JPH089750Y2 - 水平偏向出力回路 - Google Patents
水平偏向出力回路Info
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- JPH089750Y2 JPH089750Y2 JP1989059580U JP5958089U JPH089750Y2 JP H089750 Y2 JPH089750 Y2 JP H089750Y2 JP 1989059580 U JP1989059580 U JP 1989059580U JP 5958089 U JP5958089 U JP 5958089U JP H089750 Y2 JPH089750 Y2 JP H089750Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- horizontal deflection
- coil
- frequency
- deflection
- horizontal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、カラーCRTディスプレイ等に使用される水
平偏向出力回路に関する。
平偏向出力回路に関する。
第２図は従来の水平偏向出力回路の一例の構成を示す
ブロック図でる。
ブロック図でる。
同図において、１はバッファアンプであり、入力され
る水平同期信号は波形整形回路２に出力する。波形整形
回路２は水平同期信号に同期した常に正の、波高値が一
定したパルスを出力する。このパルスはコンデンサ３を
介して水平発振回路４に入力される。これにより水平発
振回路４は水平同期信号に同期して発振する。水平発振
回路４の出力は抵抗５を介してドライブトランジスタ６
のベースに供給される。ドライブトランジスタ６のエミ
ッタは接地され、そのコレクタには抵抗８とトランス７
の１次コイル7Aを介して所定の電源電圧B1が供給されて
いる。
る水平同期信号は波形整形回路２に出力する。波形整形
回路２は水平同期信号に同期した常に正の、波高値が一
定したパルスを出力する。このパルスはコンデンサ３を
介して水平発振回路４に入力される。これにより水平発
振回路４は水平同期信号に同期して発振する。水平発振
回路４の出力は抵抗５を介してドライブトランジスタ６
のベースに供給される。ドライブトランジスタ６のエミ
ッタは接地され、そのコレクタには抵抗８とトランス７
の１次コイル7Aを介して所定の電源電圧B1が供給されて
いる。
トランス７の２次コイル7Bは抵抗11を介してスイッチ
ング素子としての出力トランジスタ12のベースに接続さ
れている。エミッタが接地されている出力トランジスタ
12のコレクタには、DC−DCコンバータ22よりフライバッ
クトランス13の１次コイル13Aを介して所定の電圧が供
給されている。また、１次コイル13Aには、ダイオード1
4とコンデンサ18、並びに偏向コイル15、リニアリティ
コイル16及びコンデンサ17の直列回路が並列に接続され
ている。
ング素子としての出力トランジスタ12のベースに接続さ
れている。エミッタが接地されている出力トランジスタ
12のコレクタには、DC−DCコンバータ22よりフライバッ
クトランス13の１次コイル13Aを介して所定の電圧が供
給されている。また、１次コイル13Aには、ダイオード1
4とコンデンサ18、並びに偏向コイル15、リニアリティ
コイル16及びコンデンサ17の直列回路が並列に接続され
ている。
フライバックトランス13の２次コイル13Bの一端に
は、DC−DCコンバータ22より抵抗23を介して所定の電圧
が供給され、他端はダイオード21を介して図示せぬCRT
のアノードへ接続されている。
は、DC−DCコンバータ22より抵抗23を介して所定の電圧
が供給され、他端はダイオード21を介して図示せぬCRT
のアノードへ接続されている。
24はF/V変換回路であり、波形整形回路２の出力周波
数を電圧に変換し、水平発振回路４の発振周波数とDC−
DCコンバータ22の出力電圧を制御している。なお、DC−
DCコンバータ22には所定の電源電圧B1が供給されてい
る。
数を電圧に変換し、水平発振回路４の発振周波数とDC−
DCコンバータ22の出力電圧を制御している。なお、DC−
DCコンバータ22には所定の電源電圧B1が供給されてい
る。
波形整形回路２が、バッファ１を介して入力される水
平同期信号に同期したパルスを出力すると、水平発振回
路４はこのパルスに同期してドライブトランジスタ６を
オン、オフする。ドライブトランジスタ６はトランス７
を介して出力トランジスタ12をオン、オフする。
