JPH0898508A

JPH0898508A - 電源装置

Info

Publication number: JPH0898508A
Application number: JP23185694A
Authority: JP
Inventors: Masahito Onishi; 雅人大西; Shozo Kataoka; 省三片岡; Takashi Kanda; 隆司神田; Kazuo Yoshida; 和雄吉田; Masahiro Naruo; 誠浩鳴尾; Resurii Ronarudo Eeberi; レスリーロナルドエーベリ
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-09-27
Filing date: 1994-09-27
Publication date: 1996-04-12

Abstract

(57)【要約】【目的】インダクタを用いることなく電力変換を可能と
し、小型かつ低雑音の電源装置を提供する。【構成】交流電源ＡＣを整流回路ＲＥで全波整流して得
た脈流電源をスイッチトキャパシタＳＣで電力変換して
負荷Ｚに供給する。スイッチトキャパシタＳＣへの入力
電圧が基準電圧よりも高い期間には、切換スイッチング
素子Ｓ₁でＡ側を選択している期間に負荷Ｚに対して整
流回路ＲＥから給電し、コンデンサＣ₁とコンデンサＣ
₂とを交互に充電する。また、入力電圧が基準電圧より
も高い期間には、切換スイッチング素子Ｓ₃でＦ側を選
択し、スイッチング素子Ｓ₅をオンにしている期間に負
荷Ｚに対してコンデンサＣ₂から給電し、切換スイッチ
ング素子Ｓ₃でＥ側を選択するとともにスイッチング素
子Ｓ₅をオンにしている期間にも整流回路ＲＥおよびコ
ンデンサＣ₁によってコンデンサＣ₂を充電する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、脈流電源をスイッチト
キャパシタにより電力変換して負荷に供給する電源装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、脈流電源を電力変換して負荷
に供給する電源装置として、図１５に示すようなチョッ
パ回路を用いるものが知られている。すなわち、図１５
に示した電源装置は、商用交流電源などの交流電源ＡＣ
をダイオードブリッジよりなる整流回路ＲＥにより全波
整流することによって得られた脈流電源を入力とする昇
圧型のチョッパ回路により負荷Ｚに電力を供給するもの
であって、チョッパ回路により負荷Ｚへの供給電力を制
御可能としているものである。

【０００３】チョッパ回路は、整流回路ＲＥの直流出力
端間にインダクタＬとスイッチング素子Ｓとの直列回路
を接続し、ダイオードＤとコンデンサＣとの直列回路を
スイッチング素子Ｓに並列接続した構成を有し、コンデ
ンサＣの両端電圧を負荷Ｚに供給する。この種のチョッ
パ回路の動作は周知であるが、図１６に基づいて簡単に
説明する。いま、整流回路ＲＥから出力されるチョッパ
回路への入力電圧Ｖ_inが図１６（ａ）のような脈流波形
であって、スイッチング素子Ｓは、図１６（ｃ）のよう
な制御信号により制御されているものとする。このと
き、スイッチング素子Ｓは、時刻ｔ₀〜ｔ₁の期間では
オンになり、時刻ｔ₁〜ｔ₂の期間ではオフになる。ま
た、スイッチング素子Ｓのスイッチング周波数は、交流
電源ＡＣの周波数に比較して十分に高く設定してある。
スイッチング素子Ｓのオン期間には、インダクタＬとス
イッチング素子Ｓとの直列回路に電流Ｉ_Lが流れ、イン
ダクタＬにエネルギが蓄積される。次に、スイッチング
素子Ｓがオフになると、インダクタＬの蓄積エネルギは
ダイオードＤを通ってコンデンサＣおよび負荷Ｚに供給
される。したがって、チョッパ回路への入力電流Ｉ_inが
図１６（ｂ）のようであるときに、インダクタＬを流れ
る電流Ｉ_Lは図１６（ｄ）のようになる。すなわち、ダ
イオードＤの電圧降下を無視すれば、チョッパ回路の出
力電圧Ｖｚは、入力電圧Ｖ_inにインダクタＬの両端電圧
を加算した電圧となり、入力電圧Ｖ_inに対して昇圧され
ることになる。

【０００４】チョッパ回路の出力電圧Ｖｚ（すなわちコ
ンデンサＣの両端電圧）は、図１６（ｅ）に示すよう
に、スイッチング素子Ｓのオン期間にはコンデンサＣの
放電によって低下し、スイッチング素子Ｓのオフ期間に
はコンデンサＣへの充電によって上昇することになる。
この種のチョッパ回路における出力電圧Ｖｚおよび出力
電力は、スイッチング素子Ｓのオン期間とオフ期間との
関数であることが知られているから、スイッチング素子
Ｓのオン期間とオフ期間とを制御信号によって制御すれ
ば、負荷Ｚへの供給電力を制御することができるのであ
る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来構成では、脈流電源に対する電力変換を行なうに際し
てチョッパ回路を用いることでインダクタＬが必須にな
っている。コンデンサＣは出力電圧Ｖｚの安定化に用い
るものではないから比較的小型のものを用いることがで
きが、インダクタＬは高周波用とは言え他の部品に比較
すると大型であるから全体の大きさの中でインダクタＬ
の占める割合が大きくなり、結局、大型化につながると
いう問題がある。しかも、インダクタＬの周囲に形成さ
れる電磁界により他の機器に誘導雑音が生じるという問
題もある。

【０００６】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、インダクタを用いることなく電力変換を可能と
し、インダクタを用いる構成に比較して小型化が可能で
あって、かつ雑音が低減された電源装置を提供しようと
するものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、脈流
電源を電力変換部で電力変換して負荷に供給する電源装
置であって、電力変換部は、第１のコンデンサおよび第
２のコンデンサと、第１のコンデンサの各一端を脈流電
源の一端に選択的に接続させる第１のスイッチ要素と、
第１のスイッチ要素により選択された第１のコンデンサ
の一端が脈流電源の一端に接続されているときに脈流電
源の両端間に第１のコンデンサと負荷との一方を選択的
に接続させる第２のスイッチ要素と、第１のスイッチ要
素により選択された第１のコンデンサの他端が脈流電源
の一端に接続されているときに第２のコンデンサの両端
間に脈流電源と第１のコンデンサとの直列回路と負荷と
の一方を選択的に接続させる第３のスイッチ要素と、各
スイッチ要素を制御する制御回路とを備え、制御回路
は、電力変換部への入力電圧が所定の基準電圧よりも高
い期間と低い期間とでは脈流電源の一端に接続される第
１のコンデンサの端子を入れ換えるように第１のスイッ
チ要素を制御し、入力電圧が基準電圧よりも高い期間に
は脈流電源の両端間に第１のコンデンサと負荷とを脈流
電源の電圧変動よりも十分に短い周期で交互に接続する
ように第２のスイッチ要素を制御し、入力電圧が基準電
圧よりも低い期間には第２のコンデンサの両端間に第１
のコンデンサと脈流電源との直列回路と負荷とを脈流電
源の電圧変動よりも十分に短い周期で交互に接続するよ
うに第３のスイッチ要素を制御することを特徴とする。

【０００８】請求項２の発明は、脈流電源を電力変換部
で電力変換して負荷に供給する電源装置であって、電力
変換部は、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサ
と、第１のコンデンサの各一端を脈流電源の一端に選択
的に接続させる第１のスイッチ要素と、第１のスイッチ
要素により選択された第１のコンデンサの一端が脈流電
源の一端に接続されているときに脈流電源の両端間に第
１のコンデンサと負荷との一方を選択的に接続させる第
２のスイッチ要素と、脈流電源の両端間に第２のコンデ
ンサと負荷との一方を選択的に接続させる第３のスイッ
チ要素と、第１のスイッチ要素により選択された第１の
コンデンサの他端が脈流電源の一端に接続されていると
きに第２のコンデンサの両端間に脈流電源と第１のコン
デンサとの直列回路と負荷との一方を選択的に接続させ
る第４のスイッチ要素と、各スイッチ要素を制御する制
御回路とを備え、制御回路は、電力変換部への入力電圧
が所定の基準電圧よりも高い期間と低い期間とでは脈流
電源の一端に接続される第１のコンデンサの端子を入れ
換えるように第１のスイッチ要素を制御し、入力電圧が
基準電圧よりも高い期間には脈流電源の両端間に第１の
コンデンサと第２のコンデンサと負荷とを脈流電源の電
圧変動よりも十分に短い周期で択一的に接続するように
第２のスイッチ要素および第３のスイッチ要素を制御
し、入力電圧が基準電圧よりも低い期間には第２のコン
デンサの両端間に第１のコンデンサと脈流電源との直列
回路と負荷とを脈流電源の電圧変動よりも十分に短い周
期で交互に接続するように第４のスイッチ要素を制御す
ることを特徴とする。

