JPH0880096A - 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 フリーラン状態にある誘導電動機を安定して
始動してベクトル制御運転へ移行する。 【構成】 同一次元磁束オブザーバ４と速度適応機構７
からなる速度適応２次磁束オブザーバにより誘導電動機
１の実速度値を推定し、電動機速度推定値ω_r ^#と電動
機速度指令値ω_r ^* との比較誤差信号によって電流制御
部を制御してベクトル制御を行なう誘導電動機の速度セ
ンサレスベクトル制御装置であって、始動時には電動機
速度推定値ω_r ^# の代わりに、推定速度チャージ演算部
２１に記憶してある電動機速度最大値ω_{r max} を用いる
と共に、１次トルク軸電流指令値ｉ _1a ^* を零に維持した
状態で１次励磁軸電流指令値ｉ_1b ^* を零から漸増させて
いき、この状態で速度推定演算をする。これにより速度
サーチができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のベクトル
制御装置に係り、特に、速度センサを使用しない誘導電
動機のベクトル制御装置に関するものであり、電動機の
始動特性を向上させるよう工夫したものである。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
て、すべり周波数制御形のベクトル制御方法が普及し、
これを速度センサ無しで制御する速度センサレスベクト
ル制御方法が知られている。

【０００３】図３は、速度適応２次磁束オブザーバを使
用して誘導電動機の実速度を推定する、従来の誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置の制御システムを
示すものである。

【０００４】まず、図３を用いて、誘導電動機１の電動
機速度（回転角周波数ω_r ）の推定について説明をす
る。

【０００５】誘導電動機１の電圧方程式は、電源角周波
数（ω₀ ）で回転する同期回転座標系からの諸量を観測
するａ−ｂ軸で表わすと、次式（１）で与えられる。

【０００６】

【数１】

【０００７】但し、 ｖ_1a，ｖ_1b…同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次励磁軸
電圧，１次トルク軸電圧（Ｖ） ｉ_1a，ｉ_1b…同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次励磁軸
電流，１次トルク軸電流（Ａ） λ_2a，λ_2b…同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の２次励磁軸
磁束，２次トルク軸磁束（Ｗｂ） ω₀ …………電源角周波数（rad/sec) ω_r …………電動機速度（回転角周波数，rad/sec) ω_s …………すべり角周波数（rad/sec) Ｒ₁ ，Ｒ₂ …１次，２次抵抗（Ω） Ｌ₁ ，Ｌ₂ …１次，２次インダクタンス（Ｈ） Ｍ …………相互（励磁）インダクタンス（Ｈ） Ｌσ…………等価漏れインダクタンス（Ｈ） （Ｌσ＝（Ｌ₁ Ｌ₂ −Ｍ² ）／Ｌ₂ ） ｓ …………時間微分子（d/dt) そして、電源角周波数（ω₀ ）、電動機速度（ω_r ）、
すべり角周波数指令値（ω_s ^* ）の関係、及びすべり角
周波数指令値（ω_s ^* ）の算出は次式（２）で表わされ
る。 ω₀ ＝ω_r ＋ω_s ^* ω_s ^* ＝ｉ_1b ^* ／ｉ_1a ^* ・τ₂ ……（２） 但し、 τ₂ …………２次時定数（τ₂ ＝Ｌ₂ ／Ｒ₂ ） 添字（＊）…指令値あるいは設定値を表わす。 いま、 ｉ_1a ^* ＝ 一定 ……………………………………………（３） とし、上記（１）式において、（２），（３）式の条件
のもとに同期回転座標系（ａ−ｂ軸）の１次電圧指令値
（ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）をデジタル電流制御器３の構成式で
ある下記（４）式で与えると次のようになる。

【０００８】

【数２】

【０００９】上記（４）式を満足するように制御をする
と、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次電流検出値ｉ₁
は１次電流指令値ｉ₁ ^* （ｉ_1a ^* ，ｉ_1b ^* ）どおりの電
流が流れ、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の２次磁束λ₂
（λ_2a，λ_2b）は、 λ_2a＝Ｍｉ_1a（一定）， λ_2b＝０ …………………………（５） に保たれる。

【００１０】これにより、誘導電動機１のトルク（Ｔ）
は、 Ｔ＝Ｍ／Ｌ₂ ・(λ_2a・ｉ_1b−λ_2b・ｉ_1a）＝Ｍ² ／Ｌ₂ ・(ｉ_1a・ｉ_1b） …………………………（６） となり、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の２次磁束λ
₂ （λ_2a，λ_2b）と２次電流ｉ₂ （ｉ_2a，ｉ_2b）には無
関係な非干渉化制御のベクトル制御が成立する。

