JPH08340365A - 変復調方法、変調器及び復調器 - Google Patents

変復調方法、変調器及び復調器

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JPH08340365A
JPH08340365A JP7205138A JP20513895A JPH08340365A JP H08340365 A JPH08340365 A JP H08340365A JP 7205138 A JP7205138 A JP 7205138A JP 20513895 A JP20513895 A JP 20513895A JP H08340365 A JPH08340365 A JP H08340365A
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芳文 鈴木
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    • H04L27/389—Demodulator circuits; Receiver circuits with separate demodulation for the phase and amplitude components

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は受信波のレベルに依存せずに符号の
識別判定が可能であり、また位相雑音に強く、かつ送信
変調波の振幅値がある一定の範囲より大きく又は小さく
ならないように振幅比を制御することにより変調波の瞬
時振幅が０への収束及び発散をせず、かつ識別判定が容
易な変復調方法及び変復調器を提供することを目的とす
る。 【解決手段】 本発明は、送信側で、時間的に１シンボ
ル前又はそれ以上前の符号との信号空間における振幅比
とに送信する符号を割り当てた変調信号を生成し、該変
調信号による変調搬送波を生成し、受信側で、変調搬送
波を受信し、該変調搬送波の信号空間における信号点の
振幅と、変調搬送波の１シンボル前又はそれ以上前の信
号空間の信号点の振幅との振幅比から送信符号を復元
し、振幅比として１つの符号に対して１以上と１以下の
２つの値を予め設定し、当該振幅比の値を選択すること
に特徴がある。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル通信に
用いられるディジタル変復調方法及びディジタル変復調
器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】信号空間ダイヤグラムにおいて振幅及び
位相に信号点を割り当てる直交振幅位相変調（ＱＡＭ）
信号は、同相チャネル（Ｉチャネル）及び直交チャネル
（Ｑチャネル）の各ベースバンド信号により直交変調す
ることで得ることができる。
【０００３】従来の多値ＱＡＭにおける信号点の信号空
間配置例として図４０（ａ）に１６ＱＡＭについて示
す。このような多値ＱＡＭにおいては、図のように信号
点は等間隔に直交軸に平行して並んでおり、受信側では
原点とそれぞれの信号点のＩ軸及びＱ軸への投影点まで
の距離Ｉn 及びＱn を検出して識別判定することにより
復調する。従って、受信側において、位相角及び振幅と
が信号点と常に一対一に対応するようにキャリアの位相
同期を確立して絶対位相を検出し、かつ復調器入力信号
のレベルを一定にしなければならない。
【０００４】また、信号点を確立するために絶対位相面
を検出するために搬送波周波数を再生する必要がある。
このため、搬送波の周波数安定度や位相雑音が誤り率特
性に大きく影響し、多値数が大きくなるほど許容誤差が
小さくなり、高安定であって低位相雑音の搬送波周波数
が要求される。
【０００５】更に、図４０（ｂ）に従来の他の信号空間
配置例としてスター型１６ＱＡＭについて示す。このよ
うな方式では、図のように前後の符号の位相角差φn 及
び振幅ｒn に符号割り当てを行い、受信側では位相差及
び振幅比を検出して識別判定を行うことで復調する。従
って、受信側において絶対位相を検出する必要がなく、
振幅比によって振幅についての識別判定をするため復調
器入力信号のレベルを一定にする必要がない。また、位
相雑音似も比較的強い。しかしながら、振幅値の初期値
あるいは基準値を確定する必要があり、そのためにトレ
ーニング信号等を用いて信号点と振幅値との対応を確定
する必要がある。また、振幅比の確定後に伝送条件の悪
化により振幅比の判定を誤った場合、再度振幅値の初期
確定を行う必要があり、更に検出した振幅比とその前に
検出した振幅比との比較が必要になり多値数が大きくな
るとその判定が非常に複雑になる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来の多値ＱＡＭ方式
では、受信側において振幅と信号点が常に一対一に対応
するように復調器入力信号のレベルを一定にする必要が
ある。このため、送受信の移動やフェージング等により
急速なレベル変動がある場合、応答性の優れた自動利得
制御増幅器（ＡＧＣアンプ）等が必要であり、実現が非
常に困難であった。また、近年搬送波周波数が数十ＧＨ
ｚの高周波数化が進んでおり、搬送波周波数が高いほど
位相雑音が増大することから、高精度の搬送波周波数の
要求される多値ＱＡＭ方式の適用が困難であった。
【０００７】また、従来のスター型ＱＡＭ方式では、レ
ベル変動や搬送波周波数の位相雑音には強いが識別判定
のアルゴリズムが複雑になるという欠点があった。
【０００８】そこで、本発明はｎシンボル間の位相差及
び振幅比に符号割当を行うことにより、受信信号のレベ
ルに依存せずに符号の識別判定が可能であり、また位相
雑音に強く、かつ送信変調信号の振幅値がある一定の範
囲より大きく又は小さくならないように振幅比を制御す
ることにより変調信号の瞬時振幅の０への収束あるいは
発散をせず、かつ識別判定が容易な変復調方法及び変復
調器を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は前記問題点を解
決するために、次のように構成したものである。第１
に、送信側で、時間的に１シンボル前又はそれ以上前の
符号との信号空間における振幅比とに送信する符号を割
り当てた変調信号を生成し、該変調信号による変調搬送
波を生成し、受信側で、変調搬送波を受信し、該変調搬
送波の信号空間における信号点の振幅と、該変調搬送波
の１シンボル前又はそれ以上前の信号空間における信号
点の振幅との振幅比から送信符号を復元し、振幅比とし
て１つの符号に対して１以上と１以下の２つの値を予め
設定し、当該振幅比の値を選択することに特徴がある。
【００１０】第２に、送信側で、信号空間における絶対
位相と、時間的に１シンボル前又はそれ以上前の信号空
間における振幅との振幅比とに送信する符号を割り当て
た変調信号を生成し、該変調信号による変調搬送波を生
成し、受信側で、変調搬送波を受信し、該変調搬送波の
信号空間における絶対位相と、該変調信号の信号の１シ
ンボル前又はそれ以上前の信号との信号空間における振
幅比とから送信符号を復元し、振幅比として１つの符号
に対して１以上と１以下の２つの値を予め設定し、当該
振幅比の値を選択することに特徴がある。
【００１１】第３に、送信側で、時間的に１シンボル前
又はそれ以上前の信号空間における位相との位相差と、
時間的に１シンボル前又はそれ以上前の符号との振幅比
とに送信する符号を割り当てた変調波を生成し、該変調
波による変調搬送波を生成し、受信側で、変調搬送波を
受信し、変調搬送波の１シンボル前又はそれ以上前の信
号空間における位相との位相差と、変調搬送波の１シン
ボル前又はそれ以上前の信号空間における振幅比とから
送信符号を復元し、振幅比として１つの符号に対して１
以上と１以下の２つの値を予め設定し、当該振幅比の値
を選択することに特徴がある。
【００１２】
【発明の実施の形態】はじめに、本発明の基本概念を説
明する。図１は第１の本発明の変調側についての基本概
念を示す機能ブロック図である。変調側では、送信しよ
うとするデータをベースバンド処理手段１０１に取込
み、符号割り当て手段１０２で複数のデータを一つの符
号に割り当てる。この符号に対応した振幅比を振幅比設
定手段１０３で設定し、ｎシンボル遅延手段１０６で得
られた瞬時振幅との乗算値を瞬時振幅生成手段１０５で
生成する。ここで、一つの割り当て符号に唯一の振幅比
を対応させたとすると、対応する振幅比が１以上の符号
が続くと瞬時振幅は次第に増大して発散する場合があ
り、また対応する振幅比が１以下の符号が続くと瞬時振
幅は０に収束してしまう場合がある。そこで、第１の本
発明では、一つの割り当て符号に対して１以下の振幅比
と１以上の振幅比の２つの振幅比を用意し、瞬時振幅の
値の境界値を予め設定しておく。そして、振幅比制御手
段１０４でｎシンボル前の瞬時振幅とその境界値との比
較を行い、ｎシンボル前の瞬時振幅が瞬時振幅の境界値
より大きくなった場合は１以下の振幅比を、境界値より
小さくなった場合は１以上の振幅値を振幅比設定手段１
０３から出力し、ｎシンボル前の瞬時振幅との乗算値を
瞬時振幅生成手段１０５で生成する。例えば、時刻ｔか
らｎシンボル前の瞬時振幅をＡt-n とし、割り当て符号
ｊに対応した１以下の振幅比をｒj （≦１）、１以上の
振幅比をＲj（≧１）、瞬時振幅の値の境界値をｓとす
ると、時刻ｔの瞬時振幅値、
【数１】 が得られる。このとき、瞬時振幅値Ａt はｓ×ｒj ≦Ａ
t ≦ｓ×Ｒj の範囲にあり、発散又は０に収束すること
はない。
【００１３】また、他の実施例として、瞬時振幅値をＲ
j ×Ａt-n の値と境界値ｓとを比較することにより、
【数２】 とした場合、瞬時振幅値Ａt はｓ×ｒj 2≦Ａt ≦ｓの範
囲にあり、発散又は０に収束することはない。
【００１４】以上のようにして得られた瞬時振幅によ
り、振幅変調手段１０７で中間搬送波信号又は搬送波信
号を変調して中間変調搬送波又は変調搬送波が出力され
る。
【００１５】図２は第１の本発明の復調側についての基
本概念を示すブロック図である。同図において、受信波
は振幅検出手段２０１に取り込まれ、信号空間における
振幅成分である瞬時包絡線レベルが求められる。次に、
その時刻の瞬時包絡線レベルとｎシンボル遅延手段２０
２により得られるｎシンボル前の瞬時包絡線レベルとの
比の値を振幅比演算手段２０３で求められる。例えば、
式（１）に従って生成された瞬時振幅値を持つ変調信号
を取り込んで復調する場合、振幅比演算手段の出力は
【数３】 となり、割り当て符号に対応した値ｒj 又はＲj が得ら
れる。
【００１６】以上のようにして得られた振幅比を用いて
識別判定手段２０４により識別判定を行い、復号された
データが得られる。
【００１７】次に第１の本発明に係る変調器の実施例に
