JPH0886824A - 接点状態検出回路 - Google Patents
接点状態検出回路Info
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- JPH0886824A JPH0886824A JP6221642A JP22164294A JPH0886824A JP H0886824 A JPH0886824 A JP H0886824A JP 6221642 A JP6221642 A JP 6221642A JP 22164294 A JP22164294 A JP 22164294A JP H0886824 A JPH0886824 A JP H0886824A
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Abstract
報を検出する際に簡易なスクリーニング機能を実現した
接点状態検出回路を提供する。 【構成】 接点状態検出回路は:一方の端子は電源の一
方の電位に接続され、他方の端子は接点情報出力装置に
接続され、そして接点情報出力装置の接点の開閉に従い
接点情報出力装置に対して給電するための第1の抵抗回
路と第2の抵抗回路の直列接続からなる抵抗回路;一方
の端子は第1の抵抗回路と第2の抵抗回路との相互接続
点に接続され、他方の端子は電源の他方の電位に接続さ
れるコンデンサ回路;そして第2の抵抗回路と接点情報
出力装置との相互接続点電位をディジタル接点情報に変
換すべく所定の閾値と比較するために電位変換を行う電
位変換回路から構成する。
Description
し、特にリレー回路等で構成される接点情報出力装置か
らの接点状態をディジタル信号レベルで取り込むための
接点状態検出回路に関するものである。
等の要請により監視制御装置による監視制御の対象は益
々広範なものとなってきている。その中でもリレーを使
用した接点情報の監視は、以前にも増して大きなウエイ
トを占めており、その接点状態をディジタル情報として
取り込むための回路の簡素化は装置の低価格化に大いに
寄与するものである。
構成例を示したものである。図4において、接点情報出
力装置13は多数のリレー接点14を有しており、それ
らは監視制御装置内の各接点状態検出回路3と1:1に
接続されている。ここでは、前記各接点状態検出回路3
がいずれも同一回路であることから1回路に着目して説
明を行う。
報出力装置13からの接点状態は、接点情報出力装置1
3内に配置されたリレー接点14が開放の状態では論理
「H」の論理データとして、反対にリレー接点が短絡の
状態では論理「L」の論理データとしてディジタル制御
部1に与えられる。すなわち接点開放時において、給電
ON/OFF用のトランジスタ(Tr)4−アナログス
イッチ(SW)18−抵抗器(R3)6を介して監視装
置の入力端11に電源電圧+12Vが現れ、前記電圧は
抵抗器(R1,R2)8及び9によって+5Vの論理電
圧に分圧される。そしてディジタル制御部1は、前記論
理電圧を論理「H」のデータとして認識する。なお、前
記給電ON/OFF用のトランジスタ4は、接点状態の
検出中は常時オンである。また、前記ディジタル制御部
1における入力段のフィルタ回路(filter)2
は、いわゆるシュミットタイプの入力判定閾値を有して
おり、これによって入力論理レベルの判定誤りが防止さ
れる。以上述べたように、接点開放時における接点状態
検出回路3は、動的に変化することなくいわゆる定常状
態にある。
この場合、接点情報出力装置13内のリレー接点14が
閉じることによって監視装置の入力端11に0Vが与え
られる。そのため、給電ON/OFF用のトランジスタ
4−アナログスイッチ18−抵抗器6−入力端11−ケ
ーブル12−接点情報出力装置13内の接点リレー(R
L)14の経路で(+12V/R3)の電流が流れる。
そして、監視装置の入力端11に見える電位はケーブル
12による電圧降下分を除けば上述のように0Vである
から、ブリーダ抵抗器8及び9によって分圧された電圧
(0V)は論理「L」のデータとしてディジタル制御部
1に与えられる。
ットタイプのインバータ回路17にも与えられ、そのた
め前記インバータ回路17は反転してアナログスイッチ
18を開放する。これによって、短絡されていた抵抗器
(R4)5が前記抵抗器3に直列接続され、図4に示す
I2の経路で電流が流れる。従って、前記抵抗器5によ
る抵抗値の増加によって給電開始時の電流は減少し、そ
の電流値は(+12V/(R3+R4))に制御され
る。なお、コンデンサ(C)16は、前記各抵抗器とC
R時定数回路を構成し、アナログスイッチ18の切り換
えに一定時間の遅延を与えるためのものである。
形の一例を示したものであり、また図6は、図5に示す
給電電流波形をさらに詳細に拡大して示したものであ
る。図4で説明した給電電流を切り換える理由を図5及
び図6を用いて説明すると、図5及び図6にで示すよ
うに、リレー接点にはその短絡直後にリレー安定動作時
よりも大きな電流(+12V/R3:約数mA〜約数十
mA)が流される。これは、リレー接点上に不使用等に