【００１１】ところで、上記（２）式から明らかなよう
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数指令
値ω_s ^* が設定されていても電動機速度ω_r が未知であ
るから、電源角周波数ω₀ を決定することができない
が、該電源角周波数ω₀ で回転する同期回転座標（ａ−
ｂ軸）上の２次磁束λ₂ （λ_2a，λ_2b）が上記（５）式
を満足するように、該電源角周波数ω₀ を制御すること
により、同様に、非干渉化制御のベクトル制御を実現す
ることができる。すなわち、同一次元磁束オブザーバ４
と速度適応機構７からなる速度適応２次磁束オブザーバ
を用いて、上記（５）式を満足するような同期回転座標
（ａ−ｂ軸）上の２次磁束λ₂ （λ_2a，λ _2b）を推定
し、その２次磁束推定値λ₂ ^# （λ_2a ^# ，λ_2b ^# ）に基
づき電動機速度ω_r を推定（ω_r ^# ）することにより、
上記（２）式（ω₀ ＝ω_r ^# ＋ω_s ^*）から電源角周波
数ω₀ を求め、該電源角周波数ω₀ によりデジタル電流
制御器３を制御することによって非干渉化制御のベクト
ル制御を実現することができる。

【００１２】図３に示すベクトル制御システムにおける
従来の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法に
おいては、誘導電動機１の実速度を速度センサを用いな
いで検出するために、誘導電動機１の１次電流（相電
流）ｉ_u ，ｉ_v ，ｉ_w を検出し３相−２相相数変換器１
４にて相数変換した固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電
流検出値ｉ₁ （ｉ_1d，ｉ_1q）とする。そしてこの１次電
流検出値ｉ₁ と、固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の電動機１
次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* ）と、速度推定値
ω_r ^# とを入力とする同一次元磁束オブザーバ４によ
り、固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束推定値λ₂ ^#
（λ_2d ^# ，λ_2q ^# ）と１次電流推定値ｉ₁ ^#（ｉ_1d ^# ，
ｉ_1q ^# ）とを推定し、速度適応機構７にて該１次電流推
定値ｉ₁ ^# （ｉ_1d ^# ，ｉ_1q ^# ）と１次電流検出値ｉ
₁ （ｉ_1d，ｉ_1q）とを比較した推定誤差信号（ｉ₁ −ｉ
₁ ^# ）に基づき次式（７）で表わされる適応調整則によ
り電動機速度推定値（ω_r ^# ）を演算推定して誘導電動
機１の速度検出としている。

【００１３】 ω_r ^# ＝Ｋ_p （ｅ_idλ_2q ^# −ｅ_iqλ_2d ^# ） ＋Ｋ_i ∫（ｅ_idλ_2q ^# −ｅ_iqλ_2d ^# ）dt ………（７） 但し、 ｅ_id＝ｉ_1d−ｉ_1d ^# ：推定誤差 ｅ_iq＝ｉ_1q−ｉ_1q ^# ：推定誤差 Ｋ_p ：速度推定部比例ゲイン Ｋ_i ：速度推定部積分ゲイン なお、同一次元２次磁束オブザーバ４と速度適応機構７
とからなる速度適応２次磁束オブザーバによって誘導電
動機の実速度の推定を行なう誘導電動機１の速度センサ
レスベクトル制御方式については、「電気学会論文誌
Ｄ，１１１巻１１号，平成３年」（久保田、尾崎、松
瀬、中野：「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動
機の速度センサレス直接形ベクトル制御」）に掲載され
ている。

【００１４】以下、上記速度適応２次磁束オブザーバを
使用して誘導電動機の実速度を推定する従来の速度セン
サレスベクトル制御方式について説明する。

【００１５】図３（制御システム構成）における動作を
説明すると、電流制御部（ＡＣＲ）におけるデジタル電
流制御器３において、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１
次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）が、１次電流指
令値ｉ₁ ^* （ｉ_1a ^* ，ｉ_1b ^*）と１次電流検出値ｉ
₁ （ｉ_1a，ｉ_1b）が等しく（ｉ_1a ^* ＝ｉ_1a，ｉ_1b ^* ＝ｉ
_1b）なるように、非干渉化制御を可能とする条件式であ
る上記（４）式により演算される。