ついて説明する。図３に第１の本発明に係る変調器の一
実施例を示す。同図において、送信しようとするデータ
を取り込み、符号割り当て回路３０２で複数のデータを
一つの符号に割り当てる。この符号に対応した振幅比を
振幅比設定回路３０３で設定し、シフトレジスタ３０６
で得られるｎシンボル後の瞬時振幅Ａt-n と乗算器３０
５で乗算することで瞬時振幅Ａt が得られる。ここで、
振幅比設定回路３０３では一つの割り当て符号に対して
１以下の振幅比と１以上の振幅比の２つの振幅比を用意
しておく。そして、振幅比制御回路３０４でｎシンボル
前の瞬時振幅と予め設定した境界値との比較を行い、ｎ
シンボル前の瞬時振幅が瞬時振幅の境界値より大きくな
った場合は１以下の振幅比を、境界値より小さくなった
場合は１以上の振幅値を振幅比設定回路３０３から出力
するように制御する。例えば、時刻ｔからｎシンボル前
の瞬時振幅をＡt-n とし、割り当て符号ｊに対応した１
以下の振幅比をｒj （≦１）、１以上の振幅比をＲj
（≧１）、また瞬時振幅の値の境界値を１とすると、時
刻ｔの瞬時振幅値、
【数４】 が得られる。
【００１８】以上のように得られた瞬時振幅Ａt は、Ｄ
／Ａ変換器３０７によりアナログ信号に変換されて、低
域ろ波器（ＬＰＦ）３０８でスムージング又はナイキス
ト波形整形がなされ、周波数シンセサイザ又は発振器等
の搬送波発生器３１０で発生した周波数ｆc のキャリア
信号とミキサ３０９で乗算することで振幅変調された変
調波、Ａt・ｃｏｓ（２π・ｆc ・ｔ）が出力される。こ
こで、符号割り当て回路３０２、振幅比設定回路３０３
はそれぞれ読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）や論理回路で
容易に構成可能であり、振幅比制御回路３０４もＲＯＭ
や大小比較器（コンパレータ）等の論理回路で容易に構
成できる。
【００１９】次に４図に第１の発明に係る変調器の第２
の実施例を示す。同図において、送信しようとするデー
タを取込み、符号割り当て回路３０２で複数のデータを
一つの符号に割り当てる。この符号に対応した１以下の
振幅比ｒj 、１以上の振幅比Ｒj の２つの振幅比を振幅
比設定回路４０１で設定し、シフトレジスタ３０６で得
られるｎシンボル前の瞬時振幅Ａt-n と乗算器４０２で
乗算することでｒj ×Ａt-n が、該ｎシンボル前の瞬時
振幅Ａt-n と乗算器４０３で乗算することでＲj ×Ａ
t-n が得られる。これらの２つの乗算値はセレクタ４０
４に取り込まれ、ｎシンボル前の瞬時振幅が瞬時振幅の
境界値より大きくなった場合は乗算値ｒj×Ａt-n を、
境界値より小さくなった場合は乗算値Ｒj ×Ａt-n をセ
レクタ４０４が出力するようにコンパレータ４０５より
選択信号が供給される。すなわちコンパレータ４０５で
は、ｎシンボル前の瞬時振幅Ａt-n と前記境界値との大
小比較が行われる。例えば、時刻ｔからｎシンボル前の
瞬時振幅をＡt-n とし、割り当て符号ｊに対応した１以
下の振幅比をｒj （≦１）、１以上の振幅比をＲj （≧
１）とし、また瞬時振幅の値の境界値を１とすると、時
刻ｔの瞬時振幅値、
【数５】 が得られる。その後の動作は上述した第１の発明の変調
器の第１の実施例と同様である。
【００２０】図５に第１の本発明に係る変調器の第３の
実施例を示す。同図において、送信しようとするデータ
を取り込み、符号割り当て回路で複数のデータを一つの
符号に割り当てる。この符号に対応した１以下の振幅比
ｒj 、１以上の振幅比Ｒj の２つの振幅比を振幅比設定
回路４０１で設定し、シフトレジスタ３０６で得られる
ｎシンボル前の瞬時振幅Ａt-n と乗算器４０２で乗算す
ることでｒj ×Ａt-nが、該ｎシンボル前の瞬時振幅Ａ
t-n と乗算器４０３で乗算することでＲj ×Ａt-n が得
られる。これらの２つの乗算値はセレクタ４０４に取り
込まれ、Ｒj ×Ａt-n の値が、予め決められた境界値よ
り大きい場合は乗算値ｒj ×Ａt-n を、前記境界値より
小さい場合は乗算値Ｒj ×Ａt-n をセレクタ４０４が出
力するようにコンパレータ４０５より選択信号が供給さ
れる。すなわちコンパレータ４０５では、Ｒj ×Ａt-n
の値と前記境界値との大小比較が行われる。例えば、時
刻ｔからｎシンボル前の瞬時振幅をＡt-n とし、割り当
て符号ｊに対応した１以下の振幅比をｒj （≦１）、１
以上の振幅比をＲj （≧１）とし、Ｒj ×Ａt-n の値の
境界値を１とすると、時刻ｔの瞬時振幅値、
【数６】 が得られる。その後の動作は上述した第１の発明の変調
器の第１の実施例と同様である。
【００２１】次に、第１の本発明に係る復調器の実施例
について説明する。図６に第１の本発明に係る復調器の
第１の実施例を示す。同図において、受信波Ａt・ｃｏｓ
（２π・ｆc ・ｔ）は振幅検出回路６０１に取り込ま
れ、周波数シンセサイザまたは発振器６０３で発生した
周波数ｆc のキャリア信号ｃｏｓ（２π・ｆc ・ｔ）と
ミキサ６０２で乗算され、ＬＰＦ６０４で高調波を除去
することで瞬時包絡線レベルが得られる。そしてこの瞬
時包絡線レベルはＡ／Ｄ変換器６０５によりディジタル
信号に変換され、瞬時包絡線レベルＡt とシフトレジス
タ６０６によって得られたｎシンボル前の瞬時包絡線レ
ベルＡt-n との比
【数７】 が振幅比演算回路６０７によって得られる。
【００２２】以上のようにして得られた振幅比ｒj 又は
Ｒj を用いて識別判定回路６０８により識別判定を行
い、復号されたデータが得られる。
【００２３】例えば、 ｒj ＝１−ｋ1 ×ｊ／（ｊm −１），Ｒj ＝１＋ｋ2 ×ｊ／（ｊm −１） （ｋ1 ，ｋ2 は正の定数、ｊm は振幅比に対応する割り当て符号の多値数） ・・・（８）
【００２４】と設定した場合、振幅比演算回路６０７で
得られたｒj 又はＲj を用いて
【００２５】 ｊ＝（１−ｒj ）×（ｊm −１）／ｋ1 又は ｊ＝（Ｒj −１）×（ｊm −１）／ｋ2 ・・・（６） の関係から振幅比に割り当てた符号ｊが得られる。
【００２６】ここで、振幅比演算回路６０７、識別判定
回路６０８はＲＯＭ等の論理回路で容易に構成が可能で
ある。
【００２７】次に図７に振幅比演算回路の一実施例を示
す。同図において、瞬時振幅Ａt とｎシンボル前の瞬時
振幅Ａt-n はコンパレータ７０３によってその値の大小
が判定される。その判定をもとにセレクタ７０１からは
Ａt とＡt-n のどちらか小さい方（ＡS とする）が、セ
レクタ７０２からはＡt とＡt-n のどちらか大きい方
（ＡL ）が出力されるようにし、除算器７０５によって
常に１以下の除算器結果ＡS ／ＡL （Ａt とＡt-n との
比）が得られる。
【００２８】図８に第１の本発明に係る復調器の第２の
実施例を示す。同図において、復調側では受信波Ａt・ｃ
ｏｓ（２π・ｆc ・ｔ）は振幅検出回路６０１に取り込
まれ、ハイブリッド８０１で分岐した同信号をミキサ６
０２で乗算し、ＬＰＦ６０４で高調波を除去することで
信号空間における瞬時包絡線レベルの２乗値が得られる
（２乗検波）。そしてこの瞬時包絡線レベルの２乗値は
Ａ／Ｄ変換器６０５によりディジタル信号に変換され、
平方根演算回路８０２で信号空間配置における瞬時振幅
が得られ、瞬時包絡線レベルＡt とシフトレジスタ６０
６によって得られたｎシンボル前の瞬時包絡線レベルＡ
t-n との比が振幅比演算回路６０７によって得られる。
その後の動作は第１の本発明に係る復調器の第１の実施
例と同様である。
【００２９】図９に第１の本発明に係る復調器の第３の
実施例を示す。同図において、受信波Ａt・ｃｏｓ（２π
・ｆc ・ｔ）はまずＬＯＧアンプ９０１で
【００３０】 ｌｏｇ｛Ｇ・Ａt ・ｃｏｓ（２π・ｆc ・ｔ）｝（Ｇは定数） ・・・（１０）
【００３１】と対数増幅され振幅検出回路６０１で信号
空間における瞬時包絡線レベルの対数増幅値ｌｏｇ（Ｇ
・Ａt ）が得られる。そして、この瞬時包絡線レベルの
対数増幅値ｌｏｇ（Ｇ・Ａt ）とシフトレジスタ６０６
によって得られたｎシンボル前の瞬時包絡線レベルの対
数増幅値ｌｏｇ（Ｇ・Ａt-n ）との差
【００３２】 ｌｏｇ（Ｇ・Ａt ）−ｌｏｇ（Ｇ・Ａt-n ）＝ｌｏｇ（Ａt ／Ａt-n ） ・・・（１１）
【００３３】が減算器９０３で得られ、ＬＯＧ−線型変
換回路９０４で逆対数変換することにより、
【数８】 が得られる。その後の動作は第１の本発明に係る復調器
の第１の実施例と同様である。本実施例では受信波を対
数増幅してから振幅を検出する構成について示したが、
振幅検出後に対数増幅する構成でも、上述した処理と全
く同様に振幅比を得ることができる。
【００３４】以上の実施例ではディジタル信号処理範囲
とアナログ信号処理範囲がＤ／Ａ変換器又はＡ／Ｄ変換
器の配置で決まるが、それぞれの処理範囲は実施例に示
した場合に限らない。
【００３５】また、第１の本発明を他の変調方式と組み
合わせた複合変調の実施例について説明する。
【００３６】図１０に第１の本発明と位相変調方式との
複合変調の実施例を示す。変調側において、位相変調回
路１００１で位相変調された変調波は、本発明の変調信
号生成回路１００２で生成された瞬時振幅とミキサ１０
０３で乗算することによって、さらに振幅変調された変
調波が出力される。復調側では、受信波はハイブリッド
１００４で分岐され、移送変調信号復調回路１００５で
位相に関して、本発明の復調回路１００６で振幅比に関
してそれぞれ復調される。
【００３７】図１１に第１の本発明と周波数変調方式と
の複合変調の実施例を示す。変調側において、周波数変
調回路１１０１で周波数変調された変調波は、本発明の
変調信号生成回路１００２で生成された瞬時振幅とミキ
サ１００３で乗算することによって、さらに振幅変調さ
れた変調波が出力される。復調側では、受信波はハイブ
リッド１００４で分岐され、周波数変調信号復調回路１
１０２で周波数に関して、本発明の復調回路１００６で
振幅比に関してそれぞれ復調される。
【００３８】以上のようにすると、既存の位相変調方式
や周波数変調方式に本発明の変調方法を付加すること
で、既存の方式を変更することなく伝送容量を増加する
ことが可能となる。
【００３９】また、第１の本発明のダイバーシチ受信を
行う復調器の実施例について説明する。
【００４０】図１２に第１の本発明のダイバーシチ受信
を行う復調器の実施例のブロック図を示す。同図におい
て、＃１〜＃Ｎの複数のブランチで受信された受信波は
それぞれ振幅検出回路１２０１＃１〜＃Ｎに取り込ま
れ、それぞれの包絡線レベルが得られる。得られる各ブ
ランチの包絡線レベルは総和器１２０２で総和され、瞬
時振幅として出力される。以下、前述した処理によりｎ
シンボル間の振幅比を得、識別判定されて復調データが
得られる。このように、第１の本発明において、絶対振
幅ではなく、シンボル間の振幅比に情報があるため、複
数ブランチの振幅検出出力の総和をとるだけで最大利得