【０００９】請求項３の発明は、入力電圧が基準電圧よ
りも低い期間において第２のコンデンサに負荷を接続す
る際に、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの端子
電圧の加算電圧が負荷に印加されるように第１のコンデ
ンサを第２のコンデンサに直列接続するスイッチ要素を
付加して成ることを特徴とする。請求項４の発明は、電
力変換部の出力電圧を負荷の所定動作を維持するのに必
要な最低電圧以上に保つように電力変換部の各スイッチ
要素の切換タイミングが制御されて成ることを特徴とす
る。

【００１０】請求項５の発明は、制御回路は、各コンデ
ンサの充電時にはコンデンサへの印加電圧が高いほど１
回当たりの充電時間が長くなるように充電経路に挿入さ
れたスイッチ要素を制御し、負荷への給電時には負荷へ
の印加電圧が高いほど１回当たりの負荷への給電時間が
短くなるように給電経路に挿入されたスイッチ要素を制
御することを特徴とする。

【００１１】

【作用】各請求項の発明は、基本的には、２つのコンデ
ンサを備えたスイッチトキャパシタよりなる電力変換部
で脈流電源を電力変換して負荷に給電するものであっ
て、電力変換部への入力電圧が基準電圧よりも高い期間
には、少なくとも一方のコンデンサに対して脈流電源か
ら充電する状態と、負荷に給電する状態とを交互に切り
換えるようにし、入力電圧が基準電圧よりも低い期間に
は、脈流電源により充電されたコンデンサの端子電圧を
脈流電源の電圧に加算して他方のコンデンサを充電する
状態と、他方のコンデンサから負荷に給電する状態とを
交互に切り換えるようにしているのである。このような
動作によって、入力電圧の高い期間には脈流電源からは
コンデンサと負荷とに交互に給電することで入力電流を
入力電圧に追随させることが可能になり、また入力電圧
の低い期間には入力電圧の高い期間に得たエネルギの一
部を利用して負荷への印加電圧の低下を防止することが
できる。さらに、入力電圧にかかわらず入力電流をほぼ
連続的に流し続けることができ、しかもインダクタを用
いていないから、入力高調波を抑制できるのである。

【００１２】請求項２の発明の構成では、入力電圧の高
い期間に両コンデンサをともに充電していることによっ
て、入力電圧の低い期間に負荷に給電する一方のコンデ
ンサに対して他方のコンデンサと脈流電源との直列回路
から給電する際に、上記一方のコンデンサの端子電圧と
給電電圧とに大きな電位差が生じないようにすることが
でき、結果的に期間の切り換え時における入力電流の不
連続性を抑制することができ、入力高調波をより一層抑
制することができる。

【００１３】請求項３の発明の構成では、入力電圧の低
い期間に両コンデンサを直列接続して負荷に給電するか
ら、比較的高い電圧を印加する必要があるような負荷の
場合にも負荷への印加電圧を維持することができる。請
求項４の発明の構成では、電力変換部の出力電圧を負荷
の所定動作を維持するのに必要な最低電圧以上に保つよ
うに電力変換部の各スイッチ要素の切換タイミングを制
御するから、たとえば負荷として放電灯を用いる場合に
は、放電維持に必要な最低電圧以上に保つようにすれ
ば、立ち消えの可能性が大幅に低減するのである。

【００１４】請求項５の発明の構成では、各コンデンサ
の充電時にはコンデンサへの印加電圧が高いほど１回当
たりの充電時間が長くなるように充電経路に挿入された
スイッチ要素を制御し、負荷への給電時には負荷への印
加電圧が高いほど１回当たりの負荷への給電時間が短く
なるように給電経路に挿入されたスイッチ要素を制御す
るから、脈流電源からの入力電流は入力電圧にほぼ比例
することになり、また負荷への供給電圧はほぼ一定にな
るのである。

【００１５】

【実施例】

（実施例１）本実施例は、図１に示すように、商用交流
電源のような交流電源ＡＣをダイオードブリッジよりな
る整流回路ＲＥで全波整流して得た脈流電源を電力変換
部で電力変換して負荷Ｚに供給する電源装置であって、
電力変換部として従来の昇圧型チョッパ回路に代えてス
イッチトキャパシタＳＣを用いたものである。

【００１６】本実施例のスイッチトキャパシタＳＣは、
２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂と、各コンデンサＣ₁，Ｃ
₂にそれぞれ直列接続されたスイッチング素子Ｓ₄，Ｓ
₅と、３個の切換スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₃とを備え
る。切換スイッチング素子Ｓ ₁は、整流回路ＲＥの正極
の直流出力端を、負荷Ｚの一端に接続する状態（Ａ）
と、スイッチング素子Ｓ₄とコンデンサＣ₁との直列回
路のスイッチング素子Ｓ ₄側の一端に接続する状態
（Ｂ）とを選択する。また、切換スイッチング素子Ｓ ₂
は、整流回路ＲＥの負極の直流出力端を、スイッチング
素子Ｓ₄とコンデンサＣ₁との直列回路の他端に接続す
る状態（Ｃ）と、スイッチング素子Ｓ₄とコンデンサＣ
₁との接続点に接続する状態（Ｄ）とを選択する。さら
に、スイッチング素子Ｓ₄とコンデンサＣ₁との直列回
路の上記他端と、スイッチング素子Ｓ₅とコンデンサＣ
₂との直列回路のコンデンサＣ₂側の一端と、負荷Ｚの
他端とは共通に接続される。切換スイッチング素子Ｓ₃
は、スイッチング素子Ｓ₅とコンデンサＣ₂との直列回
路のスイッチング素子Ｓ₅側の一端を、整流回路ＲＥの
正極の直流出力端に接続する状態（Ｅ）と、負荷Ｚの上
記一端に接続する状態とを選択する。さらに、スイッチ
ング素子Ｓ₄をオフにし、切換スイッチング素子Ｓ ₁で
の状態（Ａ）の選択と切換スイッチング素子Ｓ₃での状
態（Ｅ）の選択とを交互に行なう状態もある。

【００１７】各切換スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₃および
スイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₅は、整流回路ＲＥの出力電
圧である入力電圧Ｖ_inおよび負荷Ｚへの供給電力に応じ
た制御信号を発生する図示していない制御回路により制
御される。切換スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₃やスイッチ
ング素子Ｓ₄，Ｓ₅にはバイポーラトランジスタ、ＭＯ
ＳＦＥＴ、半導体リレーなどを用いることができる。

【００１８】次に、各切換スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₃
と各スイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₅との制御のタイミング
について図２を参照して説明する。スイッチトキャパシ
タＳＣへの入力電圧Ｖ_in、すなわち整流回路ＲＥの出力
電圧は図２のようになり、制御回路では、入力電圧Ｖ_in
を基準電圧Ｖ_thと常時比較して各切換スイッチング素子
Ｓ₁〜Ｓ₃と各スイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₅とを制御す
る。そこで、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも低い期
間（時刻ｔ₀〜ｔ₁）をα、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ
_thよりも高い期間（時刻ｔ₁〜ｔ₂）をβとする。

【００１９】入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも低い期
間αには、切換スイッチング素子Ｓ ₁をＢ側に接続する
とともに、切換スイッチング素子Ｓ₂をＤ側に接続し、
さらにスイッチング素子Ｓ₄をオフに保つ。この間に、
切換スイッチング素子Ｓ₃によりＥ側とＦ側とを交互に
選択するとともに、スイッチング素子Ｓ₅をオン・オフ
させる。すなわち、切換スイッチング素子Ｓ₁がＢ側に
接続されているから負荷Ｚに対して整流回路ＲＥから直
接給電されることがないのである。切換スイッチング素
子Ｓ₃はＥ側とＦ側とを一定の時間間隔で交互に選択
し、スイッチング素子Ｓ₅は切換スイッチング素子Ｓ₃
の半分の周期でオン・オフを交互に繰り返す。

【００２０】期間αになった時点では切換スイッチング
素子Ｓ₃はＥ側であり、またスイッチング素子Ｓ₅はオ
ンであるとすると、コンデンサＣ₁と整流回路ＲＥの直
流出力端との直列回路がコンデンサＣ₂に接続される。
定常状態ではコンデンサＣ₁は期間αになった時刻ｔ₀
ではすでに充電されており、コンデンサＣ₂とスイッチ
ング素子Ｓ₅との直列回路には入力電圧Ｖ_inとコンデン
サＣ₁の両端電圧Ｖ_C1とを加算した電圧Ｖ_in＋Ｖ_C1が印
加される。この状態で、コンデンサＣ₁は放電し、コン
デンサＣ₂は充電されるのであって、充電および放電の
時間はコンデンサＣ₁，Ｃ₂の容量と切換スイッチング
素子Ｓ₂，Ｓ₃およびスイッチング素子Ｓ₅のオン抵抗
などによって決定される。