【００１６】同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次電圧指
令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）は、座標変換器９により
固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ
_1d ^*，ｖ_1q ^* ）に変換された後、２相−３相相数変換器
１５により相数変換されてＰＷＭ制御インバータ２の三
相各相の１次電圧制御指令電圧Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w に変換
され該ＰＷＭ制御インバータ２の三相各相の出力電圧を
制御する。その結果、誘導電動機１は所望の電動機速度
指令値（ω_r ^* ）に応じて速度制御される。また、電源
角周波数ω₀ で回転する同期回転座標（ａ−ｂ軸）と、
誘導電動機１の固定子に固定された固定子座標（ｄ−ｑ
軸）との間の変換を行なう座標変換器８，９に使用され
る単位ベクトル（sin θ₀ ，cos θ₀ ）を作り出すため
の基本位相角θ₀ （θ₀ ＝ω₀ ｔ）は次のようにして求
めることができる。即ちすべり算出器５により上記
（２）式に示すように、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の
１次励磁軸電流指令値ｉ_1a ^* 、１次トルク軸電流指令値
ｉ_1b ^* 、及び誘導電動機１の２次時定数τ₂ （＝Ｌ₂ ／
Ｒ₂ ）によって求められるすべり角周波数指令値（ω_s
^* ）と、速度適応２次磁束オブザーバ（４，７）により
推定される電動機速度推定値（ω_r ^# ）とから得られる
電源角周波数（ω₀ ）を、基本位相角算出用積分器１１
で積分することによって、基本位相角θ₀ を求めること
ができる。

【００１７】以上のように、従来の速度センサレスベク
トル制御方式は、電動機速度（ω_r）を推定する演算過
程において遅れがあるため、電動機速度推定値
（ω_r ^# ）とすべり角周波数指令値（ω_s ^* ）との加算
により得られる電源角周波数ω₀ （ω ₀ ＝ω_r ^# ＋ω_s
^* ）が真値からずれてしまい、その結果、デジタル電流
制御器３における電源角周波数ω₀ に基づいて演算され
る非干渉化制御を行なうための１次電圧指令値ｖ₁ ^* の
ずれ、及び座標変換器８，９における座標変換のために
用いる基本位相角θ₀ もずれ、結局、座標変換軸がずれ
て非干渉化制御のベクトル制御が成り立たなくなってし
まう虞がある。

【００１８】このことは、とりもなおさず誘導電動機１
の速度制御において、トルク指令値どおりのトルクが得
られないという重大な問題を起こすことになる。

【００１９】そこで本願出願人は、電動機速度の推定過
程における「遅れ」となるベクトル制御座標軸のずれを
防止することにより、完全なベクトル制御を行なうこと
ができる速度センサレスベクトル制御方式を先に出願し
た（特願平５−２６５９７６号）。

【００２０】先に出願した特願平５−２６５９７６号の
技術は、次の知見を基に開発したものである。

【００２１】誘導電動機１の電動機速度推定値
（ω_r ^# ）の推定過程における「遅れ」は、誘導電動機
１側からみれば、すべり算出部５で算出されるすべり角
周波数指令値（ω_s ^* ）がずれていることに相当する。
（上記（２）式、ω₀ ＝ω_r ＋ω_s ^* ，ω_s ^* ＝ｉ_1b ^*
／ｉ_1a ^* ・τ₂ 参照）

【００２２】そこで、ベクトル制御が成立するときの電
源角周波数ω₀ を決定する要件、すなわち、同期回転座
標（ａ−ｂ軸）上の２次磁束推定値λ₂ ^# のトルク軸成
分（λ_2b ^# ）を零（上式（５），（６）式参照）にする
ために、該２次トルク軸磁束推定値λ_2b ^# を積分（ω_sc
＝Ｋω_i ∫λ_2b ^# ・dt Ｋω_i ：積分ゲイン）して得ら
れたすべり角周波数修正値ω_scをすべり角周波数指令値
ω_s ^* に加える（ω_s ^* ＋ω_sc）ことにより、電動機速
度推定値ω_r ^# の「遅れ」に伴う電源角周波数ω₀ のず
れΔω₀ を修正することができ、座標軸のずれが防止さ
れ、完全なベクトル制御が行なわれる。（次式、参照） ω₀ ＋Δω₀ ＝ω_r ^# ＋ω_s ^* ＋ω_sc Δω₀ ＝ω_sc