のダイバーシチ合成が可能である。
【００４１】次に、第２の発明の基本概念を説明する。
図１３に第２の本発明の変調側についての基本概念を示
す機能ブロック図を示す。同図において、送信しようと
するデータを取り込み、符号割り当て手段１３０１で複
数のデータの一つの符号に割り当てる。この符号に対応
した信号空間における絶対位相φi を位相差設定手段１
３０２で設定し、これを瞬時位相θt とする。また割り
当て符号に対応した振幅比を振幅比設定手段１０３で設
定し、ｎシンボル遅延手段１０６で得られた瞬時振幅と
乗算することで瞬時振幅が瞬時振幅生成手段１０５で得
られる。ここで、第２の本発明でも一つの割り当て符号
に対して１以下の振幅比と１以上の振幅比の２つの振幅
比を用意し、第１の本発明と同様の処理によって瞬時振
幅を得ることで、瞬時振幅の発散又は０への収束を回避
する。
【００４２】以上のようにして得られた瞬時位相及び瞬
時振幅により、振幅−位相変調手段１３０３で中間搬送
波又は搬送波を振幅変調及び位相変調した変調波が出力
される。
【００４３】図１４に第２の本発明の復調側についての
基本概念を示す機能ブロック図を示す。同図において、
受信波は振幅−絶対位相検出手段１４０１に取り込ま
れ、受信波の信号空間における絶対位相及び瞬時包絡線
レベルを求める。位相に関しては受信波から搬送波を再
生することで絶対位相を求め、また振幅に関しては第１
の本発明と同様に求め、更に第１の本発明と同様の処理
によりｎシンボル間の振幅比を求める。そして、得られ
た絶対位相及び振幅比を用いて識別判定手段１４０２に
より識別判定を行い、復号されたデータが得られる。
【００４４】次に、第２の本発明に係る変調器の実施例
について説明する。図１５に第２の本発明の変調器の第
１の実施例を示す。同図において、送信しようとするデ
ータを取り込み、符号割り当て手段１５０１で複数のデ
ータを一つの符号に割り当てる。この符号に対応した信
号空間における絶対位相φi を位相設定回路１５０２で
設定することで瞬時位相θt が得られる。また割り当て
符号に対応した振幅比を振幅比設定回路３０３で設定
し、シフトレジスタ３０６で得られるｎシンボル後の瞬
時振幅Ａt-n と乗算器３０５で乗算することで瞬時振幅
Ａt が得られる。ここで、第１の本発明と同様に、振幅
比設定回路３０３では一つの割り当て符号に対して１以
下の振幅比と１以上の振幅比の２つの振幅比を設定し、
第１の本発明の変調器の第１の実施例と同様の処理によ
り有限な瞬時振幅が得られる。以上のようにして得られ
た瞬時位相θt 及び瞬時振幅Ａt は、振幅−位相変調回
路１５０３に取り込まれ、搬送波発生器３１０で発生し
た中間搬送波又は搬送波を振幅変調及び位相変調するこ
とで中間搬送波又は変調搬送波が得られる。ここで、符
号割当回路１５０１，位相差設定回路１５０２は読み出
し専用メモリ（ＲＯＭ）等で容易に構成可能である。
【００４５】また、図１６に振幅−位相変調回路の一実
施例を示す。同図において、瞬時位相θt はCOS ROM １
６０１及びSIN ROM １６０２に取り込まれ、その余弦ｃ
ｏｓθt 及び正弦ｓｉｎθt がそれぞれ出力される。そ
の余弦及び正弦の値と瞬時振幅Ａt とが乗算器１６０３
及び乗算器１６０４でそれぞれ乗算されて同相振幅成分
（Ｉ成分）Ａt ・ｃｏｓθt と直交振幅成分（Ｑ成分）
Ａt ・ｓｉｎθt の直交座標系のベースバンド信号に変
換される。それぞれのベースバンド信号は帯域制御フィ
ルタ１６０５，１６０６でそれぞれナイキスト波形整形
され、Ｄ／Ａ変換器１６０７，１６０８によりそれぞれ
アナログ信号に変換され、低域ろ波器（ＬＰＦ）１６０
９，１６１０でスムージングが為され、周波数シンセサ
イザ又は発振機３１０で発生した周波数ｆc の中間搬送
波又は搬送波を直交変調器１６１１で直交変調すること
で変調波Ａt ・ｃｏｓ（θt ＋２π・ｆc ・ｔ）が出力
される。本実施例の他にも、帯域制限された振幅変調及
び位相変調された変調波を得る振幅−位相変調回路には
様々な構成法があり、本実施例に限定されないことは言
うまでもない。
【００４６】図１７に第２の本発明の変調器の第２の実
施例を示す。同図において、送信しようとするデータを
取り込み、符号割り当て回路１５０１で複数のデータを
一つの符号に割り当てる。この符号に対応した信号空間
における絶対位相φi を位相設定回路１５０２で設定す
ることで瞬時位相θt が得られる。また、第１の本発明
と同様に、振幅比設定回路４０１では一つの割当符号に
対して１以下の振幅比ｒj と１以上の振幅比Ｒj の２つ
の振幅比を設定し、第１の本発明の変調器の第２の実施
例と同様の処理により有限な範囲の瞬時振幅Ａt が得ら
れる。その後の動作は第２の本発明の変調器の第１の実
施例と同様である。
【００４７】図１８に第２の本発明の変調器の第３の実
施例を示す。同図において、送信しようとするデータを
取り込み、符号割り当て回路１５０１で複数のデータを
一つの符号に割り当てる。この符号に対応した信号空間
における絶対位相φi を位相設定回路１５０２で設定す
ることで瞬時位相θt が得られる。また、第１の本発明
の変調器の第３の実施例と同様の処理により有限な範囲
の瞬時振幅Ａt が得られる。その後の動作は第２の本発
明の変調器の第１の実施例と同様である。
【００４８】図１９に第２の本発明の復調器の第１の実
施例を示す。同図において、受信波Ａt・ｃｏｓ（θt ＋
２π・ｆc ・ｔ）は振幅−絶対位相検出回路１９０１に
取り込まれ、瞬時位相θt 及び瞬時振幅Ａt が得られ
る。位相に関しては、瞬時位相θt が絶対位相φi であ
る。一方、振幅に関しては、第１の本発明と同様の処理
により、瞬時包絡線レベルＡt とｎシンボル前の瞬時包
絡線レベルＡt-n との比ｒj 又はＲj が得られる。
【００４９】以上のようにして得られた絶対位相φi 及
び振幅比ｒj ，Ｒj を用いて識別判定回路１９０４によ
り識別判定を行い、復号されたデータが得られる。
【００５０】例えば、送信側で、 φi ＝２π×ｉ／ｉm （ｉm は絶対位相に対応する割り当て符号の多値数） ・・・（１３）
【００５１】 ｒj ＝１−ｋ1 ×ｊ／（ｊm −１），Ｒj ＝１＋ｋ2 ×ｊ／（ｊm −１） （ｋ1 ，ｋ2 は正の定数、ｊm は振幅比に対応する割り当て符号の多値数） ・・・（１４） と設定した場合、絶対位相検出により得られたφi を用
いて
【００５２】 ｉ＝φi ×ｉm ／２π ・・・（１５）
【００５３】の関係から絶対位相に割り当て符号ｉが得
られ、振幅比演算回路６０７で得られたｒj 又はＲj を
用いて
【００５４】 ｊ＝（１−ｒj ）×ｊm ／ｋ1 又はｊ＝（Ｒj −１）×ｊm ／ｋ2 ・・・（１６）
【００５５】の関係から振幅比に割り当てた符号ｊが得
られる。ここで、識別演算回路１９０２はＲＯＭ等の論
理回路で容易に構成が可能である。
【００５６】また、図２０に振幅−絶対位相検出回路の
第１の実施例を示す。同図において、受信波はハイブリ
ッド２００１で分岐され、それぞれ、同期位相検波回路
２００２で信号空間における絶対位相が、振幅検出回路
２００３で信号空間における瞬時振幅である瞬時包絡線
レベルが検出され出力される。同期位相検波回路２００
２には、絶対位相の検出法として、搬送波逓倍法やコス
タス回路による同期検波等様々な構成法がある。また、
振幅検出回路の実施例は、第１の本発明の実施例の中で
説明している。
【００５７】図２１に振幅−絶対位相検出回路の第２の
実施例を示す。受信波Ａt・ｃｏｓ（θt ＋２π・ｆc ・
ｔ）はこの受信波からキャリア再生回路２１０３により
再生された搬送波周波数ｆc により直交検波することに
よりそのＩ成分Ｉ＝Ａt ・ｃｏｓθt とＱ成分Ｑ＝Ａt
・ｓｉｎθt の直交座標系のベースバンド信号を得る。
そしてこれらのベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器２１１
１，２１１２によりそれぞれディジタル信号に変換さ
れ、演算回路２１１３によって絶対位相φi である瞬時
位相θt を、演算回路２１１４によって瞬時振幅Ａt が
得られる。この実施例で示した以外にも、帯域制限され
た振幅変調及び位相変調された変調波から信号空間にお
ける瞬時振幅と絶対位相を検出する振幅−絶対位相検出
回路には様々な構成があり、本実施例の構成に限定され
ないことは言うまでもない。
【００５８】次に、図２２に第２の本発明の復調器の第
２の実施例を示す。同図において、受信波Ａt・ｃｏｓ
（θt ＋２π・ｆc ・ｔ）はＬＯＧアンプ９０１でｌｏ
ｇ｛（Ａt ）・ｃｏｓ（θt ＋２π・ｆc ・ｔ）｝と対
数増幅される。その後、振幅−絶対位相検出回路１９０
１で絶対位相及び瞬時振幅が検出され、位相に関しては
第２の本発明の復調器の第１の実施例と同様にして絶対
位相φi が得られる。一方、振幅に関しては、第１の本
発明の復調器の第３の実施例と同様の処理によりｎシン
ボル間の振幅比ｒj ，Ｒj が得られる。以上のようにし
て、得られた絶対位相φi 及び振幅比ｒj ，Ｒj を用い
て識別判定回路１９０２により識別判定を行い、復号さ
れたデータが得られる。なお、本実施例では、変調搬送
波又は中間変調搬送波の受信波を対数増幅してから振幅
を検出する構成について示したが、振幅検出後に対数増
幅する構成でも上述した処理と全く同様に振幅比を得る
ことができる。
【００５９】以上述べたように、第１の本発明と同様、
第２の発明においても、絶対振幅の検出が不要であるた
め、レベル変動が激しく、絶対振幅の検出が困難な伝送
条件でも良好な復調特性を保つことが可能となる。
【００６０】また、第２の本発明のダイバーシチ受信を
行う復調器の実施例について説明する。
【００６１】図２３に第２の本発明のダイバーシチ受信
を行う復調器の第１の実施例を示す。同図において、＃
１〜＃Ｎの複数のブランチで受信された受信波はそれぞ
れ振幅−絶対位相検出回路１９０１＃１〜＃Ｎに取り込
まれ、それぞれの絶対位相及び瞬時振幅である包絡線レ
ベルが得られる。絶対位相に関しては、各ブランチの絶
対位相が選択回路２３０１に取り込まれ、各ブランチの
包絡線レベルに応じて一つのブランチの絶対位相が選択
される（選択合成）。一方、振幅に関しては、得られる
各ブランチの包絡線レベルは総和器１２０２で総和さ
れ、瞬時振幅として出力される。以下、前述したような
方法でｎシンボル間の振幅比を得、識別判定されて復調
データが得られる。
【００６２】また、図２４に第２の本発明のダイバーシ
チ受信を行う復調器の第２の実施例を示す。同図におい
て、＃１〜＃Ｎの複数のブランチで受信された受信波は
それぞれハイブリッド２４０１で分岐され、選択回路２
４０２及び振幅検出回路２００３＃１〜＃Ｎに取り込ま
れる。選択回路２４０２では、各ブランチの振幅検出回
路２００３で得られた包絡線レベルに応じて一つのブラ
