JPH08337172A - 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 Ｈブリツジ回路を使用した電動パワ−ステア
リング装置のモ−タ制御回路で、ハンドル戻り時の振動
電流の発生を押さえる駆動手段を提供する。 【構成】 ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で駆動し、ＦＥ
Ｔ3 をＦＥＴ1 のデユ−テイ比Ｄ1 よりも大きい（時間
的に長い）デユ−テイ比Ｄ2 で駆動して、モ−タ電流が
平衡状態になると、モ−タ電流Ｉはデユ−テイ比Ｄ1 、
Ｄ2 を含む式で表わされる。Ｄ2 をＤ1 の一次の関数
Ｄ2 ＝ａ・Ｄ1 ＋ｂ（ａ、ｂは定数）で定義し、駆動条
件に基づいてａ、ｂを決定すると、モ−タ電流Ｉは以下
の式で表され、モ−タ電流Ｉに対するデユ−テイ比Ｄ1
の関係はモ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速
度ωret よりも小さい領域においても不連続部分が無く
なり、振動電流（ノイズ）の発生を押さえることができ
る。 Ｉ＝Ｖb / Ｒ｛1- (Ｋ_T ωret ／γＶb)｝・Ｄ1 ＋Ｋ_T
/ Ｒ (ωret-ω) 。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、電動パワ−ステアリ
ング装置の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】車両用の電動パワ−ステアリング装置に
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに
発生する操舵トルクその他を検出し、その検出信号に基
づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を演算
し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記した制
御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出値と
の差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ−タ
を駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがあ
る。

【０００３】このような電動式パワ−ステアリング装置
では、図７に示すように、４個の電界効果型トランジス
タＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 をブリツジに接続して第１及び第
２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、そ
の入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭを
接続したモ−タ制御回路が使用されている。

【０００４】そして、前記モ−タ制御回路を構成するＨ
ブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する
２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ1 （或
いは第２のア−ムのＦＥＴ2 ）を電流制御値に基づいて
決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調
信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制
御される。

【０００５】また、前記電流制御値の符号に基づいて第
２のア−ムのＦＥＴ3 をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ4
をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ3 をＯＦＦ、第
１のア−ムのＦＥＴ4 をＯＮ）に制御することにより、
モ−タＭの回転方向が制御される。

【０００６】ＦＥＴ3 が導通状態にあるときは、電流は
ＦＥＴ1 、モ−タＭ、ＦＥＴ3 を経て流れ、モ−タＭに
正方向の電流が流れる。また第２のア−ムのＦＥＴ4 が
導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モ−タＭ、Ｆ
ＥＴ4 を経て流れ、モ−タＭに負方向の電流が流れる。

【０００７】このモ−タ制御回路は、同一ア−ム上のＦ
ＥＴが同時に駆動されることがないのでア−ムが短絡さ
れる可能性が低く、信頼性が高いため、広く利用されて
いる（一例として特公平５−１０２７０号公報参照）。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】図８は、モ−タ電流Ｉ
（モ−タに実際に流れる電流であり、検出電流ｉとは異
なる）とＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示すも
のである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルク
が発生している状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比
Ｄとの関係は、図８において線（ａ）で示すように変化
し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいて
モ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉref が演算
され、操舵補助指令値Ｉref とフイ−ドバツクされるモ
−タ電流の検出値Ｉとの差の電流制御値Ｅがモ−タ駆動
回路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素子を
制御するデユ−テイ比Ｄは或る値をとり、格別の支障は
生じない。

【０００９】しかしながら、操向ハンドルを切つた後、
セルフアラインメントトルクにより操向ハンドルが直進
走行位置に戻るとき（以下、ハンドル戻り時という）
は、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−
タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉref は零となる
が、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉと
デユ−テイ比Ｄとの関係は、図８において線（ｂ）で示
すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化し、
デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−
テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。

【００１０】一方、フイ−ドバツク制御回路は電流制御
値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉref に対
応するデユ−テイ比Ｄがないため、図８において線
（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ
対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力され
る。

【００１１】このような振動電流の発生は、雑音の発生
源となるほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原
因ともなるので、その対策が求められていた。この発明
は上記課題を解決することを目的とするものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この発明は上記課題を解
決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令
値と検出されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に
基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ
の出力を制御するフイ−ドバツク制御手段を備えた電動
パワ−ステアリング装置の制御装置において、半導体素
子４個をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の
入力端子間に電源を、出力端子間に前記モ−タを接続し
たモ−タ駆動回路と、前記モ−タ駆動回路を構成するＨ
ブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する
２個１組の半導体素子のうち、第１のア−ムの半導体素
子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−
テイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムの半導体素
子を前記第１のデユ−テイ比の関数で決定される第２の
デユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段とを
備えたことを特徴とするものである。