【００２１】次に、制御回路に定められた時間が経過す
ると、スイッチング素子Ｓ₅がオンからオフに移行し、
コンデンサＣ₁の放電とコンデンサＣ₂の充電とが停止
する。さらに、定められた時間が経過すると、スイッチ
ング素子Ｓ₅が再びオンになるが、このとき切換スイッ
チング素子Ｓ₃ではＦ側を選択し、コンデンサＣ₂は負
荷Ｚを通して放電し、コンデンサＣ₂から負荷Ｚに給電
することになる。その後、定められた時間が経過すると
スイッチング素子Ｓ₅がオフになって負荷Ｚへの給電が
休止し、コンデンサＣ₂の放電が停止する。この動作は
期間αにおいて繰り返される。

【００２２】期間αでは、整流回路ＲＥからコンデンサ
Ｃ₁が充電されることはなく、コンデンサＣ₁は放電の
みを行なうことになる。また、コンデンサＣ₁の放電
は、切換スイッチング素子Ｓ₃がＥ側を選択するととも
に、スイッチング素子Ｓ₅がオンである期間にのみ行な
われる。したがって、コンデンサＣ₂の両端電圧Ｖ
_C2は、期間αでは充放電によって比較的小さい範囲で変
化するだけである。

【００２３】期間βにおいては、切換スイッチング素子
Ｓ₂はＣ側に接続され、切換スイッチング素子Ｓ₃はＥ
側かＦ側に接続され、スイッチング素子Ｓ₅は切換スイ
ッチング素子Ｓ₃がＦ側のときオフに保たれる。また、
切換スイッチング素子Ｓ₁はＡ側とＢ側とに交互に切り
換えられ、スイッチング素子Ｓ₄は交互にオン・オフさ
れる。ただし、切換スイッチング素子Ｓ₁によりＢ側が
選択されている期間とスイッチング素子Ｓ₄のオン期間
とを重複させることによって、コンデンサＣ₁への充電
を行なうようにしてある。また、スイッチング素子Ｓ₁
がＢ側でスイッチング素子Ｓ₄がオフのとき、切換スイ
ッチング素子Ｓ₃をＥ側としスイッチング素子Ｓ₅をオ
ンにする。

【００２４】期間βにおける動作をさらに詳しく説明す
る。時刻ｔ₁で入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも高く
なると、切換スイッチング素子Ｓ₂はＣ側を選択し、こ
の時点では切換スイッチング素子Ｓ₁はＡ側に接続さ
れ、スイッチング素子Ｓ₄はオフになっている。したが
って、整流回路ＲＥから負荷Ｚに対して直接給電され
る。その後、制御回路で定められた時間が経過すると、
切換スイッチング素子Ｓ₁はＢ側を選択し、スイッチン
グ素子Ｓ₄はオンになり、負荷Ｚへの給電が停止してコ
ンデンサＣ₁が充電される。すなわち、切換スイッチン
グ素子Ｓ₁，Ｓ₂やスイッチング素子Ｓ₄のオン抵抗と
コンデンサＣ₁などにより決まる時定数でコンデンサＣ
₁が充電され、コンデンサＣ₁の両端電圧が上昇する。
その後、スイッチング素子Ｓ₄がオフになりスイッチン
グ素子Ｓ₅がオンになって、コンデンサＣ₂が同様に充
電される。スイッチング素子Ｓ₅がオフになり、定めら
れた時間が経過すると切換スイッチング素子Ｓ₁が再び
Ａ側を選択するのである。したがって、スイッチング素
子Ｓ₄のオン期間とスイッチング素子Ｓ₅のオン期間と
を調節すればコンデンサＣ₁，Ｃ₂の充電量を調節する
ことができる。期間βにおいては上述した動作を繰り返
すことによって、コンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電圧を次
第に上昇させるのである。

【００２５】負荷Ｚへの供給電力の調節には、期間αで
は、コンデンサＣ₂への充電期間やコンデンサＣ₂の放
電期間を調節すればよく、期間βでは、負荷Ｚへの給電
期間を調節すればよい。上述したように、期間βにおい
ては、切換スイッチング素子Ｓ₁でＡ側を選択している
期間に負荷Ｚに対して整流回路ＲＥから給電するととも
に、スイッチング素子Ｓ₄のオン期間にコンデンサＣ₁
を充電し、スイッチング素子Ｓ₅のオン期間にコンデン
サＣ₂を充電する。また、期間αにおいては、切換スイ
ッチング素子Ｓ₃でＦ側を選択するとともにスイッチン
グ素子Ｓ₅をオンにしている期間に負荷Ｚに対してコン
デンサＣ₂から給電し、切換スイッチング素子Ｓ₃でＥ
側を選択するとともにスイッチング素子Ｓ₅をオンにし
ている期間にも整流回路ＲＥおよびコンデンサＣ₁によ
ってコンデンサＣ₂を充電するのである。換言すれば、
期間βにおいて整流回路ＲＥから負荷Ｚへの給電期間や
コンデンサＣ₁，Ｃ ₂への充電期間を調節することによ
って、交流電源ＡＣの毎半サイクルの全域に渡ってパル
ス状の入力電流Ｉ_inを流すことができるのである。ま
た、期間αにおいてコンデンサＣ₁および整流回路ＲＥ
からコンデンサＣ₂への充電期間を調節すれば、入力電
流Ｉ_inの休止期間を短くすることができる。期間αは、
入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも低い期間であって、
入力電流Ｉ_inに休止期間が生じても入力電流Ｉ_inの全体
としての波形には大きな影響がないのである。すなわ
ち、入力電流Ｉ_inに休止期間が少なく、入力電圧Ｖ_inの
波形にほぼ一致するのであって、入力電流Ｉ_inの波形歪
が少なく、外部への雑音の影響が少ないのである。上述
の説明から明らかなように、各コンデンサＣ₁，Ｃ₂は
整流回路ＲＥに対しては同じ形で対称的に接続されてい
ることになる。すなわち、両コンデンサＣ₁，Ｃ₂のど
ちらでも期間βに充電することが可能になる。

【００２６】以上説明したように、２個のコンデンサＣ
₁，Ｃ₂を用い、入力電圧Ｖ_inが高い期間に一方のコン
デンサＣ₁，Ｃ₂を充電して、入力電圧Ｖ_inが低い期間
にコンデンサＣ₁を整流回路ＲＥに直列接続するから、
入力電圧Ｖ_inが低い期間における負荷Ｚへの供給電圧の
最低電圧をコンデンサＣ₁によって確保することができ
る。また、他方のコンデンサＣ₂は入力電圧Ｖ_inの低い
期間において入力電圧Ｖ_inとコンデンサＣ₁の両端電圧
Ｖ_c1の加算された高電圧が負荷Ｚに印加されるのを防止
し、ほぼ一定な両端電圧Ｖ_c2を負荷Ｚに印加するために
用いられるのである。負荷Ｚへの供給電力は、上述した
ように切換スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₃やスイッチング
素子Ｓ₄，Ｓ₅のオン・オフの期間を制御することで調
節することができ、しかも入力電流Ｉ_inの波形歪を少な
くすることができる。すなわち、インダクタが不要であ
って小型化が可能であるとともに誘導雑音が発生せず、
しかも、入力電流に高調波成分の少ない電源装置を提供
することができる。

【００２７】（実施例２）本実施例は、実施例１の構成
について、コンデンサＣ₁を図４における破線内の構成
に置き換えたものである。すなわち、コンデンサＣ₁に
代えて、それぞれスイッチング素子Ｓ₇，Ｓ₈が直列接
続された仕様の等しい２個のコンデンサＣ ₁₁，Ｃ₁₂を用
いるとともに、両直列回路のスイッチング素子Ｓ₇，Ｓ
₈側の一端を共通に接続し、さらにコンデンサＣ₁₁を有
する一方の直列回路の他端には切換スイッチング素子Ｓ
₆を設けてある。切換スイッチング素子Ｓ₆は、コンデ
ンサＣ₁₁の一端をコンデンサＣ₁₂のいずれか一端に選択
的に接続するものである。したがって、スイッチング素
子Ｓ₇，Ｓ₈をともにオンにし、切換スイッチング素子
Ｓ₆でＧ側を選択すれば、両コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂は並
列接続され、スイッチング素子Ｓ₇をオン、スイッチン
グ素子Ｓ₈をオフにし、切換スイッチング素子Ｓ₆でＨ
側を選択すれば、両コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂は直列接続さ
れるのである。他の構成は実施例１と同様である。