ンチの受信波が選択され同期位相検波回路２００２によ
り絶対位相φi が得られる。一方、振幅検出回路２００
３で得られた各ブランチの包絡線レベルは総和器１２０
２で総和され、瞬時振幅として出力される。以下、前述
したような方法でｎシンボル間の振幅比を得、識別判定
されて復調データが得られる。
【００６３】以上述べたように、第２の本発明において
は、第１の本発明と同様に、絶対振幅ではなくシンボル
間の振幅比に情報があるため、複数のブランチの振幅検
出出力の総和を取るだけで最大利得のダイバーシチ合成
が可能である。位相に関しては本実施例では選択合成に
ついて説明したが、他に等利得合成、最大比合成等、様
々な合成法があり、実施例に示した構成に限らない。
【００６４】次に、第３の本発明の基本概念を説明す
る。図２５に第３の本発明の変調側についての基本概念
を示す機能ブロック図を示す。同図において、送信しよ
うとするデータを取り込み、符号割り当て手段１３０１
で複数のデータを一つの符号に割り当てる。この符号に
対応した位相差φiを位相設定手段２５０１で設定し、
ｎシンボル遅延手段２５０３で得られた瞬時位相θt-n
と加算することで瞬時位相θt が瞬時位相生成手段２５
０２で得られる。また割り当て符号に対応した振幅比を
振幅比設定手段１０３で設定し、ｎシンボル遅延手段１
０６で得られた瞬時振幅と乗算することで瞬時振幅が瞬
時振幅生成手段１０５で得られる。ここで、第２の発明
でも一つの割り当て符号に対して１以下の振幅比と１以
上の振幅比の２つの振幅比を用意し、第１の本発明と同
様の処理によって瞬時振幅を得ることで、瞬時振幅の発
散又は０への収束を回避する。
【００６５】以上のようにして得られる瞬時位相及び瞬
時振幅により、振幅−位相変調手段１３０３で中間搬送
波又は搬送波を振幅変調及び位相変調した変調波が出力
される。
【００６６】図２６に第３の本発明の復調側についての
基本概念を示す機能ブロック図を示す。同図において、
受信波を振幅−位相検出手段２６０１に取り込み、受信
波の位相成分及び振幅成分を検出することにより信号空
間における瞬時位相及び瞬時振幅値を求める。位相に関
しては、その時刻の瞬時位相とｎシンボル遅延手段２６
０２により得られるｎシンボル前の瞬時位相との差を位
相差検出手段２６０３で求め、また振幅に関しては第１
の本発明と同様の処理によりｎシンボル間の振幅比を求
める。そして、得られた位相差及び振幅比を用いて識別
判定手段２６０４により識別判定を行い、復号されたデ
ータが得られる。
【００６７】次に第３の本発明に係る変調器の実施例に
ついて説明する。図２７に３の本発明に係る変調器の第
１の実施例を示す。同図において、送信しようとするデ
ータを取り込み、符号割り当て回路１５０１で複数のデ
ータを一つの符号に割り当てる。この符号に対応した位
相差φi を位相設定回路２７０１で設定し、シフトレジ
スタ２７０３で得られるｎシンボル後の瞬時位相θt-n
と加算器２７０２で加算することで瞬時位相θt ＝φi
＋θt-n が得られる。また、第１の本発明と同様に、一
つの割り当て符号に対して１以下の振幅比と１以上の振
幅比の２つの振幅比を設定し、第１の本発明の変調器の
第１の実施例と同様の処理により有限な範囲の瞬時振幅
Ａt が得られる。以上のようにして得られた瞬時位相θ
t 及び瞬時振幅Ａt は、振幅−位相変調回路１５０３に
取り込まれ、中間変調搬送波又は変調搬送波が得られ
る。
【００６８】図２８に第３の本発明の変調器の第２の実
施例を示す。同図において、送信しようとするデータを
取り込み、第３の本発明の変調器の第１の実施例と同様
の処理により瞬時位相θt ＝φi ＋θt-n が得られる。
また、第１の本発明と同様に、振幅比設定回路４０１で
一つの割り当て符号に対して１以下の振幅比ｒj と１以
上の振幅比Ｒj の２つの振幅比を設定し、第１の本発明
の変調器の第２の実施例と同様の処理により有限な範囲
の瞬時振幅Ａt が得られる。以下、第３の本発明の変調
器の第１の実施例と同様である。
【００６９】図２９に第３の本発明の変調器の第３の実
施例を示す。同図において、送信しようとするデータを
取り込み、第３の本発明の変調器の第１の実施例と同様
の処理により瞬時位相θt ＝φi ＋θt-n が得られる。
また、第１の本発明と同様に、振幅比設定回路４０１で
一つの割り当て符号に対して１以下の振幅比ｒj と１以
上の振幅比Ｒj の２つの振幅比を設定し、第１の本発明
の変調器の第３の実施例と同様の処理により有限な範囲
の瞬時振幅Ａt が得られる。以下、第３の本発明の変調
器の第１の実施例と同様である。
【００７０】次に、第２の本発明に係る復調器の実施例
について説明する。図３０に第３の本発明の復調器の第
１の実施例を示す。同図において、受信波Ａt・ｃｏｓ
（θt ＋２π・ｆc ・ｔ）は振幅−位相検出回路３００
１で瞬時位相θt ＋θ0 及び瞬時振幅Ａt が検出され
る。位相に関しては、瞬時位相θt ＋θ0 とシフトレジ
スタ３００２によって得られたｎシンボル前の瞬時位相
θt-n ＋θ0 との差φi ＝θt −θt-n が減算器３００
３によって得られる。一方、振幅に関しては、第１の本
発明と同様の処理により、瞬時包絡線レベルＡt とｎシ
ンボル前の瞬時包絡線レベルＡt-n との比ｒj 又はＲj
が得られる。
【００７１】以上のようにして得られた位相差φi 及び
振幅比ｒj ，Ｒj を用いて識別判定回路３００４により
識別判定を行い、復号されたデータが得られる。
【００７２】次に図３１に振幅−位相検出回路の一実施
例のブロック図を示す。同図において、受信波Ａt・ｃｏ
ｓ（θt ＋２π・ｆc ・ｔ）は直交検波器３１０１にお
いて、周波数ｆc の局発信号により準同期直交検波する
ことによりそのＩ成分Ｉ＝Ａt ・ｃｏｓ（θt ＋θ0 ）
とＱ成分Ｑ＝Ａt ・ｓｉｎ（θt ＋θ0 ）（θ0 は定
数）の直交座標系のベースバンド信号を得る。そしてこ
れらのベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器２１１１，２
１１２によりそれぞれディジタル信号に変換され、演算
回路２１１３によって瞬時位相θt ＋θ0 を、演算回路
２１１４によってＡt が求められる。この実施例で示し
た以外にも、帯域制限された振幅変調及び位相変調され
た変調波から信号空間における瞬時振幅と瞬時位相を検
出する振幅−位相検出回路には様々な構成があり、この
実施例に示した構成に限定されないことは言うまでもな
い。
【００７３】図３２に第３の本発明の復調器の第２の実
施例を示す。同図において、受信波Ａt・ｃｏｓ（θt ＋
２π・ｆc ・ｔ）はＬＯＧアンプ９０１でｌｏｇ（Ａ
t ）・ｃｏｓ（θt ＋２π・ｆc ・ｔ）と対数増幅され
る。その後、振幅−位相検出回路３００１で瞬時位相及
び瞬時振幅が検出される。位相に関しては第３の実施例
の復調器の第１の実施例と同様にして位相差が得られ
る。一方、振幅に関しては第１の本発明の復調器の第３
の実施例と同様の処理により、ｎシンボル間の振幅比ｒ
j ，Ｒj が得られる。以上のようにして得られた位相差
φi 及び振幅比ｒj，Ｒj を用いて識別判定回路３００
４により識別判定を行い、復号されたデータが得られ
る。
【００７４】また、図３３に第３の発明の復調器の第３
の実施例を示す。同図において、受信波はハイブリッド
２００１で分岐されそれぞれ遅延検波回路３３０１と振
幅検出回路６０１に取り込まれる。位相に関しては遅延
検波回路３３０１で位相差が得られ、振幅に関しては第
１の本発明と同様の処理により、ｎシンボル間の振幅比
ｒj 又はＲj が得られる。以上のようにして得られた位
相差及び振幅比を用いて識別判定回路３００４により識
別判定を行い、復号されたデータが得られる。
【００７５】ここで、図３４に遅延検波回路の一実施例
を示す。同図において、受信された受信波Ａt・ｃｏｓ
（θt ＋２π・ｆc ・ｔ）はリミッタアンプ３４０１で
定振幅信号Ａ・ ｃｏｓ（θt ＋２π・ｆc ・ｔ）（Ａは
定数）に変換され、ハイブリッド２１０２で分岐された
信号Ａ・ ｃｏｓ（θt ＋２π・ｆc ・ｔ）と、遅延素子
３４０２でｎシンボル遅延された信号Ａ・ ｃｏｓ｛θ
t-n ＋２π・ｆc ・（ｔ−ｎ・Ｔ）｝（Ｔは１シンボル
時間）が得られ、さらにその直交成分であるＡ・ ｓｉｎ
｛θt-n ＋２π・ｆc ・（ｔ−ｎ・Ｔ）｝がπ／２移相
器２１０８で得られる。そしてミキサ２１０６，２１０
７により
【００７６】Ａ2・ｃｏｓ｛θt ＋２π・ｆc ・ｔ）・ｃ
ｏｓ｛θt-n ＋２π・ｆc ・（ｔ−ｎ・Ｔ）｝及びＡ2・
ｃｏｓ｛θt ＋２π・ｆc ・ｔ）・ｓｉｎ｛θt-n ＋２
π・ｆc ・（ｔ−ｎ・Ｔ）｝が得られ、ＬＰＦ２１０
９，２１１０を通過することにより、
【００７７】Ａ2・ｃｏｓ（θt −θt-n ＋２π・ｆc ・
ｎ・Ｔ）及びＡ2・ｓｉｎ（θt −θt-n ＋２π・ｆc ・
ｎ・Ｔ）が得られる。
【００７８】これらの信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器２１
１１，２１１２でディジタル信号に変換され演算回路２
１１３で位相差θt −θt-n が得られる。この実施例で
示された遅延検波回路には様々な構成があり、実施例に
示した構成に限定されないということは言うまでもな
い。
【００７９】また、図３５は第３の発明の復調器の第４
の実施例を示す。受信された受信波はハイブリッド２０
０１で分岐され、位相に関しては遅延検波回路３３０１
でｎシンボル間の位相差が得られ、一方振幅に関しては
ＬＯＧアンプ９０１で対数増幅された後振幅検出回路６
０１で対数増幅された瞬時振幅が得られ、第１の本発明
の復調器の第３の実施例と同様の処理によりｎシンボル
間の振幅比が得られる。以上のようにして得られた位相
差及び振幅比を用いて識別判定を行い、復号されたデー
タが得られる。
【００８０】また、第３の本発明のダイバーシチを行う
復調器の実施例について説明する。図３６に第３の本発
明のダイバーシチ受信を行う復調器の第１の実施例を示
す。同図において、＃１〜＃Ｎの複数のブランチで受信
された受信波はそれぞれ振幅−位相検出回路３００１＃
１〜＃Ｎに取り込まれ、それぞれの瞬時位相及び瞬時振
幅である包絡線レベルが得られる。位相に関しては、各
ブランチの瞬時位相が選択回路２３０１に取り込まれ、
各ブランチの包絡線レベルに応じて一つのブランチの瞬
時位相が選択される（選択合成）。前述したような処理
によりｎシンボル間の位相差が得られる。一方、振幅に
関しては、得られる各ブランチの包絡線レベルは総和器
１２０２で総和され、瞬時振幅として出力される。以
下、前述したような方法でｎシンボル間の振幅比を得、
識別判定されて復調データが得られる。
【００８１】また、図３７に第３の本発明のダイバーシ
チ受信を行う復調器の第２の実施例を示す。同図におい
