負荷Ｚへの印加電圧が不連続になる
から、このような構成の負荷Ｚを用いることで、放電灯
ＤＬへの印加電圧をより安定させることが可能になり、
放電灯ＤＬの点灯状態が安定するのである。

【０１２９】（実施例２５）本実施例では、負荷Ｚへの
供給電力をより安定にするために、図３７に示すよう
に、負荷Ｚへの給電経路にトランジスタＱのコレクタ−
エミッタ間を挿入し、制御回路３によりトランジスタＱ
を制御している。また、ここでは負荷Ｚとして放電灯Ｄ
Ｌを用いている。制御回路３は、負荷Ｚと電力変換部２
との間に電流検出用の抵抗Ｒ_sを挿入して負荷Ｚに流れ
る電流の大きさを抵抗Ｒ_sの端子電圧として検出し、ま
た入力電圧Ｖ_inの大きさを整流回路ＲＥの出力端間に接
続した抵抗Ｒ₁，Ｒ₂で分圧することで検出している。
入力電圧Ｖ_inの変動に対してはフィードフォワード方式
で制御し、負荷Ｚに流れる電流に対してはフィードバッ
ク方式で制御する。このように、負荷Ｚに直列接続され
たトランジスタＱを用いて負荷Ｚへの供給電力を調節す
ることにより、放電灯ＤＬを一層安定に点灯させること
が可能になるのである。

【０１３０】（実施例２６）本実施例は、負荷Ｚへの供
給電力を安定にするために、電力変換部２を制御する制
御回路１の動作を負荷Ｚに流れる電流の変化に基づいて
調節するものであって、図３８に示すように、負荷Ｚに
流れる電流の大きさを２個のトランジスタＱ ₁，Ｑ₂よ
りなるカレントミラー回路ＣＭを用いて制御回路１に入
力している。すなわち、負荷Ｚにコレクタ−エミッタ間
を直列接続したトランジスタＱ₁と、制御回路１の検出
端にコレクタ−エミッタ間を挿入したトランジスタＱ₂
とを用いるのである。このような構成で負荷Ｚに流れる
電流を検出すると、負荷Ｚに抵抗を直列接続し抵抗の両
端電圧として負荷Ｚに流れる電流を検出する場合に比較
すれば、電圧降下を小さくすることができるのである。
要するに、本実施例の場合には電流検出のための電圧降
下はトランジスタＱ₁のコレクタ−エミッタ間電圧であ
って小さいから、損失が少ないのである。なお、トラン
ジスタＱ₁，Ｑ₂に代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いること
も可能である。

【０１３１】上記各実施例において用いたスイッチング
素子は、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどの
スイッチング用の半導体素子であればどのようなもので
もよく、また負荷も放電灯に限らず各種のものに適用可
能である。負荷として直流で駆動するものであれば電力
変換部から電力を直接供給すればよく、交流で駆動する
ものであればインバータ回路を介して電力お供給すれば
よい。さらに、電力変換部と負荷との間にフィルタ用に
インダクタを挿入してもよい。

【０１３２】

【発明の効果】各請求項の発明は、基本的には、２個の
キャパシタを備えたスイッチトキャパシタよりなる電力
変換部で脈流電源を電力変換して負荷に給電するもので
あって、電力変換部への入力電圧が基準電圧よりも高い
期間には、少なくとも一方のキャパシタに対して脈流電
源から充電する状態と、負荷に給電する状態とを交互に
切り換えるようにし、入力電圧が基準電圧よりも低い期
間には、脈流電源により充電されたキャパシタの端子電
圧を脈流電源の電圧に加算して他方のキャパシタを充電
する状態と、他方のキャパシタから負荷に給電する状態
とを交互に切り換えるようにしているので、入力電圧の
高い期間には脈流電源からはキャパシタと負荷とに交互
に給電することで入力電流を入力電圧に追随させること
が可能になり、また入力電圧の低い期間には入力電圧の
高い期間に得たエネルギの一部を利用して負荷への印加
電圧の低下を防止することができるという効果がある。
さらに、入力電圧にかかわらず入力電流をほぼ連続的に
流し続けることができ、しかもインダクタを用いていな
いから、入力高調波を抑制できるという効果を奏するこ
とになる。