【００２８】コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂の充電時に図５
（ａ）のように両コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を並列接続して
両コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を同時に充電する（スイッチン
グ素子Ｓ ₇，Ｓ₈を同時にオンにする）か、各コンデン
サＣ₁₁，Ｃ₁₂を１つずつ交互に充電し（スイッチング素
子Ｓ₇，Ｓ₈を交互にオンにする）、コンデンサＣ₁₁，
Ｃ ₁₂からコンデンサＣ₂に充電する際には図５（ｂ）の
ように両コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を直列接続することもで
きる。この動作では、期間βにおける入力電圧よりも高
い電圧でコンデンサＣ₂を充電することが可能であっ
て、放電灯を負荷Ｚとするような場合に、始動時に高電
圧を印加したり、調光点灯を安定させるために特定の位
相で高電圧を印加したりするために用いることができ
る。

【００２９】（実施例３）本実施例は、図６に示すよう
に、スイッチング素子Ｓ₆₁〜Ｓ₆₇としてＦＥＴを用いた
ものであり、２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂を備えてい
る。各コンデンサＣ ₁，Ｃ₂にはそれぞれスイッチング
素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂が直列接続され、両直列回路が互いに並
列接続されている。この並列回路はスイッチング素子Ｓ
₆₃を介して整流回路ＲＥの出力端間に接続され、コンデ
ンサＣ₁とスイッチング素子Ｓ₆₁との直列回路にはスイ
ッチング素子Ｓ₆₄が並列接続される。負荷Ｚの両端には
それぞれスイッチング素子Ｓ₆₅，Ｓ₆₆が直列接続され、
この直列回路はコンデンサＣ₂とスイッチング素子Ｓ₆₂
との直列回路に並列接続される。さらに、スイッチング
素子Ｓ₆₂とコンデンサＣ₂との接続点と、負荷Ｚとスイ
ッチング素子Ｓ₆₅との接続点との間にスイッチング素子
Ｓ₆₇が挿入される。ここに、負荷Ｚとしては直流点灯用
の放電灯を用いている。また、逆流阻止用のダイオード
Ｄ₁〜Ｄ₅が適所に挿入される。

【００３０】各スイッチング素子Ｓ₆₁〜Ｓ₆₇は図７に示
すようなタイミングでオン・オフされる。すなわち、交
流電源ＡＣを整流回路ＲＥにより全波整流して得た図７
（ａ）のような脈流電圧である入力電圧Ｖ_inに対して適
宜の基準電圧Ｖ_thを設定し、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ
_thよりも小さい期間α（時刻ｔ₃〜ｔ₅）と、基準電圧
Ｖ_thを越えてピークに達するまでの期間β₁（時刻ｔ₁
〜ｔ₂）と、ピークを越えて基準電圧Ｖ_thまで下がる期
間β₂（時刻ｔ₂〜ｔ₃）との３つの期間に分けて各ス
イッチング素子Ｓ₆₁〜Ｓ₆₇の制御を変化させる。実施例
１では入力電圧Ｖ_inと基準電圧Ｖ_thとの大小のみによっ
て２種類の期間を設定していたが、本実施例では基準電
圧Ｖ_thを越える期間を前後半に分けて３種類の期間を設
定しているのである。また、スイッチング素子Ｓ₆₁〜Ｓ
₆₇がオンになるタイミングは図７（ｉ）に示す基クロッ
ク信号ＣＬの立ち上がりまたは立ち下がりに同期して設
定され、オン期間はクロック信号ＣＬがＨレベルまたは
Ｌレベルである期間内に制限される。

【００３１】期間β₁おいては、コンデンサＣ₁を充電
するとともに負荷Ｚに給電する。すなわち、図７（ｄ）
のようにスイッチング素子Ｓ₆₃，Ｓ₆₅とをオンにすると
ともに、図７（ｅ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₄，Ｓ
₆₇をオフにしておき、図７（ｆ）に示すようにスイッチ
ング素子Ｓ₆₁をオンにしてコンデンサＣ₁に充電する動
作と、図７（ｈ）に示すようにスイッチング素子Ｓ₆₆を
オンにして負荷Ｚに給電する動作とを交互に繰り返すの
である。スイッチング素子Ｓ₆₁はクロック信号ＣＬの立
ち上がりでオンになり、スイッチング素子Ｓ₆₆はクロッ
ク信号ＣＬの立ち下がりでオンになるのであって、スイ
ッチング素子Ｓ₆₁のオン期間はクロック信号ＣＬがＨレ
ベルの期間に制限され、スイッチング素子Ｓ₆₆のオン期
間はクロック信号ＣＬがＬレベルである期間に制限され
るから、両スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₆のオン期間は重
複しないのである。コンデンサＣ₁の充電量はスイッチ
ング素子Ｓ₆₁のオン期間の合計に依存し、負荷Ｚへの電
力供給量はスイッチング素子Ｓ₆₆のオン期間の合計に依
存する。

【００３２】期間β₂においては、コンデンサＣ₁に代
えてコンデンサＣ₂を充電するとともに負荷Ｚに給電す
る。すなわち、期間β₁と同様に、スイッチング素子Ｓ
₆₃，Ｓ₆₅はオン、スイッチング素子Ｓ₆₄，Ｓ₆₇をオフに
しておき、図７（ｇ）に示すようにスイッチング素子Ｓ
₆₂をオンにしてコンデンサＣ₂に充電する動作と、図７
（ｈ）に示すようにスイッチング素子Ｓ₆₆をオンにして
負荷Ｚに給電する動作とを交互に繰り返すのである。こ
こでも、スイッチング素子Ｓ₆₂，Ｓ₆₆のオン期間は重複
しないように設定してある。また、コンデンサＣ₂の充
電量はスイッチング素子Ｓ₆₂のオン期間の合計に依存す
る。

【００３３】ところで、負荷Ｚへの整流回路ＲＥからの
給電量を安定化するために、スイッチング素子Ｓ₆₆のオ
ン期間は、図７（ｈ）に示すように、期間β₁，β₂で
は入力電圧Ｖ_inが高くなるほど短くなるように制御して
いる。したがって、期間β₁，β₂においてスイッチン
グ素子Ｓ₆₆の１回当たりのオン期間に負荷Ｚに供給され
る平均電力の変化が少なくなる。また、コンデンサＣ₁
は図７（ｂ）に示すように端子電圧が入力電圧Ｖ_inのピ
ーク電圧Ｖ_pにほぼ等しくなり、コンデンサＣ ₂は図７
（ｃ）に示すように端子電圧が基準電圧Ｖ_thにほぼ等し
くなるように充電される。ここで、コンデンサＣ₁，Ｃ
₂への充電電流は入力電圧Ｖ_inが高いほど多くなるよう
に、スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂のオン期間は入力電圧
Ｖ_inが高いほど長くするように制御する。

【００３４】期間αでは、期間β₁において充電された
コンデンサＣ₁の両端電圧を整流回路ＲＥの出力電圧
（すなわち、スイッチトキャパシタへの入力電圧Ｖ_in）
と加算し、この加算電圧をコンデンサＣ₂に印加する動
作と、コンデンサＣ₂から負荷Ｚに給電する動作とを交
互に繰り返す。すなわち、期間αでは図７（ｄ）に示す
ようにスイッチング素子Ｓ₆₃，Ｓ₆₅はオフに保たれ、図
７（ｅ）に示すようにスイッチング素子Ｓ₆₄，Ｓ₆₇がオ
ンに保たれる。この間に、図７（ｇ）のようにクロック
信号ＣＬの立ち上がりに同期してスイッチング素子Ｓ₆₂
をオンにしてコンデンサＣ₂に充電する動作と、図７
（ｈ）のようにクロック信号ＣＬの立ち下がりに同期し
てスイッチング素子Ｓ₆₆をオンにしてコンデンサＣ₂か
ら負荷Ｚに給電する動作とを交互に繰り返すのである。
また、スイッチング素子Ｓ₆₂，Ｓ₆₆のオン期間は互いに
重複しないように設定してある。ここで、入力電圧Ｖ_in
が高いほどコンデンサＣ₂の充電電流を増加させるため
に、図７（ｇ）のように入力電圧Ｖ_inが高いほどスイッ
チング素子Ｓ₆₂のオン期間を長くしてある。また、コン
デンサＣ₂から負荷Ｚへの給電時には、図７（ｈ）のよ
うに、スイッチング素子Ｓ₆₆のオン期間における負荷Ｚ
に供給する平均電力の変化を小さくするために、入力電
圧Ｖ_inの小さい期間ほどスイッチング素子Ｓ₆₆のオン期
間を長くしてある。