て、＃１〜＃Ｎの複数のブランチで受信された受信波は
それぞれハイブリッド２４０１で分岐され、選択回路２
４０３及び振幅検出回路２００３＃１〜＃Ｎに取り込ま
れる。選択回路２４０３では、各ブランチの振幅検出回
路２００３で得られた包絡線レベルに応じて一つのブラ
ンチの受信波が選択され遅延検波回路３３０１により位
相差φi が得られる。一方、振幅検出回路２００３で得
られた各ブランチの包絡線レベルは総和器１２０２で総
和され、瞬時振幅として出力される。以下、前述したよ
うな方法でｎシンボル間の振幅比を得、識別判定されて
復調データが得られる。
【００８２】以上述べたように、第３の本発明において
は、第１の本発明及び第２の本発明と同様に、絶対振幅
ではなくシンボル間の振幅比に情報があるため、複数の
ブランチの振幅検出出力の総和を取るだけで最大利得の
ダイバーシチ合成が可能である。位相に関しては本実施
例では選択合成について説明したが、他に等利得合成、
最大比合成等、様々な合成法があり、実施例に示した構
成に限らない。
【００８３】以上述べたように、第３の本発明のおける
変復調器においては、絶対位相及び絶対振幅の検出が不
要であるため、レベル変動が激しく、絶対位相及び絶対
振幅の検出が困難な伝送条件でも良好な復調特性を持つ
ことが可能となる。
【００８４】また、本発明による変復調器における信号
空間配置例を図３８及び図３９に示す。図３８では一例
として復調側における検出信号点空間配置において、原
点と各信号点を結ぶ線分の大きさをｒj 又はＲj に対応
させ、また原点と各信号点を結ぶ直線とＩ軸との成す角
を、第２の本発明の場合は位相φi に、第３の本発明の
場合は位相差φi に、原点と信号点を結ぶ線分の大きさ
をｒj 又はＲj に対応させ、位相に対する多値数を８、
振幅比に対する多値数を２にした場合（１６ＱＡＭに相
当する信号点数）について、その送信側信号空間配置例
と受信側復調後信号空間配置例を示した。また、図３９
では一例として復調側における検出信号点空間配置にお
いて、位相角に対する多値数を１６、振幅比に対する多
値数を４にした場合（６４ＱＡＭに相当する信号点数）
について、その送信側信号空間配置例と受信側復調後信
号空間配置例を示した。いずれの場合も送信側空間配置
では従来の変調方式におけるような絶対的信号点位置を
とらず、信号点は放射状でかつ環状の範囲の任意の位置
をとることになる。
【００８５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
次のような効果がある。ｎシンボル間の位相差及び振幅
比に符号割り当てをすることで、受信信号のレベルに依
存せずに符号の識別判定が可能であり、レベル変動が激
しく、絶対位相及び絶対振幅の検出が困難な伝送条件で
も良好な復調特性を保つことが可能となる。このとき、
送信変調信号の振幅値がある一定の範囲より大きく又は
小さくならないように振幅比を制御することで変調信号
の瞬時振幅の発散、０への収束をすることなく、振幅比
に符号を割り当てることができる。
【００８６】また、信号点の多値化が容易であり、かつ
その識別判定を容易に行うことができる。
【００８７】更に、絶対振幅の確定が不必要であること
から、バースト信号の急速引き込みが可能となり、時分
割多元接続方式や非同期伝送方式等の伝送効率が格段に
向上する。
【００８８】既存の位相変調方式や周波数変調方式との
組み合わせにより、既存の方式を変更することなく伝送
容量を増加することが可能となる。
【００８９】また、ダイバーシチ受信において、振幅成
分に関しては複数のブランチの総和を取るだけで利得が
最大となる合成が可能となり、多ブランチの合成が容易
に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の本発明の変調側の基本概念を示すブロッ
ク図である。
【図２】第１の本発明の復調側の基本概念を示すブロッ
ク図である。
【図３】第１の本発明の変調器の第１の実施例を示すブ
ロック図である。
【図４】第１の本発明の変調器の第２の実施例を示すブ
ロック図である。
【図５】第１の本発明の変調器の第３の実施例を示すブ
ロック図である。
【図６】第１の本発明の復調器の第１の実施例を示すブ
ロック図である。
【図７】第１の振幅比演算回路の一実施例を示すブロッ
ク図である。
【図８】第１の本発明の復調器の第２の実施例を示すブ
ロック図である。
【図９】第１の本発明の復調器の第３の実施例を示すブ
ロック図である。
【図１０】第１の本発明と位相変調方式との複合変調の
実施例を示すブロック図である。
【図１１】第１の本発明と周波数変調方式との複合変調
の実施例を示すブロック図である。
【図１２】第１の本発明のダイバーシチ受信を行う復調
器の一実施例を示すブロック図である。
【図１３】第２の本発明の変調側の基本概念を示すブロ
ック図である。
【図１４】第２の本発明の復調側の基本概念を示すブロ
ック図である。
【図１５】第２の本発明の変調器の第１の実施例を示す
ブロック図である。
【図１６】振幅−位相変調回路の一実施例を示すブロッ
ク図である。
【図１７】第２の本発明の変調器の第２の実施例を示す
ブロック図である。
【図１８】第２の本発明の変調器の第３の実施例を示す
ブロック図である。
【図１９】第２の本発明の復調器の第１の実施例を示す
ブロック図である。
【図２０】振幅−絶対位相検出回路の第１の実施例を示
すブロック図である。
【図２１】振幅−絶対位相検出回路の第２の実施例を示
すブロック図である。
【図２２】第２の本発明の復調器の第２の実施例を示す
ブロック図である。
【図２３】第２の本発明のダイバーシチ受信を行う復調
器の第１の実施例を示すブロック図である。
【図２４】第２の本発明のダイバーシチ受信を行う復調
器の第２の実施例を示すブロック図である。
【図２５】第３の本発明の変調側の基本概念を示すブロ
ック図である。
【図２６】第３の本発明の復調側の基本概念を示すブロ
ック図である。
【図２７】第３の本発明の変調器の第１の実施例を示す
ブロック図である。
【図２８】第３の本発明の変調器の第２の実施例を示す
ブロック図である。
【図２９】第３の本発明の変調器の第３の実施例を示す
ブロック図である。
【図３０】第３の本発明の復調器の第１の実施例を示す
ブロック図である。
【図３１】振幅−位相検出回路の一実施例を示すブロッ
ク図である。
【図３２】第３の本発明の復調器の第２の実施例を示す
ブロック図である。
【図３３】第３の本発明の復調器の第３の実施例を示す
ブロック図である。
【図３４】遅延検波回路の一実施例を示すブロック図で
ある。
【図３５】第３の本発明の復調器の第４の実施例を示す
ブロック図である。
【図３６】第３の本発明のダイバーシチ受信を行う復調
器の第１の実施例を示すブロック図である。
【図３７】第３の本発明のダイバーシチ受信を行う復調
器の第２の実施例を示すブロック図である。
【図３８】本発明における信号空間配置の第１の例を示
す図である。
【図３９】本発明における信号空間配置の第２の例を示
す図である。
【図４０】従来例における信号空間配置の一例を示す図
である。
【符号の説明】
１０１ ベースバンド処理手段 １０２ 符号割り当て手段 １０３ 振幅比設定手段 １０４ 振幅比制御手段 １０５ 瞬時振幅生成手段 １０６，２０２ ｎシンボル遅延手段 １０７ 振幅変調手段 ２０１ 振幅検出手段 ２０３ 振幅比演算手段 ２０４ 識別判定手段

Claims (26)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 送信側で、時間的に１シンボル前又はそ
    れ以上前の符号との信号空間における振幅比とに送信す
    る符号を割り当てた変調信号を生成し、該変調信号によ
    る変調搬送波を生成し、 受信側で、前記変調搬送波を受信し、該変調搬送波の信
    号空間における信号点の振幅と、該変調搬送波の１シン
    ボル前又はそれ以上前の信号空間における信号点の振幅
    との振幅比から送信符号を復元し、 前記振幅比として１つの符号に対して１以上と１以下の
    ２つの値を予め設定し、当該振幅比の値を選択すること
    を特徴とする変復調方法。
  2. 【請求項２】 送信データを信号空間における信号点に
    対応した符号に割り当てる符号割り当て手段と、 該符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応し
    た振幅比を出力する振幅比設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時振幅を得るｎシンボ
    ル遅延手段と、 前記振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅とを乗算した
    値に基づいて現在の瞬時振幅を得る瞬時振幅生成手段
    と、 前記ｎシンボル前の瞬時振幅値がある基準値を越えた場
    合は１以下の振幅比を、当該瞬時振幅値が当該基準値を
    越えない場合は１以上の値の振幅比を前記振幅比設定手
    段が出力するように制御する振幅比制御手段と、 前記瞬時振幅により中間搬送波又は搬送波を変調するこ
    とで中間変調搬送波又は変調搬送波を得る振幅変調手段
    とを具備したことを特徴とする変調器。
  3. 【請求項３】 送信データを信号空間における信号点に
    対応した符号に割り当てる符号割り当て手段と、 該符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応し
    た１以下及び１以上の値の２つの振幅比を出力する設定
    手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時振幅を得るｎシンボ
    ル遅延手段と、 前記１以下の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第１の乗算手段と、 前記１以上の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第２の乗算手段と、 前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力
    のどちらかを選択して瞬時振幅として出力する選択手段
    と、 前記ｎシンボル前の瞬時振幅値がある基準値を越えた場
    合は前記第１の乗算手段の出力を、当該瞬時振幅値が当
    該基準値を越えない場合は前記第２の乗算手段の出力
    を、前記選択手段が出力するように選択信号を前記選択
    手段に供給する比較手段と、 前記瞬時振幅により中間搬送波又は搬送波を変調するこ
    とで中間変調搬送波又は変調搬送波を得る振幅変調手段
    とを具備したことを特徴とする変調器。