よる酸化皮膜が存在する場合を考慮し、そのような接点
をスクーリニングするためである。それに対して、図5
及び図6にで示すその後のリレーの安定動作時には、
監視装置における消費電力の低減という観点から、前記
電流は一定時間後に安定動作時の少ない電流に切り換え
られる(+12V/(R3+R4))。
た従来の接点状態検出回路においては、上記給電電流を
切り換え制御するためにアナログスイッチ回路が使用さ
れており、1接点当たりの検出回路のコストと実装面積
が大きくなるという問題があった。特に、1枚のプリン
ト基板上に32ビットや64ビット等の大規模な接点を
収容するため上記接点状態検出回路をその数だけ搭載す
るような場合には問題であった。
み、上述したリレー接点のスクリーニング機能を有しな
がら、且つ極力簡素化した回路構成の接点状態検出回路
を提供することにある。それによって、パッケージコス
トの低減及び大規模回路の実装を同時に実現しようとす
るものである。
接続される接点情報出力装置の接点状態を検出し、その
ディジタル接点情報をディジタル制御部へ与える接点状
態検出回路は:一方の端子は電源の一方の電位に接続さ
れ、他方の端子は前記接点情報出力装置に接続され、そ
して前記接点情報出力装置の接点の開閉に従い前記接点
情報出力装置に対して給電するための第1の抵抗回路と
第2の抵抗回路の直列接続からなる抵抗回路;一方の端
子は前記抵抗回路の第1の抵抗回路と第2の抵抗回路と
の相互接続点に接続され、他方の端子は前記電源の他方
の電位に接続されるコンデンサ回路;そして前記抵抗回
路の第2の抵抗回路と前記接点情報出力装置との相互接
続点電位をディジタル接点情報に変換すべく所定の閾値
と比較するために電位変換を行う電位変換回路によって
与えられる。
は、複数の並列配置された抵抗器から成り、それらの一
方の端をマルチ接続し、そしてそれらの他方の端を適宣
選択接続することで接点スクーリング電流値を可変設定
可能である。さらに、前記電源と前記第1の抵抗回路と
の間に前記電源による給電の開始/停止を制御する給電
スイッチ回路が与えられる。
点情報出力装置の接点が短絡するまでは前記電源電位ま
で充電される。そのため、前記接点短絡開始直後は前記
第2の抵抗回路だけによって制限される大きなスクリー
ニング電流が流れる。その後は、前記コンデンサ回路の
放電によってその電位が低下し、最終的には前記第1の
抵抗回路と第2の抵抗回路の直列接続によって制限され
たより少ない安定動作時の電流となる。
スクーリング電流は、検出回路の抵抗器(R3)が固定
されている為に、リレー接点の状態に関係なく一定の電
流しか流せないのに対し、皮膜の発生率はリレー接点の
動作頻度に関係していることから(動作回数が多い場合
には皮膜発生率は小さく、動作回数が少ない場合には皮
膜発生率が大きい)、本発明では前記抵抗器の値を動作
回数に従って適宣選択可能とすることにより、消費電力
の低減と接点動作の信頼性を同時に向上することができ
る。
実施例を示した回路図である。図1において、先に説明
した図4の従来回路と同一のものについては同一符号が
付されており、ここではそれらについて更ためて説明し
ない。接点開放時の動作については、コンデンサ(C
h)10が+12V電源電圧にチャージされること以外
は先に説明した図4の従来回路と同様であり、ここでは
それについて説明しない。
と、接点短絡時のコンデンサ10は、+12Vの電池と
して機能するため、接点短絡直後におけるリレー接点
(RL)14へ流れる給電電流を制限するのは抵抗器
(R3)6だけである。従って、給電開始直後はそのピ
ーク電流が(+12V/R3)で与えられる大きなスク
リーニング電流(I1)が流れる。やがて前記コンデン
サ10は徐々にそのチャージ電荷の放電作用によりその
電圧が低下し、それとは反対に抵抗器(R4)5の両端
にはその電圧と電源電圧+12Vとの差電圧が印加され
て対応する電流I2が流れる。そして、最終的には(+
12V/(R3+R4))で与えられる安定動作時の電
流に収束する。なお、上述のようにスクーリング電流の
最大値は抵抗器6の値に応じて変化することから、図1
に示す接続設定端子7によって簡単に切り換えることが
可能である。また、入力端11に与えられる電位は0V
であり、ディジタル制御部1では、抵抗器(R1、R
2)8,9を介してそれを論理「L」のデータとして認
識する。
の動作波形の一例を示したものである。そして、図3
は、図2の電流波形を詳細に拡大して描いたものであ
る。図2の(b)の前段及び後段に示すように、接点開
放時には給電電流は流れないことから接点状態検出回路
3にダイナミックな動作は生じず、定常状態にある。ま
た、その間は図2の(c)に示すようにディジタル制御
部1では論理「H」を検出する。
ように、接点短絡時には上述したようにコンデンサ(C
h)10には、接点短絡直後+12Vの電圧がチャージ
されており、リレー接点14が短絡されると同時に入力
端Tの電位は0Vになり、リレー接点14に対してI1
の経路で−VcEXP(t/T)/R4〔T:Ch*R
3〕の電流が流れる。この際、図3に示すように設定端