平同期信号に同期したパルスを出力すると、水平発振回
路４はこのパルスに同期してドライブトランジスタ６を
オン、オフする。ドライブトランジスタ６はトランス７
を介して出力トランジスタ12をオン、オフする。
出力トランジスタ12がオフすると、DC−DCコンバータ
22、１次コイル13A、偏向コイル15、リニアリティコイ
ル16、コンデンサ17の経路で電流が流れる。出力トラン
ジスタ12がオンになると、コンデンサ17に充電された電
荷が、リニアリティコイル16、偏向コイル15、出力トラ
ンジスタ12の経路で放電する。次にコンデンサ17に逆充
電された電荷が、ダンパダイオード14、偏向コイル15、
リニアリティコイル16の経路で流れる。
22、１次コイル13A、偏向コイル15、リニアリティコイ
ル16、コンデンサ17の経路で電流が流れる。出力トラン
ジスタ12がオンになると、コンデンサ17に充電された電
荷が、リニアリティコイル16、偏向コイル15、出力トラ
ンジスタ12の経路で放電する。次にコンデンサ17に逆充
電された電荷が、ダンパダイオード14、偏向コイル15、
リニアリティコイル16の経路で流れる。
このようにして偏向コイル15に鋸歯状の水平偏向電流
が流れる。
が流れる。
また、偏向コイル15には、出力トランジスタ12のオ
ン、オフに対応してその電流の供給が遮断されるとき、
逆起電圧が発生する。フライバックトランス13の１次コ
イル13Aに発生するこの高電圧に起因して、２次コイル1
3Bにはさらに高電圧が発生し、この高電圧がダイオード
21を介してCRTのアノードに供給される。
ン、オフに対応してその電流の供給が遮断されるとき、
逆起電圧が発生する。フライバックトランス13の１次コ
イル13Aに発生するこの高電圧に起因して、２次コイル1
3Bにはさらに高電圧が発生し、この高電圧がダイオード
21を介してCRTのアノードに供給される。
波形整形回路２の出力周波数がF/V変換回路24におい
て電圧に変換され、この電圧に対応して水平発振回路４
の発振周波数と、DC−DCコンバータ22の出力電圧が制御
される。これにより水平同期信号の周波数を15KHz乃至3
5KHzの範囲で調整することができる。
て電圧に変換され、この電圧に対応して水平発振回路４
の発振周波数と、DC−DCコンバータ22の出力電圧が制御
される。これにより水平同期信号の周波数を15KHz乃至3
5KHzの範囲で調整することができる。
また、偏向コイル15に流れる水平偏向電流は、リニア
リティコイル16が存在しないとすると、第３図（ａ）に
示すように直線的に鋸歯状に変化する。しかしながらリ
ニアリティコイル16のインダクタンスは、水平偏向電流
に対して第３図（ｂ）に示すように変化する。すなわ
ち、水平偏向電流の絶対値が大きくなるにつれ、インダ
クタンスが大きくなる。従って、このリニアリティコイ
ル16が直列に接続されているところから、偏向コイル15
に流れる水平偏向電流は、第３図（ｃ）に示すように略
Ｓ字状に補正される。これにより水平偏向直線性の歪量
を軽減することができる。
リティコイル16が存在しないとすると、第３図（ａ）に
示すように直線的に鋸歯状に変化する。しかしながらリ
ニアリティコイル16のインダクタンスは、水平偏向電流
に対して第３図（ｂ）に示すように変化する。すなわ
ち、水平偏向電流の絶対値が大きくなるにつれ、インダ
クタンスが大きくなる。従って、このリニアリティコイ
ル16が直列に接続されているところから、偏向コイル15
に流れる水平偏向電流は、第３図（ｃ）に示すように略
Ｓ字状に補正される。これにより水平偏向直線性の歪量
を軽減することができる。
すなわち第４図に示すように、電子銃（原点）63は、
CRTの表示面61を球面の一部とする球の中心としての仮
想原点64とは一致していないのが一般的である。換言す
れば、電子銃63を中心とする球面62は、CRTの表示面61
と一致していない。その結果、電子銃63を中心として、
水平偏向電流に比例した所定の偏向角θで電子を放出す
ると、画面の周辺部の間隔Ｂは、中心部の間隔Ａより広
くなり、その分だけ画像に歪が発生する。この歪がＳ字
補正により軽減される。
CRTの表示面61を球面の一部とする球の中心としての仮
想原点64とは一致していないのが一般的である。換言す
れば、電子銃63を中心とする球面62は、CRTの表示面61
と一致していない。その結果、電子銃63を中心として、
水平偏向電流に比例した所定の偏向角θで電子を放出す
ると、画面の周辺部の間隔Ｂは、中心部の間隔Ａより広
くなり、その分だけ画像に歪が発生する。この歪がＳ字
補正により軽減される。