  4. 【請求項４】 送信データを信号空間における信号点に
    対応した符号に割り当てる符号割り当て手段と、 該符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応し
    た１以下及び１以上の値の２つの振幅比を出力する振幅
    比設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時振幅を得るｎシンボ
    ル遅延手段と、 前記１以下の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第１の乗算手段と、 前記１以上の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第２の乗算手段と、 前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力
    のどちらかを選択して瞬時振幅として出力する選択手段
    と、 前記第２の乗算手段の出力がある基準値を越えた場合は
    前記第１の乗算手段の出力を、当該第２の乗算手段の出
    力が当該基準値を越えない場合は前記第２の乗算手段の
    出力を、前記選択手段が出力するように選択信号を前記
    選択手段に供給する比較手段と、 前記瞬時振幅により中間搬送波又は搬送波を変調するこ
    とで中間変調搬送波又は変調搬送波を得る振幅変調手段
    とを具備したことを特徴とする変調器。
  5. 【請求項５】 受信波を取り込み、該受信波の瞬時包絡
    線レベルを検出する振幅検出手段と、 ｎシンボル前の瞬時包絡線レベルを得るｎシンボル遅延
    手段と、 前記瞬時包絡線レベルと前記ｎシンボル前の瞬時包絡線
    レベルとの振幅比を得る振幅比演算手段と、 前記振幅比を取り込み、該振幅比の値から符号を識別判
    定して出力する識別判定手段とを具備したことを特徴と
    する復調器。
  6. 【請求項６】 前記振幅検出手段が、取り込んだ受信波
    を分岐する分岐手段と、分岐した各信号を乗算する乗算
    手段と、乗算結果の高調波を除去して瞬時包絡線レベル
    の２乗値を得る低域ろ波手段と、前記瞬時包絡線レベル
    の２乗値の平方根をとり信号空間における瞬時振幅を得
    る平方根演算手段とからなる請求項５記載の復調器。
  7. 【請求項７】 受信波を取り込み、該受信波を対数増幅
    する対数増幅手段と、 該対数増幅手段により対数増幅された前記受信波の瞬時
    包絡線レベルを得る振幅検出手段と、 ｎシンボル前の対数増幅された前記受信波の瞬時包絡線
    レベルを得るｎシンボル遅延手段と、 前記瞬時包絡線レベルと前記ｎシンボル前の瞬時包絡線
    レベルとから、信号空間における瞬時振幅とｎシンボル
    前の瞬時振幅との振幅比を得る振幅比演算手段と、 前記振幅比を取り込み、該振幅比の値から符号を識別判
    定して出力する識別判定手段とを具備したことを特徴と
    する復調器。
  8. 【請求項８】 請求項５〜７のいずれか１項に記載の復
    調器において、複数の振幅検出手段を設けて、該複数の
    振幅検出手段の出力の総和をとる総和手段を設けたこと
    を特徴とする復調器。
  9. 【請求項９】 送信側で、信号空間における絶対位相
    と、時間的に１シンボル前又はそれ以上前の信号空間に
    おける振幅との振幅比とに送信する符号を割り当てた変
    調信号を生成し、該変調信号による変調搬送波を生成
    し、 受信側で、前記変調搬送波を受信し、該変調搬送波の信
    号空間における絶対位相と、該変調信号の信号の１シン
    ボル前又はそれ以上前の信号との信号空間における振幅
    比とから送信符号を復元し、 前記振幅比として１つの符号に対して１以上と１以下の
    ２つの値を予め設定し、当該振幅比の値を選択すること
    を特徴とする変復調方法。
  10. 【請求項１０】 送信データを信号空間における信号点
    に対応した符号に割り当てる符号割り当て手段と、 該符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応し
    た絶対位相を出力する位相設定手段と、 前記符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応
    した振幅比を出力する振幅比設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時振幅を得るｎシンボ
    ル遅延手段と、 前記振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅とを乗算した
    値に基づいて現在の瞬時振幅を得る瞬時振幅生成手段
    と、 前記ｎシンボル前の瞬時振幅値がある基準値を越えた場
    合は１以下の振幅比を、当該瞬時振幅値が当該基準値を
    越えない場合は１以上の振幅比を前記振幅比設定手段が
    出力するように制御する振幅比制御手段と、 前記絶対位相と前記瞬時振幅により中間搬送波又は搬送
    波を振幅−位相変調することで中間変調搬送波又は変調
    搬送波を得る振幅−位相変調手段とを具備したことを特
    徴とする変調器。
  11. 【請求項１１】 送信データを信号空間における信号点
    に対応した符号に割り当てる符号割り当て手段と、 該符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応し
    た絶対位相を出力する位相設定手段と、 前記符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応
    した１以下及び１以上の値の２つの振幅比を出力する振
    幅比設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時振幅を得るｎシンボ
    ル遅延手段と、 前記１以下の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第１の乗算手段と、 前記１以上の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第２の乗算手段と、 前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力
    のどちらかを選択して瞬時振幅として出力する選択手段
    と、 前記ｎシンボル前の瞬時振幅値がある基準値を越えた場
    合は前記第１の乗算手段の出力を、当該瞬時振幅値が当
    該基準値を越えない場合は前記第２の乗算手段の出力
    を、前記選択手段が出力するように選択信号を前記選択
    手段に供給する比較手段と、 前記絶対位相と前記瞬時振幅により中間搬送波又は搬送
    波を振幅−位相変調することで中間変調搬送波又は変調
    搬送波を得る振幅−位相変調手段とを具備したことを特
    徴とする変調器。
  12. 【請求項１２】 送信データを信号空間における信号点
    に対応した符号に割り当てる符号割り当て手段と、 該符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応し
    た絶対位相を出力する位相設定手段と、 前記符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応
    した１以下及び１以上の値の２つの振幅比を出力する振
    幅比設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時振幅を得るｎシンボ
    ル遅延手段と、 前記１以下の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第１の乗算手段と、 前記１以上の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第２の乗算手段と、 前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力
    のどちらかを選択して瞬時振幅として出力する選択手段
    と、 前記第２の乗算手段の出力がある基準値を越えた場合は
    前記第１の乗算手段の出力を、前記第２の乗算手段の出
    力が当該基準値を越えない場合は前記第２の乗算手段の
    出力を、前記選択手段が出力するように選択信号を前記
    選択手段に供給する比較手段と、 前記絶対位相と前記瞬時振幅により中間搬送波又は搬送
    波を振幅−位相変調することで中間変調搬送波又は変調
    搬送波を得る振幅−位相変調手段とを具備したことを特
    徴とする変調器。
  13. 【請求項１３】 受信波を取り込み、該受信波の信号空
    間における瞬時包絡線レベルと信号空間における絶対位
    相を検出する振幅−絶対位相検出手段と、 ｎシンボル前の瞬時包絡線レベルを得るｎシンボル遅延
    手段と、 前記瞬時包絡線レベルと前記ｎシンボル前の瞬時包絡線
    レベルとの振幅比を得る振幅比演算手段と、 前記絶対位相と前記振幅比の値から符号を識別判定して
    出力する識別判定手段とを具備したことを特徴とする復
    調器。
  14. 【請求項１４】 受信波を取り込み、該受信波を対数増
    幅する対数増幅手段と、 該対数増幅手段により対数増幅された前記受信波の瞬時
    包絡線レベルと信号空間における絶対位相を得る振幅−
    絶対位相検出手段と、 ｎシンボル前の対数増幅された前記受信波の瞬時包絡線
    レベルを得るｎシンボル遅延手段と、 前記瞬時包絡線レベルと前記ｎシンボル前の瞬時包絡線
    レベルとから、信号空間における瞬時振幅とｎシンボル
    前の瞬時振幅との振幅比を得る振幅比演算手段と、 前記振幅比と前記絶対位相の値から符号を識別判定して
    出力する識別判定手段とを具備したことを特徴とする復
    調器。
  15. 【請求項１５】 請求項１３又は請求項１４に記載の復
    調器において、複数の振幅−絶対位相検出手段を設け
    て、該複数の振幅−絶対位相検出手段からの瞬時振幅出
    力の総和をとる総和手段を設けるとともに、該複数の瞬
    時振幅出力値を用いて制御することにより複数の振幅−
    絶対位相検出手段からの絶対位相出力から改善した絶対
    位相出力を取り出すことを特徴とする復調器。
  16. 【請求項１６】 請求項１３又は請求項１４に記載の復
    調器において、振幅−絶対位相検出手段を振幅検出手段
    と同期位相検出手段により構成し、該振幅検出手段と分