【００３５】上記動作によって、入力される交流電源Ａ
Ｃの周波数程度の時間で見れば、図７（ｊ）のように負
荷Ｚへの印加電圧が０Ｖになる期間がなく（図７（ｊ）
は負荷Ｚへの印加電圧の包絡線を示す）、負荷Ｚへの供
給電力が安定化されることになり、しかも入力電流に休
止期間が生じないから、入力の高調波を抑制することが
できるのである。ここで、図７（ｊ）に示した負荷Ｚへ
の印加電圧は、本実施例のように負荷Ｚを放電灯とする
ときには、放電を維持できる電圧よりもつねに高くなっ
ているのが望ましい。そこで、放電を維持できる電圧よ
りも若干高い電圧Ｖａを設定し、この電圧Ｖａを基準電
圧Ｖ_thに用いるようにすれば、期間αから期間β₁に移
行する際の最低電圧が上記電圧Ｖａ以上になることを保
証することができる。また、期間β₂から期間αへの移
行時の最低電圧も上記電圧Ｖａ以上になることを保証す
ることができる。なお、期間αにおける最低電圧が上記
電圧Ｖａ以上になるのを保証するには、交流電源ＡＣの
ゼロクロス点（時刻ｔ₄）でのコンデンサＣ ₁の端子電
圧が電圧Ｖａ以上になるように、期間β₁でのコンデン
サＣ₁の充電量および期間β₂でのコンデンサＣ₂の充
電量を調節することが必要である。このような制御によ
って、負荷Ｚへの印加電圧を上記電圧Ｖａ以上に保持し
ておけば、負荷Ｚとして放電灯を用いる場合の立ち消え
のような不都合を防止することができるのである。

【００３６】ところで、本実施例において、期間αでコ
ンデンサＣ₁の端子電圧と整流回路ＲＥの出力電圧とを
加算してコンデンサＣ₂印加する際に、加算電圧とコン
デンサＣ₂の端子電圧との差が大きいと、入力電流のピ
ーク値が大きくなって入力電流波形に歪が生じることが
ある。このような場合には、スイッチング素子Ｓ₆₁のオ
ン期間を調節することでコンデンサＣ₁の端子電圧の上
昇を抑制すればよいのである。

【００３７】すなわち、上記説明では、期間β₁におい
てコンデンサＣ₁の端子電圧を入力電圧Ｖ_inのピーク電
圧Ｖ_pに達するようにしていたが（図８（ｂ）の一点鎖
線）、スイッチング素子Ｓ₆₁のオン期間を短くすること
によって、図８（ｂ）の実線で示すようにコンデンサＣ
₆₁の端子電圧を引き下げることができる。また、スイッ
チング素子Ｓ₆₁のオン期間について、入力電圧Ｖ_inが高
いほど短くするようなＰＷＭ制御を行なったり、入力電
圧Ｖ_inにかかわりなく一定にするような制御を行なうこ
とでもコンデンサＣ₁の端子電圧を引き下げることがで
きる。このとき、負荷Ｚへの印加電圧の包絡線は、図８
（ｃ）に示すように期間αにおいて図８（ｃ）の一点鎖
線の状態から実線の状態に引き下げられ、負荷Ｚへの印
加電圧がより安定化されることになる。

【００３８】このようにコンデンサＣ₁の端子電圧を低
く設定しておけば、期間αにおけるコンデンサＣ₁の端
子電圧と入力電圧Ｖ_inとの加算電圧と、コンデンサＣ₂
の端子電圧との差を小さくすることが可能であり、期間
αにおける入力電流のピーク値を抑制することが可能に
なり、入力高調波をより抑制できるのである。（実施例１４）本実施例は、図６に示した実施例３と同
じ回路構成において、各スイッチング素子Ｓ₆₁〜Ｓ₆₇の
動作タイミングを変更したものである。すなわち、実施
例１と同様に、入力電圧Ｖ_inと基準電圧Ｖ_thとの大小の
みによって２種類の期間α，βを設けるようにし、入力
電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも高い期間βにおけるコン
デンサＣ₁，Ｃ₂の充電を、実施例３のように期間βの
前後半に分けて行なうのではなく、期間βの全体で交互
に行なうようにした点が実施例３との相違点である。す
なわち、図７（ａ）（ｄ）〜（ｉ）と図９（ａ）〜
（ｇ）とを比較すれば明らかなように、スイッチング素
子Ｓ₆₃〜Ｓ₆₇のオン・オフのタイミングは実施例３と同
様であって、スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂の動作のみが
相違する。

【００３９】まず、期間βおいては、図９（ｂ）のよう
にスイッチング素子Ｓ₆₃，Ｓ₆₅とをオンにするとともに
図９（ｃ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₄，Ｓ₆₇をオフ
にしておき、図９（ｄ）に示すようにスイッチング素子
Ｓ₆₁をオンにしてコンデンサＣ₁に充電する動作と、図
９（ｅ）に示すようにスイッチング素子Ｓ₆₂をオンにし
てコンデンサＣ₂に充電する動作と、図９（ｆ）に示す
ようにスイッチング素子Ｓ₆₆をオンにして負荷Ｚに給電
する動作とをそれぞれ異なるタイミングで繰り返す。ス
イッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂はクロック信号ＣＬの立ち上
がりごとに交互にオンになり、スイッチング素子Ｓ₆₆は
クロック信号ＣＬの立ち下がりごとにオンになるのであ
って、スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂のオン期間はクロッ
ク信号ＣＬがＨレベルの期間に制限され、スイッチング
素子Ｓ₆₆のオン期間はクロック信号ＣＬがＬレベルであ
る期間に制限されるから、スイッチング素子Ｓ₆₁，
Ｓ₆₂，Ｓ₆₆のオン期間は重複しないのである。コンデン
サＣ₁，Ｃ₂の充電量はスイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂の
オン期間の合計に依存し、負荷Ｚへの電力供給量はスイ
ッチング素子Ｓ₆₆のオン期間の合計に依存する。

【００４０】負荷Ｚへの整流回路ＲＥからの給電量を安
定化するために、スイッチング素子Ｓ₆₆のオン期間は、
図９（ｆ）に示すように、期間βでは入力電圧Ｖ_inが高
くなるほど短くなるように制御している。したがって、
期間βにおいてスイッチング素子Ｓ₆₆の１回当たりのオ
ン期間に負荷Ｚに供給される平均電力の変化が少なくな
る。ここで、コンデンサＣ₁，Ｃ₂への充電電流は入力
電圧Ｖ_inが高いほど多くなるように、スイッチング素子
Ｓ₆₁，Ｓ₆₂のオン期間は入力電圧Ｖ_inが高いほど長くす
るように制御する。

【００４１】期間αでは、期間βにおいて充電されたコ
ンデンサＣ₁の両端電圧を整流回路ＲＥの出力電圧（す
なわち、スイッチトキャパシタへの入力電圧Ｖ_in）と加
算し、この加算電圧をコンデンサＣ₂に印加する動作
と、コンデンサＣ₂から負荷Ｚに給電する動作とを交互
に繰り返す。この動作は実施例３と同様であって、期間
αでは図９（ｂ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₃，Ｓ₆₅
をオフに保つとともに、図９（ｃ）のようにスイッチン
グ素子Ｓ₆₄，Ｓ₆₇をオンに保つ。この間に、図９（ｅ）
のようにクロック信号ＣＬの立ち上がりに同期してスイ
ッチング素子Ｓ₆₂をオンにしてコンデンサＣ₂に充電す
る動作と、図９（ｆ）のようにクロック信号ＣＬの立ち
下がりに同期してスイッチング素子Ｓ₆₆をオンにしてコ
ンデンサＣ ₂から負荷Ｚに給電する動作とを交互に繰り
返すのである。また、スイッチング素子Ｓ₆₂，Ｓ₆₆のオ
ン期間は互いに重複しないように設定してある。さら
に、入力電圧Ｖ_inが高いほどコンデンサＣ₂の充電電流
を増加させるために、図９（ｅ）のように入力電圧Ｖ_in
が高いほどスイッチング素子Ｓ₆₂のオン期間を長くして
ある。また、コンデンサＣ₂から負荷Ｚへの給電時に
は、図９（ｆ）のように、スイッチング素子Ｓ₆₆のオン
期間における負荷Ｚに供給する平均電力の変化を小さく
するために、入力電圧Ｖ_inの小さい期間ほどスイッチン
グ素子Ｓ₆₆のオン期間を長くしてある。