ところで、この歪量は水平偏向周波数に依存せず、表
示サイズ（偏向角）に比例する。
示サイズ（偏向角）に比例する。
これに対して、この歪を偏向コイル15、リニアリティ
コイル16及びコンデンサ17のリアクタンスを共振させ
て、Ｓ字補正する場合、水平偏向周波数によってリアク
タンスが変化するので、補正量も水平偏向周波数によっ
て変化してしまう。そこで、水平偏向周波数を変化させ
る場合は、水平偏向周波数の変化分が相殺されるよう
に、コンデンサの容量を変化させる必要がある。
コイル16及びコンデンサ17のリアクタンスを共振させ
て、Ｓ字補正する場合、水平偏向周波数によってリアク
タンスが変化するので、補正量も水平偏向周波数によっ
て変化してしまう。そこで、水平偏向周波数を変化させ
る場合は、水平偏向周波数の変化分が相殺されるよう
に、コンデンサの容量を変化させる必要がある。
そこで、第５図の従来例においては、デコーダ（比較
器）31によりMOSFET32、33の一方又は両方をオンするこ
とにより、コンデンサ34と35の一方又は両方をコンデン
サ17に並列に接続し、合成容量を変更することができる
ようになっている。
器）31によりMOSFET32、33の一方又は両方をオンするこ
とにより、コンデンサ34と35の一方又は両方をコンデン
サ17に並列に接続し、合成容量を変更することができる
ようになっている。
尚、第５図中のその他の構成は第２図と同じである。
しかしながら第２図の従来例は、リニアリティコイル
16のインダクタンス特性が必ずしも高精度ではなく、ダ
イナミックレンジを広くとることができない欠点があ
る。また、リニアリティコイル16のみによって歪量を補
正しているため、そのインダクタンス値（内部抵抗を含
む）が大きくなり、発熱量も大きくなる欠点がある。そ
の結果、歪量を精々７％程度にしか抑制することができ
なかった。
16のインダクタンス特性が必ずしも高精度ではなく、ダ
イナミックレンジを広くとることができない欠点があ
る。また、リニアリティコイル16のみによって歪量を補
正しているため、そのインダクタンス値（内部抵抗を含
む）が大きくなり、発熱量も大きくなる欠点がある。そ
の結果、歪量を精々７％程度にしか抑制することができ
なかった。
これに対して第５図の従来例は、水平偏向周波数の変
化に対応して、リニアリティコイル16に接続するコンデ
ンサの容量を変化させるようにしたので、第１図の従来
例より高精度の偏向直線性を実現することができる。し
かしながら言わば、所定の水平偏向周波数に最適な回路
を４種類用意し、そのいずれかを切り替えて接続してい
るに過ぎないので、４つ以外の水平偏向周波数において
は偏向直線性が急に悪化し、ダイナミックレンジを拡大
したというには不充分なものであった。また、水平偏向
周波数の切換点で誤動作が発生する欠点があった。
化に対応して、リニアリティコイル16に接続するコンデ
ンサの容量を変化させるようにしたので、第１図の従来
例より高精度の偏向直線性を実現することができる。し
かしながら言わば、所定の水平偏向周波数に最適な回路
を４種類用意し、そのいずれかを切り替えて接続してい
るに過ぎないので、４つ以外の水平偏向周波数において
は偏向直線性が急に悪化し、ダイナミックレンジを拡大
したというには不充分なものであった。また、水平偏向
周波数の切換点で誤動作が発生する欠点があった。
本考案は、このような状況に鑑みなされたもので、広
範囲の水平偏向周波数に対して均一に高精度の偏向直線
性を実現できるようにするものである。
範囲の水平偏向周波数に対して均一に高精度の偏向直線
性を実現できるようにするものである。
本考案の水平偏向出力回路は、水平偏向電流が供給さ
れる偏向コイルと、偏向コイルに直列に接続されたリニ
アリティコイルと、偏向コイル及びリニアリティコイル
に直列に、かつ相互に並列に接続されたＳ字補正用の複
数のコンデンサと、コンデンサの接続を制御するスイッ
チング素子と、スイッチング素子のスイッチングを制御
する制御回路とを備えた水平偏向出力回路において、そ
れぞれ複数の水平偏向周波数が割り当てられた複数の領
域において、一の領域における水平偏向周波数の最高値
と最小値との差である偏差をその一の領域における所定
の水平偏向周波数で除算した偏差比が、それぞれの領域
で略一定となるように区分し、それぞれの領域に対応し
てコンデンサの合成容量を切り替えるとともに、各領域
内の偏差をリニアリティコイルで補正するよう構成し
た。
れる偏向コイルと、偏向コイルに直列に接続されたリニ
アリティコイルと、偏向コイル及びリニアリティコイル
に直列に、かつ相互に並列に接続されたＳ字補正用の複