【００２３】図４は、特願平５−２６５９７６号の実施
例を示すものである。

【００２４】図示制御システムにおいて、いま、速度制
御部（ＡＳＲ）において、電動機速度指令値（ω_r ^* ）
を与えると、該速度指令値（ω_r ^* ）と負帰還信号であ
る電動機速度推定値（ω_r ^# ）とが比較され、その比較
誤差信号が速度制御器６において比例積分（ＰＩ）制御
され、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次電流指令値ｉ
₁ ^* の１次トルク軸電流指令値（ｉ_1b ^* ）に変換され
る。次に、電流制御部（ＡＣＲ）におけるデジタル電流
制御器３において、前記１次電流指令値ｉ₁ ^* の１次ト
ルク軸電流指令値（ｉ_1b ^* ）及び１次励磁軸電流指令値
（ｉ_1a ^* ）と、１次電流検出値ｉ₁ の１次トルク軸電流
検出値（ｉ_1b）及び１次励磁軸電流検出値（ｉ_1a）とが
比較され、ｉ_1b ^* ＝ｉ_1b、及びｉ_1a ^* ＝ｉ_1aに制御され
るように、ＰＷＭ制御インバータ２を制御する同期回転
座標軸（ａ−ｂ軸）上の１次電圧指令値ｖ
₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）が上記（４）式により演算され
る。

【００２５】デジタル電流制御器３の出力である１次電
圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）は、座標変換器９に
より固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電圧指令値ｖ₁ ^*
（ｖ _1d ^* ，ｖ_1q ^* ）に変換された後、２相−３相相数変
換器１５により相数変換されて、ＰＷＭ制御インバータ
２の三相各相の１次電圧制御指令電圧Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ _w
に変換され、該ＰＷＭ制御インバータ２の出力電圧を制
御する結果、誘導電動機１は所望の電動機速度指令値
（ω_r ^* ）に応じて速度制御される。

【００２６】誘導電動機１の実際の電動機速度（ω_r ）
としては、次のようにして推定された電動機速度推定値
ω_r ^# を用いる。即ち誘導電動機１の固定子座標（ｄ−
ｑ軸）上の１次電流検出値ｉ₁ （ｉ_1d，ｉ_1q）、１次電
圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1d ^* ，ｖ _1q ^* ）及び電動機速度推定
値（ω_r ^# ）を入力とする同一次元磁束オブザーバ４
と、該同一次元磁束オブザーバ４により推定された１次
電流推定値ｉ₁ ^# （ｉ_id ^# ，ｉ_1q ^# ）と２次磁束推定値
λ₂ ^# （λ_2d ^# ，λ_2q ^# ）及び１次電流検出値ｉ ₁ （ｉ
_id，ｉ_1q）に基づく上記（７）式により演算する速度適
応機構７と、からなる速度適応２次磁束オブザーバを使
用して、その電動機速度推定値ω_r ^# を推定する。

【００２７】そして、実際の電動機速度（ω_r ）を推定
する過程における電動機速度推定値（ω_r ^# ）の「遅
れ」によって生じる電源角周波数ω₀ （ω₀ ＝ω_r ^# ＋
ω_s ^*）のずれを修正するために、同一次元磁束オブザ
ーバ４により推定した固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の２次
磁束推定値λ₂ ^# （λ_2d ^# ，λ_2q ^# ）を座標変換器１０
で同期回転座標軸（ａ−ｂ軸）上の２次磁束λ₂ ^# （λ
_2a ^# ，λ_2b ^# ）に座標変換し、該２次磁束推定値λ₂ ^#
の２次トルク軸磁束推定値（λ_2b ^# ）をすべり角周波数
修正用積分器１６にて積分しすべり角周波数修正値ω_sc
（ω_sc＝Ｋω_s ∫λ_2b ^# ・dt）を求め、加算器１７にて
すべり角周波数指令値ω_s ^* に加算する。

【００２８】すべり角周波数修正値ω_scをすべり角周波
数指令値ω_s ^* に加算することは、電動機速度推定値
（ω_r ^# ）のずれを、前記すべり角周波数修正値ω_scに
よって修正することにより、上記（２）式により決定さ
れる電源角周波数（ω₀ ）のずれによる基本位相角（θ
₀ ）のずれを防止し、座標変換軸のずれを防止して、精
度のよい非干渉化制御のベクトル制御が成立することと
なる。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、誘導電動機
１に三相交流を供給していないにもかかわらず、慣性や
外部負荷により回転子が回転している状態（この状態を
「フリーラン」と称す）から、モータ運転状態に移行さ
せる場合がある。

【００３０】速度センサを用いたベクトル制御装置で
は、フリーラン状態からベクトル制御に移行したら、ほ
ぼ瞬時に電動機速度を検出することができ安定してベク
トル制御に移行することができる。