【００４２】実施例３では入力電圧Ｖ_inがピーク電圧Ｖ
_p付近になってコンデンサＣ₂への充電を開始していた
から、期間β₁から期間β₂への切換時に、入力電圧Ｖ
_inとコンデンサＣ₂の端子電圧との電圧差によって入力
電流にピークが生じていたのに対して、本実施例の動作
では、入力電圧Ｖ_inの上昇とともに各コンデンサＣ₁，
Ｃ₂の端子電圧を徐々に上昇させることで、入力電流の
ピークが軽減されることになる。また、本実施例では、
時刻ｔ₃でのコンデンサＣ₁の端子電圧が基準電圧Ｖ_th
以下になるようにスイッチング素子Ｓ₆₁のオン期間を制
御してあり、期間βから期間αへの移行時に、コンデン
サＣ₁の端子電圧と整流回路ＲＥの出力電圧との加算電
圧と、コンデンサＣ₂の端子電圧との差があまり大きく
ならないようにして入力電流のピークを軽減することで
入力高調波を抑制してある。

【００４３】（実施例５）本実施例は、図１０に示すよ
うに、実施例３におけるコンデンサＣ₆₁とコンデンサＣ
₆₂とを入れ換えた構成を有する。すなわち、実施例３で
は期間αにおいてコンデンサＣ₆₂から負荷Ｚに給電する
ようにし、このコンデンサＣ₆₂を期間β₂で充電した
が、本実施例では期間αにおいてコンデンサＣ₆₁から負
荷Ｚに給電するようにし、かつこのコンデンサＣ₆₁を期
間β₁で充電するのである。具体的に説明すると、コン
デンサＣ₁，Ｃ₂にはそれぞれスイッチング素子Ｓ₆₁，
Ｓ₆₂が直列接続され、かつ両直列回路は互いに並列接続
されて、この並列回路はスイッチング素子Ｓ₆₃を介して
整流回路ＲＥの出力端間に接続される。また、負荷Ｚの
両端にはそれぞれスイッチング素子Ｓ₆₅，Ｓ₆₆が直列接
続され、この直列回路はコンデンサＣ₂とスイッチング
素子Ｓ₆₂との直列回路に並列接続される。ここまでの構
成は実施例３と同様である。実施例３と相違するのは、
コンデンサＣ₂とスイッチング素子Ｓ₆₃との直列回路に
スイッチング素子Ｓ₆₄を並列接続している点、およびコ
ンデンサＣ₁とスイッチング素子Ｓ₆₁との接続点と、負
荷Ｚとスイッチング素子Ｓ₆₅との接続点との間にスイッ
チング素子Ｓ₆₇を挿入している点である。

【００４４】各スイッチング素子Ｓ₆₁〜Ｓ₆₇のオン・オ
フのタイミングは実施例３と同様に、３種類の期間α，
β₁，β₂で相違する。まず、図１１（ａ）に示すよう
に、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも高い期間β₁，
β₂においては、図１１（ｂ）のようにスイッチング素
子Ｓ₆₃，Ｓ₆₅をオンに保つとともに、図１１（ｃ）のよ
うにスイッチング素子Ｓ₆₄，Ｓ₆₇をオフに保つ。ここ
で、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thを越えてからピーク電
圧Ｖ_pに達するまでの期間β₁においては、図１１
（ｄ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₁をオンにしてコン
デンサＣ₁に充電する状態と、図１１（ｆ）のようにス
イッチング素子Ｓ₆₆をオンにして整流回路ＲＥから負荷
Ｚに給電する状態とを、図１１（ｇ）に示すクロック信
号ＣＬに同期させて交互に繰り返す。この動作は実施例
３と同様の動作である。

【００４５】次に、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thよりも
高くかつピーク電圧Ｖ_pを過ぎてからの期間β₂では、
スイッチング素子Ｓ₆₁をオフにしてコンデンサＣ₁の充
放電を停止し、図１１（ｅ）に示すようにスイッチング
素子Ｓ₆₂をオンにして整流回路ＲＥからコンデンサＣ₂
に充電する状態と、図１１（ｆ）に示すようにスイッチ
ング素子Ｓ₆₆をオンにして整流回路ＲＥから負荷Ｚに給
電する状態とを交互に切り換える。この動作は、コンデ
ンサＣ₁に代えてコンデンサＣ₂を充電するほかは期間
β₁と同様である。

【００４６】このようにして、期間β₁ではコンデンサ
Ｃ₁を充電し、期間β₂ではコンデンサＣ₂を充電する
のであって、その後、入力電圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_thより
も低い期間αになると、図１１（ｂ）のようにスイッチ
ング素子Ｓ₆₃，Ｓ₆₅をオフにし、図１１（ｃ）のように
スイッチング素子Ｓ₆₄，Ｓ₆₇をオンにする。この状態で
は、図１１（ｄ）のようにスイッチング素子Ｓ₆₁をオン
にすればコンデンサＣ ₂の端子電圧と整流回路ＲＥの出
力電圧とが加算され、この加算電圧がコンデンサＣ₁に
印加される。また、図１１（ｆ）のようにスイッチング
素子Ｓ₆₆をオンにすればコンデンサＣ₁から負荷Ｚに給
電されることになる。要するに、入力電圧Ｖ_inの高い期
間に充電しておいたコンデンサＣ₁，Ｃ₂の電荷を用い
て、入力電圧Ｖ_inの低い期間にはコンデンサＣ₂の端子
電圧を入力電圧Ｖ_inに加算して負荷Ｚに印加するのであ
る。

【００４７】ここにおいて、クロック信号ＣＬの１周期
当たりに負荷Ｚに供給するエネルギをほぼ一定にするた
めに、図１１（ｆ）のように入力電圧Ｖ_inが高いほどス
イッング素子Ｓ₆₆のオン期間を短くし、また入力電流が
入力電圧Ｖ_inの変化に追随するように、図１１（ｄ）
（ｅ）のようにコンデンサＣ₁，Ｃ₂に対する整流回路
ＲＥから充電電流を制御するためのスイッチング素子Ｓ
₆₁，Ｓ₆₂のオン期間を入力電圧Ｖ_inの高い期間ほど長く
してある。

【００４８】期間β₁においてコンデンサＣ₁を充電す
る際のコンデンサＣ₁の端子電圧は入力電圧Ｖ_inのピー
ク電圧Ｖ_pとし、期間β₂においてコンデンサＣ₂を充
電する際のコンデンサＣ₂の端子電圧は基準電圧Ｖ_thと
するように、スイッチング素子Ｓ₆₁，Ｓ₆₂を制御する。
このような電圧関係に設定しておけば、期間β₂から期
間αへの移行時において、コンデンサＣ₂の端子電圧と
整流回路ＲＥの出力電圧との加算値と、コンデンサＣ₁
の端子電圧との差は、充電順序を逆にした実施例３にお
けるコンデンサＣ₁の端子電圧と整流回路ＲＥの出力電
圧との加算値と、コンデンサＣ₂の端子電圧との差より
も小さくなり、結局、入力電流のピーク値が減少して入
力高調波を抑制することができるのである。

【００４９】（実施例６）本実施例では図１３に示すよ
うに、２つの基準電圧Ｖ_th1，Ｖ_th2（Ｖ_th1＜
Ｖ_th2）を設定し各基準電圧Ｖ_th1，Ｖ_th2と入力電圧
Ｖ_inとの大小関係に応じてスイッチング素子を制御する
例を示す。すなわち、基準電圧Ｖ_th2は上述した各実施
例の基準電圧Ｖ_thとほぼ同様の役割を持つのであって、
上述した各実施例との比較を容易にするために、入力電
圧Ｖ_inが基準電圧Ｖ_th2よりも低い期間であって基準電
圧Ｖ_th1よりも高い期間をαとし、基準電圧Ｖ_th2より
も高い期間をβとする。また、入力電圧Ｖ_inが基準電圧
Ｖ_th1よりも低い期間をγとする。このように入力電圧
Ｖ_inの電圧波形の高低によって３種類の期間に分けてス
イッチング素子を制御する。また、本実施例では期間γ
において整流回路ＲＥの出力によりコンデンサＣ₁，Ｃ
₂を充電し、コンデンサＣ₁，Ｃ₂により放電灯ＤＬを
予熱する。

【００５０】回路構成は図１２に示す通りであって、２
個のコンデンサＣ₇，Ｃ₈を備え、コンデンサＣ₇の両
端にはスイッチング素子Ｓ₈₁，Ｓ₈₂がそれぞれ接続さ
れ、コンデンサＣ₈にはスイッチング素子Ｓ₈₃が直列接
続され、さらに、負荷Ｚにもスイッチング素子Ｓ₈₄が直
列接続されて、各直列回路が互いに並列接続される。こ
の並列回路はスイッチング素子Ｓ₈₅を介して整流回路Ｒ
Ｅの出力端間に接続され、コンデンサＣ₇とスイッチン
グ素子Ｓ₈₁，Ｓ₈₅との直列回路にはスイッチング素子Ｓ
₈₆が並列接続される。さらに、コンデンサＣ₇とスイッ
チング素子Ｓ₈₂との接続点にスイッチング素子Ｓ₈₇を介
して一方のフィラメントの一端を接続し、コンデンサＣ
₈とスイッチング素子Ｓ₈₃との接続点にスイッチング素
子Ｓ₈₈を介して他方のフィラメントの一端を接続してあ
る。