数のコンデンサと、コンデンサの接続を制御するスイッ
チング素子と、スイッチング素子のスイッチングを制御
する制御回路とを備えた水平偏向出力回路において、そ
れぞれ複数の水平偏向周波数が割り当てられた複数の領
域において、一の領域における水平偏向周波数の最高値
と最小値との差である偏差をその一の領域における所定
の水平偏向周波数で除算した偏差比が、それぞれの領域
で略一定となるように区分し、それぞれの領域に対応し
てコンデンサの合成容量を切り替えるとともに、各領域
内の偏差をリニアリティコイルで補正するよう構成し
た。
上記した構成の水平偏向出力回路においては、所定の
範囲の水平偏向周波数が複数の領域（ΔfH）に区分さ
れ、その領域内における水平偏向周波数（ΔfH）に対す
る偏差比（ΔfH／fH）が、各領域において、略一定とな
るようになされ、この各領域に対応してコンデンサが接
続される。また、各領域内の偏向直線性は、リニアリテ
ィコイルにより補正されるようになされている。
範囲の水平偏向周波数が複数の領域（ΔfH）に区分さ
れ、その領域内における水平偏向周波数（ΔfH）に対す
る偏差比（ΔfH／fH）が、各領域において、略一定とな
るようになされ、この各領域に対応してコンデンサが接
続される。また、各領域内の偏向直線性は、リニアリテ
ィコイルにより補正されるようになされている。
従って、広範囲の水平偏向周波数に対して、均一に高
精度の偏向直線性を実現することができる。
精度の偏向直線性を実現することができる。
第１図は本考案の水平偏向出力回路の一実施例の構成
を示すブロック図であり、第２図及び第５図における場
合と対応する部分には同一の符号を付してある。
を示すブロック図であり、第２図及び第５図における場
合と対応する部分には同一の符号を付してある。
第１図において、41はバッファアンプであり、入力さ
れる垂直同期信号を波形整形回路２に供給する。42は制
御回路としてのマイクロコンピュータであり、波形整形
回路２の出力パルスを計数する周波数カウンタ43、周波
数カウタン43の出力周波数を電圧に変換するF/V変換回
路44、周波数カウンタ43の出力をデコードするデコーダ
45を有している。
れる垂直同期信号を波形整形回路２に供給する。42は制
御回路としてのマイクロコンピュータであり、波形整形
回路２の出力パルスを計数する周波数カウンタ43、周波
数カウタン43の出力周波数を電圧に変換するF/V変換回
路44、周波数カウンタ43の出力をデコードするデコーダ
45を有している。
51,52,53はコンデンサであり、MOSFET54,55,56がオン
されたとき、コンデンサ17に並列接続されるようになっ
ている。その他の構成は第２図及び第５図における場合
と同様である。
されたとき、コンデンサ17に並列接続されるようになっ
ている。その他の構成は第２図及び第５図における場合
と同様である。
バッファ１に入力される水平同期信号に同期して、偏
向コイル15に鋸歯状の水平偏向電流が流れる動作は従来
の場合と同様であるので省略する。
向コイル15に鋸歯状の水平偏向電流が流れる動作は従来
の場合と同様であるので省略する。
波形整形回路２は、バッファアンプ１と41より入力さ
れる水平同期信号（水平同期パルス）と垂直同期信号
（垂直同期パルス）に同期したパルスを周波数カウンタ
43に供給する。周波数カウンタ43は、例えば垂直同期パ
ルスに同期して、垂直同期パルスの期間を除く所定の時
間（例えば0.1秒間）、水平同期パルスをカウントし、
水平同期信号の周波数を検出する。F/V変換回路44は、
周波数カウンタ43により検出された周波数を電圧EOに変
換し、その電圧EOで水平発振回路４の発振周波数と、DC
−DCコンバータ22の出力電圧を制御する。
れる水平同期信号（水平同期パルス）と垂直同期信号
（垂直同期パルス）に同期したパルスを周波数カウンタ
43に供給する。周波数カウンタ43は、例えば垂直同期パ
ルスに同期して、垂直同期パルスの期間を除く所定の時
間（例えば0.1秒間）、水平同期パルスをカウントし、
水平同期信号の周波数を検出する。F/V変換回路44は、
周波数カウンタ43により検出された周波数を電圧EOに変
換し、その電圧EOで水平発振回路４の発振周波数と、DC
−DCコンバータ22の出力電圧を制御する。
また、デコーダ45は周波数カウンタ43が検出した周波
数に対応して表に示すようにFET54、55、56を切り替え
制御する。
数に対応して表に示すようにFET54、55、56を切り替え
制御する。
この実施例の場合、48.00KHzから92.16KHzの水平偏向
周波数の範囲が８つの領域（モード）に区分（分割）さ