【０１３３】とくに、請求項１の発明は、入力電圧が基
準電圧よりも高い期間に充電されるキャパシタを複数個
のコンデンサで構成し、充電時にはコンデンサを直列接
続し放電時にはコンデンサを並列接続するから、入力電
圧が基準電圧よりも低い期間に負荷に印加される電圧が
高くなり過ぎるのを防止できるという利点がある。請求
項２の発明は、請求項１の構成に加えて、入力電圧の高
い期間に両キャパシタをともに充電しているので、入力
電圧の低い期間に負荷に給電する一方のキャパシタに対
して他方のキャパシタと脈流電源との直列回路から給電
する際に、上記一方のキャパシタの端子電圧と給電電圧
とに大きな電位差が生じないようにすることができ、結
果的に期間の切り換え時における入力電流の不連続性を
抑制することができ、入力高調波をより一層抑制するこ
とができるという利点を有する。

【０１３４】請求項３の発明は、各別の負荷に給電する
電力変換部を複数個設け、かつ各電力変換部のスイッチ
要素の切換タイミングを互いにずらしているから、脈流
電源からの入力電流に休止期間が生じないようにするこ
とができ、しかも入力電流の合計を入力電圧の変化にほ
ぼ追随させることができ、入力高調波をさらに抑制する
ことができるという効果がある。

【０１３５】請求項４の発明は、入力電圧の高い期間に
おいて２つのキャパシタに対して交互に充電するととも
に、一方が充電されている期間に他方から負荷に給電す
るから、脈流電源はいずれかのキャパシタにつねに充電
し続けることになって、キャパシタと負荷とに交互に給
電する場合に比較すると、脈流電源の出力側のインピー
ダンスの変化が少なくなり、結果的に入力高調波の抑制
につながるという利点があり、しかも、入力電圧の高い
期間に両キャパシタに充電しているから、請求項２の発
明と同様に、入力電圧の低い期間に切り替わる際の入力
電流の不連続を抑制できるという効果がある。

【０１３６】請求項５の発明は、入力電圧の高い期間に
は両キャパシタが直列接続されて充電され、かつ脈流電
圧から一方のキャパシタの端子電圧を減算した電圧が負
荷に印加されるから、入力電圧に対して降圧した電圧を
負荷に印加することができ、結果的に、入力電圧の高低
にかかわらず負荷への印加電圧をほぼ一定に保つことが
可能になるという効果がある。しかも、入力電圧の高い
期間に両キャパシタを充電しているから、入力電圧の高
い期間から低い期間への切り換えに伴う入力電流の変化
が少なくなるという効果もある。

【０１３７】請求項６の発明は、入力電圧の高い期間に
は両キャパシタが直列接続されて充電され、入力電圧の
低い期間には一方のキャパシタと脈流電源の出力電圧と
の加算値で他方のキャパシタが充電され、かつそのキャ
パシタから負荷に給電されるから、入力電圧の高い期間
から低い期間への移行時における負荷への印加電圧の変
化を少なくすることができるという利点を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１を示す回路図である。