【００５１】各スイッチング素子Ｓ₈₁〜Ｓ₈₈のオン・オ
フのタイミングは以下のように２つの基準電圧Ｖ_th1，
Ｖ_th2と入力電圧Ｖ_inとの大小関係に基づいて制御され
る。期間αと期間βとではスイッチング素子Ｓ₈₇，Ｓ₈₈
はオフに保たれる。期間βでは、スイッチング素子
Ｓ₈₂，Ｓ₈₅をオンに保ち、スイッチング素子Ｓ₈₃，Ｓ₈₆
をオフに保つ。また、スイッチング素子Ｓ₈₁とスイッチ
ング素子Ｓ₈₄とを交互にオン・オフさせる。スイッチン
グ素子Ｓ₈₁がオンであれば、整流回路ＲＥの出力端間に
コンデンサＣ₇が接続され、スイッチング素子Ｓ₈₄がオ
ンであれば整流回路ＲＥから負荷Ｚに給電される。ここ
で、コンデンサＣ₇が期間βの開始時点までに十分に放
電されていれば、整流回路ＲＥの出力によってコンデン
サＣ₇が充電される。コンデンサＣ₇への充電時には図
１２における上側の電極が整流回路ＲＥの正出力端に接
続される。

【００５２】一方、期間αでは、スイッチング素子
Ｓ₈₃，Ｓ₈₆がオンに保たれ、スイッチング素子Ｓ₈₂，Ｓ
₈₅がオフに保たれる。また、期間βと同様にスイッチン
グ素子Ｓ ₈₁とスイッチング素子Ｓ₈₄とを交互にオン・オ
フさせる。スイッチング素子Ｓ₈₁がオンであれば、整流
回路ＲＥの出力端間にコンデンサＣ₇が接続されるが、
このときには図１２の下側の電極が整流回路ＲＥの正出
力端に接続されるから、入力電圧Ｖ_inにコンデンサＣ₇
の端子電圧が加算され、この加算電圧がコンデンサＣ₈
に印加される。また、スイッチング素子Ｓ₈₄がオンにな
れば、コンデンサＣ ₈から負荷Ｚに給電されるのであ
る。すなわち、コンデンサＣ₈の充電と負荷Ｚへの給電
が交互に行なわれる。ここで、期間αでは入力電圧Ｖ_in
は期間βよりも低いが、コンデンサＣ₇の端子電圧を入
力電圧Ｖ_inに加算して負荷Ｚへの印加電圧を期間βと同
程度に保つことができるのである。

【００５３】期間γでは、スイッチング素子Ｓ₈₁はオン
に保たれ、スイッチング素子Ｓ₈₆はオフに保たれるが、
他のスイッチング素子Ｓ₈₂〜Ｓ₈₅，Ｓ₈₇，Ｓ₈₈はオン・
オフが交互に切り換えられる。実際には、スイッチング
素子Ｓ₈₂，Ｓ₈₃，Ｓ₈₅がオンでスイッチング素子Ｓ₈₄，
Ｓ₈₇，Ｓ₈₈がオフの状態と、オン・オフを入れ換えた状
態との２状態が交互に切り換えられるのである。スイッ
チング素子Ｓ₈₂，Ｓ₈₃，Ｓ₈₅がオンの状態では、負荷Ｚ
が切り離されるとともにコンデンサＣ₇とコンデンサＣ
₈とが並列接続され、この並列回路が整流回路ＲＥの出
力端間に接続されるから、両コンデンサＣ₇，Ｃ₈がと
もに充電されることになる。一方、スイッチング素子Ｓ
₈₄，Ｓ₈₇，Ｓ₈₈がオンの状態では、コンデンサＣ₇の充
電電荷により放電灯ＤＬの図１２における上側のフィラ
メントに予熱電流が流れ、コンデンサＣ₈の充電電荷に
より放電灯ＤＬの図１２における下側のフィラメントに
予熱電流が流れることになる。このように、期間γでは
コンデンサＣ₇，Ｃ₈に充電する状態と、コンデンサＣ
₇，Ｃ₈からフィラメントに予熱電流を流す状態とを交
互に繰り返すのである。上記動作をまとめると表１のよ
うになる。なお、表において予熱を行なうのはパターン
２になる。

【００５４】

【表１】

【００５５】結局、本実施例の構成では、入力電圧Ｖ_in
が低く期間αのような動作では入力電圧Ｖ_inにコンデン
サＣ₇の端子電圧を加算した電圧でもコンデンサＣ₈の
端子電圧に達しないためにコンデンサＣ₈に充電電流を
流すのが難しいような場合でも、整流回路ＲＥから放電
灯ＤＬのフィラメントに予熱電流を流すことで、入力電
圧Ｖ_inが０Ｖ付近になっても入力電流を流すことができ
て、入力高調波を抑制することができる。また、入力電
圧Ｖ_inの１周期毎に予熱を行なうから、放電灯ＤＬを調
光点灯させる場合に点灯の維持が容易になるのである。
本実施例における各スイッチング素子Ｓ₈₁〜Ｓ₈₈のオン
・オフのタイミングもクロック信号ＣＬに同期させるの
はもちろんのことである。

【００５６】（実施例７）本実施例は、負荷Ｚが放電灯
ＤＬであって、始動時に高電圧を印加することができる
ようにした例を示す。図１４に示すように、コンデンサ
Ｃ₈の両端のうちスイッチング素子Ｓ₈₃が接続されてい
ない一端にスイッチング素子Ｓ₉₀を直列接続し、さらに
コンデンサＣ₇とスイッチング素子Ｓ₈₁との接続点と、
コンデンサＣ₈とスイッチング素子Ｓ₉₀との接続点との
間にスイッチング素子Ｓ₉₁を挿入してある。

【００５７】各スイッチング素子Ｓ₈₁〜Ｓ₈₆，Ｓ₉₀，Ｓ
₉₁のオン・オフのタイミングは、基準電圧Ｖ_thに対する
入力電圧Ｖ_inとの大小関係に基づいて区分された期間
α，βごとに変化し、さらに、本実施例では始動時に放
電灯ＤＬに高電圧を印加する始動期間を設けてある。ま
ず、期間βにおいては、スイッチング素子Ｓ₈₂，Ｓ₈₅，
Ｓ₉₀がオンに保たれ、スイッチング素子Ｓ₈₃，Ｓ₈₆，Ｓ
₉₁がオフに保たれる。この状態で、スイッチング素子Ｓ
₈₁とスイッチング素子Ｓ₈₄とが交互にオン・オフされ
る。スイッチング素子Ｓ₈₁がオンであれば整流回路ＲＥ
の出力でコンデンサＣ₇が充電され、スイッチング素子
Ｓ₈₄がオンであれば整流回路ＲＥから負荷Ｚに給電され
る。

【００５８】一方、期間αではスイッチング素子Ｓ₈₃，
Ｓ₈₆，Ｓ₉₀がオンに保たれ、スイッチング素子Ｓ₈₂，Ｓ
₈₅，Ｓ₉₁がオフに保たれる。この間に、スイッチング素
子Ｓ ₈₁，Ｓ₈₄が交互にオン・オフされることによって、
スイッチング素子Ｓ₈₁のオン期間には入力電圧Ｖ_inとコ
ンデンサＣ₇の端子電圧との加算電圧でコンデンサＣ ₈
が充電され、スイッチング素子Ｓ₈₄のオン期間にはコン
デンサＣ₈から負荷Ｚに給電されることになる。

【００５９】ところで、始動期間においてはオン・オフ
が変化しないのはスイッチング素子Ｓ₈₃のみであり、こ
のスイッチング素子Ｓ₈₃はオンに保たれる。他のスイッ
チング素子のうち、スイッチング素子Ｓ₈₁，Ｓ₈₂，
Ｓ₈₅，Ｓ₉₀をオンにしスイッチング素子Ｓ₈₄，Ｓ₈₆，Ｓ
₉₁をオフにする状態から、オン・オフの状態を逆転させ
る状態に移行する。スイッチング素子Ｓ₈₁，Ｓ₈₂，
Ｓ₈₅，Ｓ₉₀をオンにする状態では、整流回路ＲＥの出力
により両コンデンサＣ₇，Ｃ₈を充電する。一方、スイ
ッチング素子Ｓ₈₄，Ｓ₈₆，Ｓ₉₁をオンにする状態では、
コンデンサＣ₇とコンデンサＣ₈との端子電圧を加算
し、この加算電圧と入力電圧Ｖ_inとの加算値を負荷Ｚに
印加することができるのである。ここで、コンデンサＣ
₇，Ｃ₈は入力電圧Ｖ_inのピーク電圧Ｖ_pに達するまで
充電しておく。したがって、負荷Ｚに対して入力電圧Ｖ
_inのピーク電圧Ｖ_pの３倍近い高電圧を印加することが
可能になり、放電灯ＤＬを確実に始動させることができ
るのである。上記動作をまとめると、表２のようにな
る。表２のうちパターン２が負荷Ｚに高電圧を印加する
状態である。