子7を用いて抵抗器(R3)6の抵抗値を切替えること
で前記電流のピーク値(+12V/R3)を変更する
ことができる。そして、コンデンサChの放電の収束に
より、給電電流はI2の経路で(+12V/(R3+
R4))で安定する。
回路のスクリーニング機能を損なうことなく、簡素化さ
れた回路で同等の機能を実現することが可能となる。本
発明によって、接点状態検出回路の大規模実装と低コス
ト化が同時に達成され、それによって監視装置自体の信
頼性向上及び低価格化に寄与するところが大である。
した回路図である。
図である。
て示した図である。
路図である。
波形図である。
て示した図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 外部に接続される接点情報出力装置の接
点状態を検出し、そのディジタル接点情報をディジタル
制御部へ与える接点状態検出回路は、 一方の端子は電源の一方の電位に接続され、他方の端子
は前記接点情報出力装置に接続され、そして前記接点情
報出力装置の接点の開閉に従い前記接点情報出力装置に
対して給電するための第1の抵抗回路と第2の抵抗回路
の直列接続からなる抵抗回路、 一方の端子は前記抵抗回路の第1の抵抗回路と第2の抵
抗回路との相互接続点に接続され、他方の端子は前記電
源の他方の電位に接続されるコンデンサ回路、そして前
記抵抗回路の第2の抵抗回路と前記接点情報出力装置と
の相互接続点電位をディジタル接点情報に変換すべく所
定の閾値と比較するために電位変換を行う電位変換回路
から構成することを特徴とする接点状態検出回路。 - 【請求項2】 前記第2の抵抗回路は、複数の並列配置
された抵抗器から成り、それらの一方の端をマルチ接続
し、そしてそれらの他方の端を適宣選択接続することで
接点スクーリング電流値を可変設定可能とした請求項1
記載の接点状態検出回路。 - 【請求項3】 さらに、前記電源と前記第1の抵抗回路
との間に前記電源による給電の開始/停止を制御する給
電スイッチ回路を有する請求項1記載の接点状態検出回
路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22164294A JP3207324B2 (ja) | 1994-09-16 | 1994-09-16 | 接点状態検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22164294A JP3207324B2 (ja) | 1994-09-16 | 1994-09-16 | 接点状態検出回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0886824A true JPH0886824A (ja) | 1996-04-02 |
JP3207324B2 JP3207324B2 (ja) | 2001-09-10 |
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Family Applications (1)
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JP22164294A Expired - Fee Related JP3207324B2 (ja) | 1994-09-16 | 1994-09-16 | 接点状態検出回路 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP3207324B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2018042883A1 (ja) * | 2016-08-31 | 2018-03-08 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電子制御装置 |
-
1994
- 1994-09-16 JP JP22164294A patent/JP3207324B2/ja not_active Expired - Fee Related
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WO2018042883A1 (ja) * | 2016-08-31 | 2018-03-08 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電子制御装置 |
JPWO2018042883A1 (ja) * | 2016-08-31 | 2019-02-21 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電子制御装置 |
US10845429B2 (en) | 2016-08-31 | 2020-11-24 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Electronic control device |
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