【図２】実施例１を示す動作説明図である。

【図３】実施例２を示す回路図である。

【図４】実施例２の各動作状態を示す動作説明図であ
る。

【図５】実施例２の他の動作状態を示す動作説明図であ
る。

【図６】実施例３を示す回路図である。

【図７】実施例４を示し、（ａ）は全体の回路図、
（ｂ）は要部の回路図である。

【図８】実施例５を示す回路図である。

【図９】実施例５の動作説明図である。

【図１０】実施例６を示す回路図である。

【図１１】実施例６の動作説明図である。

【図１２】実施例７を示す回路図である。

【図１３】実施例７の要部の回路図である。

【図１４】実施例７の動作説明図である。

【図１５】実施例８を示す回路図である。

【図１６】実施例９を示す回路図である。

【図１７】実施例１０を示す回路図である。

【図１８】実施例１１を示す回路図である。

【図１９】実施例１２を示す回路図である。

【図２０】実施例１２の動作説明図である。

【図２１】実施例１３を示す回路図である。

【図２２】実施例１３の動作説明図である。

【図２３】実施例１４を示す回路図である。

【図２４】実施例１４の動作説明図である。

【図２５】実施例１５を示す回路図である。

【図２６】実施例１５の動作説明図である。

【図２７】実施例１６を示す回路図である。

【図２８】実施例１７を示す回路図である。

【図２９】実施例１８を示す回路図である。

【図３０】実施例１９を示す回路図である。

【図３１】実施例２０を示す回路図である。

【図３２】実施例２１を示す回路図である。

【図３３】実施例２２を示す回路図である。

【図３４】実施例２３を示す回路図である。

【図３５】実施例２３の要部回路図である。

【図３６】実施例２４を示す回路図である。

【図３７】実施例２５を示す回路図である。

【図３８】実施例２６を示す回路図である。

【図３９】従来例を示す回路図である。

【図４０】従来例の動作説明図である。

【符号の説明】

１制御回路２電力変換部ＡＣ交流電源Ｃ₁ コンデンサＣ₂ コンデンサＣ₅ コンデンサＣ₆ コンデンサＣ₇ コンデンサＣ₈ コンデンサＣ₁₁ コンデンサＣ₁₂ コンデンサＲＥ整流回路Ｓ₁ 切換スイッチング素子Ｓ₂ 切換スイッチング素子Ｓ₃ 切換スイッチング素子Ｓ₄ スイッチング素子Ｓ₅ スイッチング素子Ｓ₁₁ 切換スイッチング素子Ｓ₁₂ 切換スイッチング素子Ｓ₁₃ 切換スイッチング素子Ｓ₁₄ スイッチング素子Ｓ₁₅ スイッチング素子Ｓ₁₆ スイッチング素子Ｓ₁₇ スイッチング素子Ｓ₁₈ スイッチング素子Ｓ₂₃ スイッチング素子Ｓ₂₄ スイッチング素子Ｓ₂₅ スイッチング素子Ｓ₂₆ スイッチング素子Ｓ₂₇ スイッチング素子Ｓ₂₈ スイッチング素子Ｓ₇₁ スイッチング素子Ｓ₇₂ スイッチング素子Ｓ₇₃ スイッチング素子Ｓ₇₄ スイッチング素子Ｓ₇₅ スイッチング素子Ｓ₇₆ スイッチング素子Ｓ₇₇ スイッチング素子ＳＣスイッチトキャパシタＳＣ₃₁，……，ＳＣ_3n スイッチトキャパシタＺ負荷