【００３１】しかし、図３及び図４に示す、速度センサ
を用いない速度センサレスベクトル制御装置では、フリ
ーラン状態からベクトル制御状態に移行してモータ始動
をする場合、電動機速度の推定演算が瞬時にはできない
ため、電動機速度推定値ω_r ^# は零からスタートする
が、電動機速度推定値ω_r ^# が目標とする電動機速度指
令値ω_r ^* に向って推定しない場合がある（理由は後述
する）。このような事態になると、電動機速度推定値ω
_r ^# は零速度付近に停滞したままとなり、モータ制御が
不能な状態に陥ってしまうという問題がある。したがっ
てフリーラン状態の誘導電動機を速度センサレスベクト
ル制御で始動する場合には、Ｖ／Ｆ制御と同様に、始動
時にモータ速度を確実にサーチすることが必要である
が、従来ではかかる技術はなかった。

【００３２】ここで、極低速領域では電動機速度推定値
ω_r ^# が零速度付近に停滞してしまう理由を説明する。
速度センサレスベクトル制御装置では、実際のモータ電
圧を検出することが困難であるため、実際のモータ電圧
値の代わりに演算により求めた１次電圧指令値ｖ
₁ ^* （ｖ_1a ^* ｖ_1b ^* ）を用い、この１次電圧指令値ｖ
₁ ^*が実際のモータ電圧値に等しいとみなして、推定速
度演算をしている。

【００３３】一方、誘導電動機１への出力電圧が小さく
なる極低速領域では、ＰＷＭ制御インバータ２のスイッ
チング素子であるパワートランジスタの順電圧降下分や
デッドタイム（後述）による影響が大きくなり、実際の
モータ電圧値と１次電圧指令値ｖ₁ ^* との誤差が大きく
なる。このような誤差が生じるにもかかわらず、誤差が
ないとみなして１次電圧指令値ｖ₁ ^* が実際のモータ電
圧値に等しいとみなして推定演算をしてしまうため、電
動機速度推定値ω_r ^# にも誤差が発生してベクトル制御
条件が成立しなくなる。したがって速度制御系が正常に
動作せずが零速度付近に停滞したままとなる。結局、速
度センサレスベクトル制御装置は、速度ンサがある場合
に比較して、極低速の領域の運転では、制御不可能な領
域が存在し制御範囲が狭い。

【００３４】ここで前述したデッドタイムについて説明
する。ＰＷＭ制御インバータ２のインバータ部に使用さ
れる主スイッチング素子にはスイッチング遅れがあり、
この遅れ時間による上下アームの短絡を防止するため
に、短絡防止期間（デッドタイム）を設けている。この
デッドタイムがあるため、実際のモータ電圧値と１次電
圧指令値ｖ₁ ^* とが異なってしまう。そこで現在では、
この電圧誤差を少なくするため、ＰＷＭ制御インバータ
２の出力電圧を、上記デッドタイムに合わせて遅らせる
デッドタイム補償回路を設けているが、完全な補償はで
きず、電圧誤差が残存している。この電圧誤差は電圧値
が小さいときほど相対的に大きな影響を与えることにな
る。

【００３５】本発明は、上記従来技術に鑑み、誘導電動
機をフリーラン状態から速度センサレスベクトル制御に
移行する際に、迅速・確実に速度サーチをして安定した
始動を行うことのできる誘導電動機の速度センサレスベ
クトル制御装置を提供することを目的とする。