【００６０】

【表２】

【００６１】

【発明の効果】請求項１の発明は、２つのコンデンサを
備えたスイッチトキャパシタよりなる電力変換部で脈流
電源を電力変換して負荷に給電するものであって、電力
変換部への入力電圧が基準電圧よりも高い期間には、少
なくとも一方のコンデンサに対して脈流電源から充電す
る状態と、負荷に給電する状態とを交互に切り換えるよ
うにし、入力電圧が基準電圧よりも低い期間には、脈流
電源により充電されたコンデンサの端子電圧を脈流電源
の電圧に加算して他方のコンデンサを充電する状態と、
他方のコンデンサから負荷に給電する状態とを交互に切
り換えるようにしているので、入力電圧の高い期間には
脈流電源からはコンデンサと負荷とに交互に給電するこ
とで入力電流を入力電圧に追随させることが可能にな
り、また入力電圧の低い期間には入力電圧の高い期間に
得たエネルギの一部を利用して負荷への印加電圧の低下
を防止することができるという利点がある。さらに、入
力電圧にかかわらず入力電流をほぼ連続的に流し続ける
ことができ、しかもインダクタを用いていないから、入
力高調波を抑制できるという利点がある。

【００６２】請求項２の発明は、入力電圧の低い期間に
両コンデンサを直列接続して負荷に給電するから、比較
的高い電圧を印加する必要があるような負荷の場合にも
負荷への印加電圧を維持することができるという利点が
ある。請求項３の発明は、電力変換部の出力電圧を負荷
の所定動作を維持するのに必要な最低電圧以上に保つよ
うに電力変換部の各スイッチ要素の切換タイミングを制
御するから、たとえば負荷として放電灯を用いる場合に
は、放電維持に必要な最低電圧以上に保つようにすれ
ば、立ち消えの可能性が大幅に低減するという利点があ
る。

【００６３】請求項４の発明は、各コンデンサの充電時
にはコンデンサへの印加電圧が高いほど１回当たりの充
電時間が長くなるように充電経路に挿入されたスイッチ
要素を制御し、負荷への給電時には負荷への印加電圧が
高いほど１回当たりの負荷への給電時間が短くなるよう
に給電経路に挿入されたスイッチ要素を制御するから、
脈流電源からの入力電流は入力電圧にほぼ比例すること
になり、また負荷への供給電圧はほぼ一定になるという
利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１を示す回路図である。

【図２】実施例１を示す動作説明図である。

【図３】実施例１の各動作状態を示す動作説明図であ
る。

【図４】実施例２を示す回路図である。

【図５】実施例２の各動作状態を示す動作説明図であ
る。

【図６】実施例３を示す回路図である。

【図７】実施例３の動作説明図である。

【図８】実施例３の動作説明図である。

【図９】実施例４の動作説明図である。

【図１０】実施例５を示す回路図である。

【図１１】実施例５の動作説明図である。

【図１２】実施例６を示す回路図である。

【図１３】実施例６の動作説明図である。

【図１４】実施例７を示す回路図である。

【図１５】従来例を示す回路図である。

【図１６】従来例の動作説明図である。

【符号の説明】

１制御回路２電力変換部ＡＣ交流電源Ｃ₁ コンデンサＣ₂ コンデンサＲＥ整流回路Ｓ₁ 切換スイッチング素子Ｓ₂ 切換スイッチング素子Ｓ₃ 切換スイッチング素子Ｓ₄ スイッチング素子Ｓ₅ スイッチング素子ＳＣスイッチトキャパシタＺ負荷

フロントページの続き (72)発明者吉田和雄大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者鳴尾誠浩大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者エーベリレスリーロナルドアメリカ合衆国ニュージャージー州 08822フレミントンキングウッド−ロックタウンロード 417

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】脈流電源を電力変換部で電力変換して負
荷に供給する電源装置であって、電力変換部は、第１の
コンデンサおよび第２のコンデンサと、第１のコンデン
サの各一端を脈流電源の一端に選択的に接続させる第１
のスイッチ要素と、第１のスイッチ要素により選択され
た第１のコンデンサの一端が脈流電源の一端に接続され
ているときに脈流電源の両端間に第１のコンデンサと負
荷との一方を選択的に接続させる第２のスイッチ要素
と、第１のスイッチ要素により選択された第１のコンデ
ンサの他端が脈流電源の一端に接続されているときに第
２のコンデンサの両端間に脈流電源と第１のコンデンサ
との直列回路と負荷との一方を選択的に接続させる第３
のスイッチ要素と、各スイッチ要素を制御する制御回路
とを備え、制御回路は、電力変換部への入力電圧が所定
の基準電圧よりも高い期間と低い期間とでは脈流電源の
一端に接続される第１のコンデンサの端子を入れ換える
ように第１のスイッチ要素を制御し、入力電圧が基準電
圧よりも高い期間には脈流電源の両端間に第１のコンデ
ンサと負荷とを脈流電源の電圧変動よりも十分に短い周
期で交互に接続するように第２のスイッチ要素を制御
し、入力電圧が基準電圧よりも低い期間には第２のコン
デンサの両端間に第１のコンデンサと脈流電源との直列
回路と負荷とを脈流電源の電圧変動よりも十分に短い周
期で交互に接続するように第３のスイッチ要素を制御す
ることを特徴とする電源装置。
【請求項２】脈流電源を電力変換部で電力変換して負
荷に供給する電源装置であって、電力変換部は、第１の
コンデンサおよび第２のコンデンサと、第１のコンデン
サの各一端を脈流電源の一端に選択的に接続させる第１
のスイッチ要素と、第１のスイッチ要素により選択され
た第１のコンデンサの一端が脈流電源の一端に接続され
ているときに脈流電源の両端間に第１のコンデンサと負
荷との一方を選択的に接続させる第２のスイッチ要素
と、脈流電源の両端間に第２のコンデンサと負荷との一
方を選択的に接続させる第３のスイッチ要素と、第１の
スイッチ要素により選択された第１のコンデンサの他端
が脈流電源の一端に接続されているときに第２のコンデ
ンサの両端間に脈流電源と第１のコンデンサとの直列回
路と負荷との一方を選択的に接続させる第４のスイッチ
要素と、各スイッチ要素を制御する制御回路とを備え、
制御回路は、電力変換部への入力電圧が所定の基準電圧
よりも高い期間と低い期間とでは脈流電源の一端に接続
される第１のコンデンサの端子を入れ換えるように第１
のスイッチ要素を制御し、入力電圧が基準電圧よりも高
い期間には脈流電源の両端間に第１のコンデンサと第２
のコンデンサと負荷とを脈流電源の電圧変動よりも十分
に短い周期で択一的に接続するように第２のスイッチ要
素および第３のスイッチ要素を制御し、入力電圧が基準
電圧よりも低い期間には第２のコンデンサの両端間に第
１のコンデンサと脈流電源との直列回路と負荷とを脈流
電源の電圧変動よりも十分に短い周期で交互に接続する
ように第４のスイッチ要素を制御することを特徴とする
電源装置。
【請求項３】入力電圧が基準電圧よりも低い期間にお
いて第２のコンデンサに負荷を接続する際に、第１のコ
ンデンサと第２のコンデンサとの端子電圧の加算電圧が
負荷に印加されるように第１のコンデンサを第２のコン
デンサに直列接続するスイッチ要素を付加して成ること
を特徴とする請求項１または請求項２記載の電源装置。
【請求項４】電力変換部の出力電圧を負荷の所定動作
を維持するのに必要な最低電圧以上に保つように電力変
換部の各スイッチ要素の切換タイミングが制御されて成
ることを特徴とする請求項１または請求項２記載の電源
装置。
【請求項５】制御回路は、各コンデンサの充電時には
コンデンサへの印加電圧が高いほど１回当たりの充電時
間が長くなるように充電経路に挿入されたスイッチ要素
を制御し、負荷への給電時には負荷への印加電圧が高い
ほど１回当たりの負荷への給電時間が短くなるように給
電経路に挿入されたスイッチ要素を制御することを特徴
とする請求項１または請求項２記載の電源装置。