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者鳴尾誠浩大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】脈流電源を電力変換部で電力変換して負
荷に供給する電源装置であって、電力変換部は、第１の
キャパシタおよび第２のキャパシタと、第１のキャパシ
タの各一端を脈流電源の一端に選択的に接続させる第１
のスイッチ要素と、第１のスイッチ要素により選択され
た第１のキャパシタの一端が脈流電源の一端に接続され
ているときに脈流電源の両端間に第１のキャパシタと負
荷との一方を選択的に接続させる第２のスイッチ要素
と、第１のスイッチ要素により選択された第１のキャパ
シタの他端が脈流電源の一端に接続されているときに第
２のキャパシタの両端間に脈流電源と第１のキャパシタ
との直列回路と負荷との一方を選択的に接続させる第３
のスイッチ要素と、各スイッチ要素を制御する制御回路
とを備え、制御回路は、電力変換部への入力電圧が基準
電圧よりも高い期間と低い期間とでは脈流電源の一端に
接続される第１のキャパシタの各一端を入れ換えるよう
に第１のスイッチ要素を制御し、電力変換部への入力電
圧が基準電圧よりも高い期間には第１のキャパシタを複
数個のコンデンサの直列回路により構成して脈流電源の
両端間に第１のキャパシタと負荷とを脈流電源の電圧変
動よりも十分に短い周期で交互に接続するように第２の
スイッチ要素を制御し、入力電圧が基準電圧よりも低い
期間には第１のキャパシタを上記コンデンサの並列回路
により構成して第２のキャパシタの両端間に第１のキャ
パシタと脈流電源との直列回路と負荷とを脈流電源の電
圧変動よりも十分に短い周期で交互に接続するように第
３のスイッチ要素を制御することを特徴とする電源装
置。
【請求項２】脈流電源を電力変換部で電力変換して負
荷に供給する電源装置であって、電力変換部は、第１の
キャパシタおよび第２のキャパシタと、第１のキャパシ
タの各一端を脈流電源の一端に選択的に接続させる第１
のスイッチ要素と、第１のスイッチ要素により選択され
た第１のキャパシタの一端が脈流電源の一端に接続され
ているときに脈流電源の両端間に第１のキャパシタと負
荷との一方を選択的に接続させる第２のスイッチ要素
と、第１のスイッチ要素により選択された第１のキャパ
シタの一端が脈流電源の一端に接続されているときに脈
流電源の両端間に第２のキャパシタと負荷との一方を選
択的に接続させる第３のスイッチ要素と、第１のスイッ
チ要素により選択された第１のキャパシタの他端が脈流
電源の一端に接続されているときに第２のキャパシタの
両端間に脈流電源と第１のキャパシタとの直列回路と負
荷との一方を選択的に接続させる第４のスイッチ要素
と、各スイッチ要素を制御する制御回路とを備え、制御
回路は、電力変換部への入力電圧が基準電圧よりも高い
期間と低い期間とでは脈流電源の一端に接続される第１
のキャパシタの各一端を入れ換えるように第１のスイッ
チ要素を制御し、電力変換部への入力電圧が基準電圧よ
りも高い期間には第１のキャパシタを複数個のコンデン
サの直列回路により構成して脈流電源の両端間に第１の
キャパシタと第２のキャパシタと負荷とを脈流電源の電
圧変動よりも十分に短い周期で択一的に接続するように
第２のスイッチ要素および第３のスイッチ要素を制御
し、入力電圧が基準電圧よりも低い期間には第１のキャ
パシタを上記コンデンサの並列回路により構成して第２
のキャパシタの両端間に第１のキャパシタと脈流電源と
の直列回路と負荷とを脈流電源の電圧変動よりも十分に
短い周期で交互に接続するように第４のスイッチ要素を
制御することを特徴とする電源装置。
【請求項３】１つの脈流電源に対して上記電力変換部
を複数個設け、各電力変換部から各別の負荷に給電する
とともに、制御回路は各電力変換部の各スイッチ要素の
切換タイミングを互いにずらして制御することを特徴と
する請求項１または請求項２記載の電源装置。
【請求項４】脈流電源を電力変換部で電力変換して一
対の負荷に供給する電源装置であって、電力変換部は、
第１のキャパシタおよび第２のキャパシタと、第１のキ
ャパシタ各一端を脈流電源の一端に選択的に接続させる
第１のスイッチ要素と、第２のキャパシタの各一端を脈
流電源の一端に選択的に接続させる第２のスイッチ要素
と、第１のスイッチ要素および第２のスイッチ要素によ
り選択された第１のキャパシタおよび第２のキャパシタ
の一端が脈流電源の一端に接続されているときに脈流電