【００３６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する第１
の本発明の構成は、同期回転座標上の１次励磁軸電流指
令値（ｉ_1a ^* ）及び１次トルク軸電流指令値（ｉ_1b ^* ）
と１次励磁軸電流検出値（ｉ_1a）及び１次トルク軸電流
検出値（ｉ _1b）と電源角周波数（ω₀ ）を入力し、誘導
電動機の電流非干渉化制御を行ない１次励磁軸電圧指令
値（ｖ_1a ^* ）及び１次トルク軸電圧指令値（ｖ_1b ^* ）を
出力する電流制御器（３）と、前記電流制御器（３）の
出力を固定子座標上に変換した１次励磁軸電圧指令値
（ｖ_1d ^* ）及び１次トルク軸電圧指令値（ｖ_1q ^* ）を基
に誘導電動機（１）を速度制御する電力変換器（２）
と、１次励磁軸電流検出値（ｉ_1d）及び１次トルク軸電
流検出値（ｉ_1q）と１次励磁軸電圧指令値（ｖ_1d ^* ）及
び１次トルク軸電圧指令値（ｖ_1q）と電動機速度推定値
（ω_r ^# ）をぞれぞれ入力し、固定子座標上の１次励磁
軸電流推定値（ｉ_1d ^# ）及び１次トルク軸電流推定値
（ｉ_1q ^# ）と２次励磁軸磁束推定値（λ_2d ^# ）及び２次
トルク軸磁束推定値（λ_2q ^# ）を推定する同一次元磁束
オブザーバ（４）と、１次励磁軸電流検出値（ｉ_1d）及
び１次トルク軸電流検出値（ｉ_1q）と１次励磁軸電流推
定値（ｉ_1d ^# ）及び１次トルク軸電流推定値（ｉ_1q ^# ）
と２次励磁軸磁束推定値（λ_2d ^# ）及び２次トルク軸磁
束推定値（λ_2q ^# ）をそれぞれ入力し、電動機速度推定
値（ω_r ^# ）を比例・積分演算により推定演算して出力
する速度適応機構（７）と、１次励磁軸電流指令値（ｉ
_1a ^* ）及び１次トルク軸電流指令値（ｉ_1b ^* ）を基に誘
導電動機（１）のすべり角周波数指令（ω_s ^* ）を演算
し出力するすべり算出器（５）と、前記すべり算出器
（５）の出力であるすべり角周波数指令値（ω_s ^* ）に
電動機速度推定値（ω_r ^# ）を加算して前記電流制御器
（３）の制御入力である電源角周波数（ω₀ ）を出力す
る加算器（１７）と、を具備する誘導電動機の速度セン
サレスベクトル制御装置において、誘導電動機の正転方
向及び逆転方向の最大速度を示す正転方向及び逆転方向
の電動機速度最大値（±ω_{r max} ）があらかじめ設定さ
れている推定速度チャージ演算部（２１）と、始動時に
は、速度適応機構（７）にて演算される電動機速度推定
値ω_r ^# の積分項に、推定速度チャージ演算部（２１）
に設定されている電動機速度最大値（±ω_{r max} ）のう
ち誘導電動機を回転させようとする方向と同一回転方向
の極性の電動機速度最大値を代入するためのスイッチ
（２３，２４）とを有し、始動時において電流制御器
（３）へ送る１次トルク軸電流指令値（ｉ_1b ^* ）を零に
維持した状態で１次励磁軸電流指令値（ｉ_1a ^* ）を零か
ら漸増させていくことを特徴とする。

【００３７】また第２の本発明の構成では、前記１次励
磁軸電流指令値（ｉ_1a ^* ）を漸増し始めた時点から、あ
らかじめ設定した時間が経過したら、１次トルク軸電流
指令値（ｉ_1b ^* ）を有効にして電流制御器（３）へ送る
ことを特徴とする。

【００３８】本発明では、フリーラン回転中の誘導電動
機を始動する場合には、電動機速度推定値は用いず、電
動機速度最大値を速度適応機構の推定速度積分値に代入
する。これにより推定値が実際のモータ速度と一致する
まで速度サーチが行なわれる。

【００３９】

【実施例】以下に本発明の実施例を図面に基づき詳細に
説明する。なお従来技術と同一部分には同一符号を付
し、重複する説明は省略する。

【００４０】図１は本発明の実施例に係る誘導電動機の
速度センサレスベクトル制御装置を示す。本実施例は、
図４に示す従来の制御装置に、更に、推定速度チャージ
演算部２１、及びスイッチ２３，２４を付加した構成と
なっている。

【００４１】推定速度チャージ演算部２１には、誘導電
動機１の最大速度である正転方向及び逆転方向の電動機
速度最大値＋ω_{r max} ，−ω_{r max} があらかじめ設定さ
れている。

【００４２】次に、本実施例において、フリーラン状態
からベクトル制御状態に移行させて誘導電動機１を始動
させるときの動作状態を、図１及び図２を参照して説明
する。

【００４３】フリーラン回転中の誘導電動機１を始動す
るには、運転指令を投入したと同時に（時刻ｔ₁ ）、モ
ータ回転方向と同極性の電動機速度最大値を、推定速度
チャージ演算部２１から出力するようにスイッチ２３，
２４を操作する。つまりスイッチ２３を投入すると共
に、モータ回転方向が正転であるときには、スイッチ２
４を＋側に投入して推定速度チャージ演算部２１から正
転の電動機速度最大値＋ω_{r max} を出力させ、回転方向
指令が逆転であるときには、スイッチ２４を−側に投入
して推定速度チャージ演算部２１から逆転の電動機速度
最大値−ω_{r max}を出力させる。これにより、速度適応
機構７には電動機速度最大値±ω_{r max} が入力され速度
適応機構７にて演算される電動機速度推定値の積分項に
電動機速度最大値±ω_{r max} が代入される。なおスイッ
チ２３は１制御周期が経過すると開放される。