れている。また、例えば第１のモードが48.00KHzから5
2.08KHz、第２のモードが52.08KHzから56.50KHz、第３
のモードが56.50KHzから61.30KHzといったように、隣接
するモードの境界値は一致されている。さらに各モード
における最高値と最小値との偏差（Δｆ）を、そのモー
ドにおける所定の周波数fH（この実施例の場合、最小
値）で除算した偏差比（Δf/fH）が、各モードにおいて
略同一（実施例の場合8.49又は8.50）となるようになさ
れている。
周波数の範囲が８つの領域（モード）に区分（分割）さ
れている。また、例えば第１のモードが48.00KHzから5
2.08KHz、第２のモードが52.08KHzから56.50KHz、第３
のモードが56.50KHzから61.30KHzといったように、隣接
するモードの境界値は一致されている。さらに各モード
における最高値と最小値との偏差（Δｆ）を、そのモー
ドにおける所定の周波数fH（この実施例の場合、最小
値）で除算した偏差比（Δf/fH）が、各モードにおいて
略同一（実施例の場合8.49又は8.50）となるようになさ
れている。
第１のモードの場合FET54、55、56はいずれもオフさ
れるので、コンデンサ17のみがリニアリティコイル16に
接続され、容量値は0.35μＦとなる。第２のモードの場
合、FET54のみがオンされ、コンデンサ51と17が並列接
続されるので、合成容量値は0.45μＦとなる。以下同様
に各モードにおいて、FET54、55、56のいずれか１つ、
２つ又は３つがオンされ、コンデンサの合成容量が変化
する。
れるので、コンデンサ17のみがリニアリティコイル16に
接続され、容量値は0.35μＦとなる。第２のモードの場
合、FET54のみがオンされ、コンデンサ51と17が並列接
続されるので、合成容量値は0.45μＦとなる。以下同様
に各モードにおいて、FET54、55、56のいずれか１つ、
２つ又は３つがオンされ、コンデンサの合成容量が変化
する。
このようにして48.00KHzから92.16KHzまでの範囲の直
線性歪を偏差8.5％以内に補正することができる。
線性歪を偏差8.5％以内に補正することができる。
各モード内における8.5％の偏差は、リニアリティコ
イル16に、第３図（ｂ）に示すような特性を持たせるこ
とにより補正する。この結果、歪量は全ての周波数領域
で４％以下の精度に抑制することができる。
イル16に、第３図（ｂ）に示すような特性を持たせるこ
とにより補正する。この結果、歪量は全ての周波数領域
で４％以下の精度に抑制することができる。
水平偏向周波数が各モードの境界値と一致した場合、
より低い周波数の方のモードに設定される。また、入力
された水平偏向周波数が連続して複数回（例えば３回乃
至５回）異なるモードの周波数と判定されたとき、初め
てそのモードを変更する。これによりチャタリングによ
る誤動作が発生するようなことが防止される。
より低い周波数の方のモードに設定される。また、入力
された水平偏向周波数が連続して複数回（例えば３回乃
至５回）異なるモードの周波数と判定されたとき、初め
てそのモードを変更する。これによりチャタリングによ
る誤動作が発生するようなことが防止される。
以上のように、本考案の水平偏向出力回路によれば、
所定の範囲の水平偏向周波数を複数の領域に区分し、各
領域内の最大値と最小値の偏差を、その領域内の所定の
周波数で除算した偏差比が、各領域において略一定とな
るようにし、各領域に対応してコンデンサの合成容量を
切り替えるとともに、各領域内の偏差をリニアリティコ
イルで補正するようにしたので、高精度を維持しつつ、
水平偏向周波数のダイナミックレンジを拡大することが
できる。
所定の範囲の水平偏向周波数を複数の領域に区分し、各
領域内の最大値と最小値の偏差を、その領域内の所定の
周波数で除算した偏差比が、各領域において略一定とな
るようにし、各領域に対応してコンデンサの合成容量を
切り替えるとともに、各領域内の偏差をリニアリティコ
イルで補正するようにしたので、高精度を維持しつつ、
水平偏向周波数のダイナミックレンジを拡大することが
できる。
第１図は本考案の水平偏向出力回路の一実施例のブロッ
ク図、第２図は従来の水平偏向出力回路の一例のブロッ
ク図、第３図（ａ）はＳ字補正されない水平偏向電流の
波形図、第３図（ｂ）はリニアリティコイルのリアクタ
ンスの特性図、第３図（ｃ）はＳ字補正された水平偏向
電流の波形図、第４図はＳ字歪の発生の原理を説明する
平面図、第５図は従来の水平偏向出力回路の他の例のブ