源の両端間に第１のキャパシタと第２のキャパシタとの
一方を選択的に接続させかつ脈流電源に接続されていな
いキャパシタの両端間に負荷を接続する第３のスイッチ
要素と、第１のスイッチ要素により選択された第１のキ
ャパシタの他端が脈流電源の一端に接続されているとき
に第２のキャパシタの両端間に脈流電源と第１のキャパ
シタとの直列回路と負荷との一方を選択的に接続させる
第４のスイッチ要素と、第２のスイッチ要素により選択
された第２のキャパシタの他端が脈流電源の一端に接続
されているときに第１のキャパシタの両端間に脈流電源
と第２のキャパシタとの直列回路と負荷との一方を選択
的に接続させる第５のスイッチ要素と、各スイッチ要素
を制御する制御回路とを備え、制御回路は、電力変換部
への入力電圧が所定の基準電圧よりも高い期間には第１
のキャパシタと第２のキャパシタとの一方を脈流電源の
両端間に接続するとともに他方に負荷を接続するように
して脈流電源の電圧変動よりも十分に短い周期で接続関
係を交互に入れ換えるように第３のスイッチ要素を制御
し、入力電圧が基準電圧よりも低い期間には、第１のキ
ャパシタの脈流電源に接続されている一端を入力電圧が
基準電圧よりも高い期間とは入れ換え、第１のキャパシ
タと脈流電源との直列回路を第２のキャパシタの両端に
接続する状態と、第２のキャパシタの両端間に負荷を接
続する状態と、第２のキャパシタの脈流電源に接続され
ている一端を入力電圧が基準電圧よりも高い期間とは入
れ換え、第２のキャパシタと脈流電源との直列回路を第
１のキャパシタの両端に接続する状態と、第１のキャパ
シタの両端間に負荷を接続する状態との４状態を脈流電
源の電圧変動よりも十分に短い周期で順次択一的に選択
するように第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素と
第４のスイッチ要素と第５のスイッチ要素とを制御する
ことを特徴とする電源装置。
【請求項５】脈流電源を電力変換部で電力変換して負
荷に供給する電源装置であって、電力変換部は、第１の
キャパシタおよび第２のキャパシタと、第１のキャパシ
タに直列接続された第１のスイッチ要素と、第２のキャ
パシタに直列接続された第２のスイッチ要素と、負荷に
直列接続された第３のスイッチ要素と、第１のキャパシ
タと第１のスイッチ要素との直列回路の各一端を脈流電
源の一端に選択的に接続させる第４のスイッチ要素と、
第２のキャパシタおよび第２のスイッチ要素の直列回路
と負荷および第３のスイッチ要素の直列回路とを並列し
た並列回路の一端に第１のキャパシタの各一端を選択的
に接続させる第５のスイッチ要素と、各スイッチ要素を
制御する制御回路とを備え、制御回路は、電力変換部へ
の入力電圧が第１の基準電圧以上の期間には脈流電源の
両端間に、第１のキャパシタと負荷との直列回路と第１
のキャパシタと第２のキャパシタとの直列回路とを脈流
電源の電圧変動よりも十分に短い周期で交互に接続し、
入力電圧が第１の基準電圧よりも低く第２の基準電圧よ
りも高い期間には脈流電源と第１のキャパシタとの直列
回路の両端間に、第２のキャパシタと負荷とを脈流電圧
の電圧変動よりも十分に短い周期で交互に接続し、第２
の基準電圧以下の期間には第２のキャパシタのみを負荷
に接続するように各スイッチ要素を制御することを特徴
とする電源装置。
【請求項６】脈流電源を電力変換部で電力変換して負
荷に供給する電源装置であって、電力変換部は、第１の
キャパシタおよび第２のキャパシタと、第１のキャパシ
タに直列接続された第１のスイッチ要素と、負荷に直列
接続された第２のスイッチ要素と、第１のキャパシタと
第１のスイッチ要素との直列回路の各一端を脈流電源の
一端に選択的に接続させる第３のスイッチ要素と、第２
のキャパシタに第１のキャパシタおよび第１のスイッチ
の直列回路を直列接続する状態と第２のキャパシタの両
端間に負荷および第２のスイッチ要素の直列回路を接続
する状態とを選択する第４のスイッチ要素と、各スイッ
チ要素を制御する制御回路とを備え、制御回路は、電力
変換部への入力電圧が基準電圧よりも高い期間には脈流
電源の両端間に、第１のキャパシタおよび第２のキャパ
シタの直列回路と負荷とを脈流電源の電圧変動よりも十
分に短い周期で交互に接続し、入力電圧が基準電圧より
も低い期間には第２のキャパシタの両端間に脈流電源と
第１のキャパシタとの直列回路と負荷とを脈流電源の電
圧変動よりも十分に短い周期で交互に接続するように各
スイッチ要素を制御することを特徴とする電源装置。