【００４４】このときデジタル電流制御器３に送る１次
励磁軸電流指令値ｉ_1b ^* の値を零にすると共に、デジタ
ル電流制御器３に送る１次励磁軸電流指令値ｉ_1a ^* を徐
々に増加させていく。また１次励磁軸電流指令値ｉ_1a ^*
を増加し始めると同時に、同一次元磁束オブザーバ４及
び速度適用機構７による速度推定演算を開始する。

【００４５】速度推定演算されて速度適応機構７から出
力される電動機速度推定値ω_r ^# は初期設定された電動
機速度最大値±ω_{r max} からスタートして実際のモータ
速度と一致するまで速度サーチしながら降下してくる。
そして時刻ｔ₂ において、速度サーチが完了する。つま
り電動機速度推定値ω_r ^# と実際の電動機速度ω_r とが
一致する。この場合、１次トルク軸電流指令値ｉ_1b ^* を
零に維持したまま１次励磁軸電流指令値ｉ_1a ^* を漸増さ
せているため、速度サーチ中に過電流が生じることを防
ぐことができ、また安定して速度サーチができる。

【００４６】運転指令が投入された時点ｔ₁ から、速度
サーチが完了する時刻よりも遅れるように設定した時間
Ｔが経過した後（時刻ｔ₃ 後）に、１次トルク軸電流指
令値ｉ_1b ^* をそのままデジタル電流制御器３へ送る。つ
まり時刻ｔ₃ 以後は、通常のベクトル制御運転に移行す
る。

【００４７】１次トルク軸電流指令値ｉ_1b ^* を有効にす
るのは、速度サーチが完了した後にする必要がある。本
実施例では、速度サーチが完了したことを直接的に検出
することはせず、時刻ｔ₁ から設定時間Ｔが経過したと
ころで１次トルク電流指令値ｉ_1b ^* を有効にして通常の
ベクトル制御に移行するようにした。このため速度サー
チが完了したことを判定する演算が不要で、回路構成を
簡単にすることができる。

【００４８】

【発明の効果】以上実施例と共に具体的に説明したよう
に本発明によれば、ＰＷＭ制御インバータを運転開始す
る際に、速度適応機構にて演算される電動機速度推定値
の積分項に、推定速度チャージ演算部にあらかじめ設定
した、モータ回転方向と同一方向の電動機速度最大値を
代入すると共に、１次電流指令値のトルク軸成分を零に
維持しつつ励磁軸成分を漸増するため、モータがフリー
ラン回転中にある場合でも、迅速且つ確実に速度サーチ
を行うことができる。この場合、スイッチング動作をす
るだけで電動機速度最大値に切り換えることがで、１次
制御周期のみ代入するのを実行すればよいので、制御動
作は簡単である。また１次電流指令値の励磁軸成分を漸
増させているため、過電流が発生することなく安定した
速度サーチができる。

【００４９】また速度サーチ完了後に１次電流指令値の
トルク軸成分を有効にすることにより、通常のベクトル
制御にスムーズに移行することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す構成図。

【図２】実施例の動作状態を示すタイムシーケンス図。

【図３】従来技術を示す構成図。

【図４】従来技術を示す構成図。

【符号の説明】

１ 誘導電動機 ２ ＰＷＭ制御インバータ ３ デジタル電流制御器 ４ 同一次元磁束オブザーバ ５ すべり算出器 ６ 速度制御器 ７ 速度適応機構 ８ 座標変換器 ９ 座標変換器 １０ 座標変換器 １１ 基本位相角算出用積分器 １６ すべり角周波数修正用積分器 １７ 加算器 ２１ 推定速度チャージ演算部 ２３，２４ スイッチ ω_s すべり角周波数 ω_s ^* すべり角周波数指令値 ω_sc すべり角周波数修正値 ω₀ 電源角周波数 ω_r 電動機速度 ω_r ^* 電動機速度指令値 ω_r ^# 電動機速度推定値 ω_{r max} 電動機速度最大値 ｖ₁ １次電圧 ｖ_1a １次励磁軸電圧 ｖ_1b １次トルク軸電圧 ｖ₁ ^* １次電圧指令値 ｖ_1a ^* ，ｖ_1d ^* １次励磁軸電圧指令値 ｖ_1b ^* ，ｖ_1q ^* １次トルク軸電圧指令値 ｉ_u ，ｉ_v ，ｉ_w １次電流 ｉ₁ １次電流検出値 ｉ_1a，ｉ_1d １次励磁軸電流検出値 ｉ_1b，ｉ_1q １次トルク軸電流検出値 ｉ₁ ^* １次電流指令値 ｉ_1a ^* １次励磁軸電流指令値 ｉ_1b ^* １次トルク軸電流指令値 ｉ₁ ^# １次電流推定値 ｉ_1d ^# １次励磁軸電流推定値 ｉ_1q ^# １次トルク軸電流推定値 λ₂ ２次磁束 λ_2a，λ_2d ２次励磁軸磁束 λ_2b，λ_2q ２次トルク軸磁束 λ₂ ^# ２次磁束推定値 λ_2a ^# ，λ_2d ^# ２次励磁軸磁束推定値 λ_2b ^# ，λ_2q ^# ２次トルク軸磁束推定値 ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w １次電圧制御指令電圧 θ₀ 基本位相角