ロック図である。 1,41…バッファアンプ、２…波形整形回路、４…水平発
振回路、７…トランス、12…出力トランジスタ、13…フ
ライバックトランス、15…偏向コイル、16…リニアリテ
ィコイル、22…DC−DCコンバータ、24,44…F/V変換回
路、31,45…デコーダ、42…マイクロコンピュータ、43
…周波数カウンタ。
ク図、第２図は従来の水平偏向出力回路の一例のブロッ
ク図、第３図（ａ）はＳ字補正されない水平偏向電流の
波形図、第３図（ｂ）はリニアリティコイルのリアクタ
ンスの特性図、第３図（ｃ）はＳ字補正された水平偏向
電流の波形図、第４図はＳ字歪の発生の原理を説明する
平面図、第５図は従来の水平偏向出力回路の他の例のブ
ロック図である。 1,41…バッファアンプ、２…波形整形回路、４…水平発
振回路、７…トランス、12…出力トランジスタ、13…フ
ライバックトランス、15…偏向コイル、16…リニアリテ
ィコイル、22…DC−DCコンバータ、24,44…F/V変換回
路、31,45…デコーダ、42…マイクロコンピュータ、43
…周波数カウンタ。
Claims (1)
- 【請求項１】水平偏向電流が供給される偏向コイルと、 前記偏向コイルに直列に接続されたリニアリティコイル
と、 前記偏向コイル及び前記リニアリティコイルに直列に、
かつ相互に並列に接続されたＳ字補正用の複数のコンデ
ンサと、 前記コンデンサの接続を制御するスイッチング素子と、 前記スイッチング素子を制御する制御回路とを備えた水
平偏向出力回路において、 それぞれ複数の水平偏向周波数が割り当てられた複数の
領域において、一の領域における水平偏向周波数の最高
値と最小値との差である偏差を前記一の領域における所
定の水平偏向周波数で除算した偏差比が、それぞれの領
域で略一定となるように区分し、それぞれの領域に対応
して前記コンデンサの合成容量を切り替えるとともに、 各領域内の偏差を前記リニアリティコイルで補正するよ
う構成したことを特徴とする水平偏向出力回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1989059580U JPH089750Y2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 水平偏向出力回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1989059580U JPH089750Y2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 水平偏向出力回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02149989U JPH02149989U (ja) | 1990-12-21 |
| JPH089750Y2 true JPH089750Y2 (ja) | 1996-03-21 |
Family
ID=31586200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1989059580U Expired - Lifetime JPH089750Y2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 水平偏向出力回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH089750Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0748805B2 (ja) * | 1990-05-28 | 1995-05-24 | 三菱電機株式会社 | オート・トラッキング・モニタのｓ字補正コンデンサ切替装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63208371A (ja) * | 1987-02-25 | 1988-08-29 | Victor Co Of Japan Ltd | フオ−カス変調電圧発生回路 |
| JPH0516771Y2 (ja) * | 1987-05-19 | 1993-05-06 |
-
1989
- 1989-05-23 JP JP1989059580U patent/JPH089750Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02149989U (ja) | 1990-12-21 |
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