    岐手段を複数設けて、該複数の振幅検出手段からの瞬時
    振幅出力の総和をとる総和手段を設けるとともに、該複
    数の瞬時振幅出力値を用いて制御することにより複数の
    分岐手段からの受信波から改善した受信波を取り出すこ
    とを特徴とする復調器。
  17. 【請求項１７】 送信側で、時間的に１シンボル前又は
    それ以上前の信号空間における位相との位相差と、時間
    的に１シンボル前又はそれ以上前の信号空間における振
    幅との振幅比とに送信する符号を割り当てた変調信号を
    生成し、該変調信号による変調搬送波を生成し、 受信側で、前記変調搬送波を受信し、前記変調搬送波の
    １シンボル前又はそれ以上前の信号空間における位相と
    の位相差と、前記変調搬送波の１シンボル前又はそれ以
    上前の信号空間における振幅比とから送信符号を復元
    し、 前記振幅比として１つの符号に対して１以上と１以下の
    ２つの値を予め設定し、当該振幅比の値を選択すること
    を特徴とする変復調方法。
  18. 【請求項１８】 送信データを信号空間における信号点
    に対応した符号に割り当てる符号割り当て手段と、 該符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応し
    た位相差を出力する位相差設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時位相を得る第１のｎ
    シンボル遅延手段と、 前記位相差と前記ｎシンボル前の瞬時位相とを加算した
    値に基づいて現在の瞬時位相を得る瞬時位相生成手段
    と、 前記符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応
    した振幅比を出力する振幅比設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時振幅を得る第２のｎ
    シンボル遅延手段と、 前記振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅とを乗算した
    値に基づいて現在の瞬時振幅を得る瞬時振幅生成手段
    と、 前記ｎシンボル前の瞬時振幅値がある基準値を越えた場
    合は１以下の振幅比を、当該瞬時振幅値が当該基準値を
    越えない場合は１以上の振幅比を前記振幅比設定手段が
    出力するように制御する振幅比制御手段と、 前記瞬時位相と前記瞬時振幅により中間搬送波又は搬送
    波を振幅−位相変調することで中間変調搬送波又は変調
    搬送波を得る振幅−位相変調手段とを具備したことを特
    徴とする変調器。
  19. 【請求項１９】 送信データを信号空間における信号点
    に対応した符号に割り当てる符号割り当て手段と、 該符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応し
    た位相差を出力する位相差設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時位相を得る第１のｎ
    シンボル遅延手段と、 前記位相差と前記ｎシンボル前の瞬時位相とを加算した
    値に基づいて現在の瞬時位相を得る瞬時位相生成手段
    と、 前記符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応
    した１以下及び１以上の値の２つの振幅比を出力する振
    幅比設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時振幅を得る第２のｎ
    シンボル遅延手段と、 前記１以下の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第１の乗算手段と、 前記１以上の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第２の乗算手段と、 前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力
    のどちらかを選択して瞬時振幅として出力する選択手段
    と、 前記ｎシンボル前の瞬時振幅値がある基準値を越えた場
    合は前記第１の乗算手段の出力を、当該瞬時振幅値が当
    該基準値を越えない場合は前記第２の乗算手段の出力
    を、前記選択手段が出力するように選択信号を前記選択
    手段に供給する比較手段と、 前記絶対位相と前記瞬時振幅により中間搬送波又は搬送
    波を振幅−位相変調することで中間変調搬送波又は変調
    搬送波を得る振幅−位相変調手段とを具備したことを特
    徴とする変調器。
  20. 【請求項２０】 送信データを信号空間における信号点
    に対応した符号に割り当てる符号割り当て手段と、 該符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応し
    た位相差を出力する位相差設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時位相を得る第１のｎ
    シンボル遅延手段と、 前記位相差と前記ｎシンボル前の瞬時位相とを加算した
    値に基づいて現在の瞬時位相を得る瞬時位相生成手段
    と、 前記符号割り当て手段により割り当てられた符号に対応
    した１以下及び１以上の値の２つの振幅比を出力する振
    幅比設定手段と、 ｎシンボル（ｎは自然数）前の瞬時振幅を得る第２のｎ
    シンボル遅延手段と、 前記１以下の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第１の乗算手段と、 前記１以上の振幅比と前記ｎシンボル前の瞬時振幅との
    乗算値を得る第２の乗算手段と、 前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力
    のどちらかを選択して瞬時振幅として出力する選択手段
    と、 前記第２の乗算手段の出力がある基準値を越えた場合は
    前記第１の乗算手段の出力を、前記第２の乗算手段の出
    力が当該基準値を越えない場合は前記第２の乗算手段の
    出力を、前記選択手段が出力するように選択信号を前記
    選択手段に供給する比較手段と、 前記絶対位相と前記瞬時振幅により中間搬送波又は搬送
    波を振幅−位相変調することで中間変調搬送波又は変調
    搬送波を得る振幅−位相変調手段とを具備したことを特
    徴とする変調器。
  21. 【請求項２１】 受信波を取り込み、該受信波の信号空
    間における瞬時包絡線レベルと信号空間における瞬時位
    相を検出する振幅−瞬時位相検出手段と、 ｎシンボル前の瞬時位相を得る第１のｎシンボル遅延手
    段と、 前記瞬時位相と前記ｎシンボル前の瞬時位相との位相差
    を得る位相差検出手段と、 ｎシンボル前の包絡線レベルを得る第２のｎシンボル遅
    延手段と、 前記瞬時包絡線レベルと前記ｎシンボル前の瞬時包絡線
    レベルとの振幅比を得る振幅比演算手段と、 前記位相差と前記振幅比の値を取り込み、前記位相差及
    び前記振幅比の値から符号を識別判定して出力する識別
    判定手段とを具備したことを特徴とする復調器。
  22. 【請求項２２】 受信波を取り込み、該受信波を対数増
    幅する対数増幅手段と、 該対数増幅手段により対数増幅された前記受信波の瞬時
    包絡線レベル及び信号空間における瞬時位相を得る振幅
    −位相検出手段と、 ｎシンボル前の瞬時位相を得る第１のｎシンボル遅延手
    段と、 前記瞬時位相と前記ｎシンボル前の瞬時位相との位相差
    を得る位相差演算手段と、 ｎシンボル前の対数増幅された前記受信波の瞬時包絡線
    レベルを得る第２のｎシンボル遅延手段と、 前記瞬時包絡線レベルと前記ｎシンボル前の瞬時包絡線
    レベルとから、信号空間における瞬時振幅とｎシンボル
    前の瞬時振幅との振幅比を得る振幅比演算手段と、 前記振幅比と前記位相差の値から符号を識別判定して出
    力する識別判定手段とを具備したことを特徴とする復調
    器。
  23. 【請求項２３】 取り込んだ受信波を分岐する分岐手段
    と、 分岐した受信波の信号空間における瞬時位相とｎシンボ
    ル前の瞬時位相との位相差を検出する遅延検波手段と、 分岐した受信波の瞬時包絡線レベルを検出する振幅検出
    手段と、 ｎシンボル前の瞬時包絡線レベルを得るｎシンボル遅延
    手段と、 前記瞬時包絡線レベルと前記ｎシンボル前の瞬時包絡線
    レベルとの振幅比を得る振幅比演算手段と、 前記振幅比と前記位相差の値から符号を識別判定して出
    力する識別判定手段とを具備したことを特徴とする復調
    器。
  24. 【請求項２４】 取り込んだ受信波を分岐する分岐手段
    と、 分岐した受信波の信号空間における瞬時位相とｎシンボ
    ル前の瞬時位相との位相差を検出する遅延検波手段と、 分岐した受信波を対数増幅する対数増幅手段と、 該対数増幅手段により対数増幅された受信波の瞬時包絡
    線レベルを検出する振幅検出手段と、 ｎシンボル前の対数増幅された受信波の瞬時包絡線レベ
    ルを得るｎシンボル遅延手段と、 前記瞬時包絡線レベルと前記ｎシンボル前の瞬時包絡線
    レベルとから、信号空間における瞬時振幅とｎシンボル
    前の瞬時振幅との振幅比を得る振幅比演算手段と、 前記振幅比と前記位相差の値から符号を識別判定して出
    力する識別判定手段とを具備したことを特徴とする復調
    器。
  25. 【請求項２５】 請求項２１又は請求項２２に記載の復
    調器において、振幅−位相検出手段を複数設けて、該複
    数の振幅−位相検出手段からの瞬時振幅出力の総和をと
    る総和手段を設けるとともに、該複数の瞬時振幅出力値
    を用いて制御することにより複数の振幅−位相検出手段
    からの瞬時位相出力から改善した瞬時位相出力を取り出
    すことを特徴とする復調器。
  26. 【請求項２６】 請求項２３又は請求項２４に記載の復
    調器において、分岐手段と振幅検出手段を複数設けて、
    該複数の振幅検出手段からの瞬時振幅出力の総和をとる
    総和手段を設けるとともに、該複数の瞬時振幅出力値を
    用いて制御することにより複数の分岐手段からの受信波
    から改善した受信波を取り出すことを特徴とする復調