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 同期回転座標上の１次励磁軸電流指令値
   （ｉ_1a ^* ）及び１次トルク軸電流指令値（ｉ_1b ^* ）と１
   次励磁軸電流検出値（ｉ_1a）及び１次トルク軸電流検出
   値（ｉ_1b）と電源角周波数（ω₀ ）を入力し、誘導電動
   機の電流非干渉化制御を行ない１次励磁軸電圧指令値
   （ｖ_1a ^* ）及び１次トルク軸電圧指令値（ｖ_1b ^* ）を出
   力する電流制御器（３）と、 前記電流制御器（３）の出力を固定子座標上に変換した
   １次励磁軸電圧指令値（ｖ_1d ^* ）及び１次トルク軸電圧
   指令値（ｖ_1q ^* ）を基に誘導電動機（１）を速度制御す
   る電力変換器（２）と、 １次励磁軸電流検出値（ｉ_1d）及び１次トルク軸電流検
   出値（ｉ_1q）と１次励磁軸電圧指令値（ｖ_1d ^* ）及び１
   次トルク軸電圧指令値（ｖ_1q）と電動機速度推定値（ω
   _r ^# ）をぞれぞれ入力し、固定子座標上の１次励磁軸電
   流推定値（ｉ_1d ^# ）及び１次トルク軸電流推定値（ｉ_1q
   ^# ）と２次励磁軸磁束推定値（λ_2d ^# ）及び２次トルク
   軸磁束推定値（λ_2q ^# ）を推定する同一次元磁束オブザ
   ーバ（４）と、 １次励磁軸電流検出値（ｉ_1d）及び１次トルク軸電流検
   出値（ｉ_1q）と１次励磁軸電流推定値（ｉ_1d ^# ）及び１
   次トルク軸電流推定値（ｉ_1q ^# ）と２次励磁軸磁束推定
   値（λ_2d ^# ）及び２次トルク軸磁束推定値（λ_2q ^# ）を
   それぞれ入力し、電動機速度推定値（ω_r ^# ）を比例・
   積分演算により推定演算して出力する速度適応機構
   （７）と、 １次励磁軸電流指令値（ｉ_1a ^* ）及び１次トルク軸電流
   指令値（ｉ_1b ^* ）を基に誘導電動機（１）のすべり角周
   波数指令（ω_s ^* ）を演算し出力するすべり算出器
   （５）と、 前記すべり算出器（５）の出力であるすべり角周波数指
   令値（ω_s ^* ）に電動機速度推定値（ω_r ^# ）を加算し
   て前記電流制御器（３）の制御入力である電源角周波数
   （ω₀ ）を出力する加算器（１７）と、 を具備する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装
   置において、 誘導電動機の正転方向及び逆転方向の最大速度を示す正
   転方向及び逆転方向の電動機速度最大値（±ω_{r max} ）
   があらかじめ設定されている推定速度チャージ演算部
   （２１）と、 始動時には、速度適応機構（７）にて演算される電動機
   速度推定値ω_r ^# の積分項に、推定速度チャージ演算部
   （２１）に設定されている電動機速度最大値（±ω
   _{r max} ）のうち誘導電動機を回転させようとする方向と
   同一回転方向の極性の電動機速度最大値を代入するため
   のスイッチ（２３，２４）とを有し、 始動時において電流制御器（３）へ送る１次トルク軸電
   流指令値（ｉ_1b ^* ）を零に維持した状態で１次励磁軸電
   流指令値（ｉ_1a ^* ）を零から漸増させていくことを特徴
   とする誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置。
2. 【請求項２】 前記１次励磁軸電流指令値（ｉ_1a ^* ）を
   漸増し始めた時点から、あらかじめ設定した時間が経過
   したら、１次トルク軸電流指令値（ｉ_1b ^* ）を有効にし
   て電流制御器（３）へ送ることを特徴とする請求項１の
   誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置。