    器。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001011844A1 (fr) * 1999-08-06 2001-02-15 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Demodulateur orthogonal et procede de demodulation orthogonale
JP2010183517A (ja) * 2009-02-09 2010-08-19 Mitsubishi Electric Corp 光通信受信機
JP2014217041A (ja) * 2013-04-24 2014-11-17 アナログ デバイシズ テクノロジーＡｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ 振幅変調信号を復調するための方法および装置

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1998035477A1 (en) * 1997-02-05 1998-08-13 Symbionics Ltd. Demodulation with separate branches for phase and amplitude
JP3033708B2 (ja) * 1997-04-21 2000-04-17 埼玉日本電気株式会社 ピーククリッピング回路および該ピーククリッピング回路を有する直交変調送信機
JP2000201132A (ja) 1998-11-06 2000-07-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送受信装置
EP1017201A1 (en) 1998-12-29 2000-07-05 Alcatel QAM receiver with separate detection of phase and amplitude
US6389080B1 (en) * 1999-03-06 2002-05-14 Lockheed Martin Corp. Random phase shift keying
US6198779B1 (en) * 1999-05-05 2001-03-06 Motorola Method and apparatus for adaptively classifying a multi-level signal
US6934344B2 (en) * 2000-03-27 2005-08-23 Interdigital Technology Corporation Digital automatic gain control
US7424039B2 (en) * 2003-03-28 2008-09-09 Nortel Networks Limited Method and apparatus for processing multiple common frequency signals through a single cable
US7782827B2 (en) * 2003-03-28 2010-08-24 Nortel Networks Limited Method and apparatus for processing multiple common frequency signals through a single cable using circulators
JP4220365B2 (ja) * 2003-12-08 2009-02-04 株式会社ケンウッド 送信装置、受信装置、データ送信方法及びデータ受信方法
US8494071B2 (en) * 2003-12-08 2013-07-23 Kabushiki Kaisha Kenwood Device and method for correcting a data error in communication path
JP4388366B2 (ja) * 2003-12-26 2009-12-24 株式会社ケンウッド 送信装置、受信装置、データ送信方法、データ受信方法及びプログラム
US7729726B2 (en) * 2004-03-26 2010-06-01 Nortel Networks Limited Feeder cable reduction
US8135086B1 (en) 2004-08-09 2012-03-13 Rockstar Bidco, LP Cable reduction
JP4542405B2 (ja) * 2004-09-30 2010-09-15 株式会社ケンウッド ベースバンド信号生成装置、ベースバンド信号生成方法及びプログラム
TWI280017B (en) * 2005-10-03 2007-04-21 Ind Tech Res Inst Communication system with demodulation of two-level differential amplitude-shift-keying signals and method thereof
CN1946072B (zh) * 2005-10-08 2010-05-12 财团法人工业技术研究院 具二位阶差分式振幅位移调制解调之通讯系统
US8452333B2 (en) * 2005-12-12 2013-05-28 Apple Inc. Feeder cable reduction
JP6074712B2 (ja) * 2012-04-03 2017-02-08 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 映像データ送信装置及び受信装置
US9009503B2 (en) 2012-07-05 2015-04-14 International Business Machines Corporation Branch circuit determination without external synchronization
US9503133B2 (en) * 2012-12-03 2016-11-22 Dockon Ag Low noise detection system using log detector amplifier
EP2974000B1 (en) * 2013-03-15 2024-07-17 Dockon AG Frequency selective logarithmic amplifier with intrinsic frequency demodulation capability
US11183974B2 (en) * 2013-09-12 2021-11-23 Dockon Ag Logarithmic detector amplifier system in open-loop configuration for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion
US11082014B2 (en) 2013-09-12 2021-08-03 Dockon Ag Advanced amplifier system for ultra-wide band RF communication
WO2015038191A1 (en) * 2013-09-12 2015-03-19 Dockon Ag Logarithmic detector amplifier system for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion
CN114401176B (zh) * 2021-12-31 2023-05-09 北京升哲科技有限公司 一种信号到达检测方法、装置、电子设备及存储介质

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69018897T2 (de) * 1989-06-21 1995-08-24 Nippon Electric Co Verfahren zur Erfassung einer bestimmten Signalfolge, das die Effekte von Mehrwegübertragung vermindert.
US5335359A (en) * 1990-05-31 1994-08-02 Nec Corporation Diversity receiver using matched filter and decision feedback equalizer
JP3342877B2 (ja) * 1991-05-27 2002-11-11 株式会社東芝 ディジタル無線通信装置とその変調回路
JPH0744473B2 (ja) * 1993-02-02 1995-05-15 日本電気株式会社 復調システム
JPH06350657A (ja) * 1993-06-07 1994-12-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd ディジタル変復調装置
US5535244A (en) * 1993-06-07 1996-07-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Digital modulating/demodulating apparatus and a digital demodulating apparatus

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001011844A1 (fr) * 1999-08-06 2001-02-15 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Demodulateur orthogonal et procede de demodulation orthogonale
JP2010183517A (ja) * 2009-02-09 2010-08-19 Mitsubishi Electric Corp 光通信受信機
JP2014217041A (ja) * 2013-04-24 2014-11-17 アナログ デバイシズ テクノロジーＡｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ 振幅変調信号を復調するための方法および装置

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EP0738064A2 (en) 1996-10-16
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US5818875A (en) 1998-10-06
DE69628692D1 (de) 2003-07-24

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