【００１３】そして、前記フイ−ドバツク制御手段にフ
イ−ドバツクされるモ−タ電流の検出値は、前記第２の
デユ−テイ比で補正するとよい。

【００１４】

【作用】モ−タ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互
いに対向する２つのア−ムを構成する２個１組の半導体
素子のうち、第１のア−ムの半導体素子を前記電流制御
値に基づいて決定される第１のデユ−テイ比のＰＷＭ信
号で駆動し、第２のア−ムの半導体素子を前記第１のデ
ユ−テイ比の関数で決定される第２のデユ−テイ比のＰ
ＷＭ信号で駆動する。これにより、ハンドル戻り時など
で操舵トルクが発生していない状態のときも、デユ−テ
イ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄ
との関係に不連続部分が生じることがなく、電流制御値
Ｅとして振動電流が出力されるおそれがない。

【００１５】

【実施例】以下、この発明の実施例について説明する。
まず、図１乃至図３により、この発明を実施するに適し
た電動パワ−ステアリング装置の概略を説明する。図１
は電動パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する
図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サ
ルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て
操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操
向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が
設けられており、また、操舵力を補助するモ−タ１０が
クラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。

【００１６】パワ−ステアリング装置を制御する電子制
御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１
１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トル
クセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で
検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行
い、演算された操舵補助指令値に基づいてモ−タ１０に
供給する電流を制御する。

【００１７】クラツチ９は電子制御回路１３により制御
される。クラツチ９は通常の動作状態では結合してお
り、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の
故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時
に切離される。

【００１８】図２は、電子制御回路１３のブロツク図で
ある。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰ
Ｕから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部において
プログラムで実行される機能を示してある。例えば、位
相補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての位相補償
器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補
償機能を示す。

【００１９】以下、電子制御回路１３の機能と動作を説
明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号
は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相
補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力される。ま
た、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助指令値
演算器２２に入力される。

【００２０】操舵補助指令値演算器２２は、入力され位
相補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて所
定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目標
値である操舵補助指令値Ｉref を演算する。

【００２１】比較器２３、微分補償器２４、比例演算器
２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路
は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉref に一致するよう
にフイ−ドバツク制御を行う回路である。

【００２２】比較器２３では、操舵補助指令値演算器２
２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉref
と後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ
電流値Ｉが比較され、その差の信号が出力される。

【００２３】比例演算器２５では、操舵補助指令値Ｉre
f とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した比例値が出力され
る。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク
系の特性を改善するため積分演算器２６において積分さ
れ、差の積分値の比例値が出力される。

【００２４】微分補償器２４では、操舵補助指令値Ｉre
f に対するモ−タ電流値Ｉの応答速度を高めるため、操
舵補助指令値Ｉref の微分値が出力される。

【００２５】微分補償器２４から出力された操舵補助指
令値Ｉref の微分値、比例演算器２５から出力された操
舵補助指令値Ｉref とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した
比例値、積分演算器２６から出力された積分値は加算器
２７において加算演算され、演算結果である電流制御値
Ｅがモ−タ駆動回路４１に出力される。モ−タに流れる
電流はモ−タ電流検出回路４２により検出される。

【００２６】図３にモ−タ制御回路４１の構成の一例を
示す。モ−タ制御回路４１は加算器２７から入力された
電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 のゲ−トを
駆動するゲ−ト駆動回路４６、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 から
なるＨブリツジ回路等から構成される。なお、昇圧電源
４７はＦＥＴ1 、ＦＥＴ2 のハイサイド側を駆動する電
源である。

【００２７】ＦＥＴ1 とＦＥＴ2 は前記した電流制御値
Ｅに基づいて決定されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号
に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに
流れる電流Ｉの大きさが制御される。

【００２８】ＦＥＴ3 とＦＥＴ4 は、デユ−テイ比Ｄ1
の小さい領域では、前記したデユ−テイ比Ｄ1 のＰＷＭ
信号の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ2 のＰ
ＷＭ信号で駆動され、また、デユ−テイ比Ｄ1 の大きい
領域では、従来の制御回路と同じくＰＷＭ信号の符号に
より決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦ
駆動される。この点は、この発明の特徴部分であり、後
で詳細に説明する。

【００２９】ＦＥＴ3 が導通状態にあるときは、電流は
ＦＥＴ1 、モ−タ１０、ＦＥＴ3 、抵抗Ｒ1 を経て流
れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ
4 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モ−タ１
０、ＦＥＴ4 、抵抗Ｒ2 を経て流れ、モ−タ１０に負方
向の電流が流れる。

【００３０】モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ1 の両
端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検
出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づい
て負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電
流値Ｉは比較器２３にフイ−ドバツクして入力される
（図２参照）。

【００３１】次に、この発明の特徴部分である、ＦＥＴ
3 とＦＥＴ4 を前記したデユ−テイ比Ｄ1 の１次の関数
式で定義されるデユ−テイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動す
る点について説明する。

【００３２】先に、発明が解決しようとする課題におい
て説明したように、操向ハンドルを切つた後、セルフア
ラインメントトルクにより操向ハンドルが自動的に直進
走行位置に戻るハンドル戻り時には、モ−タ電流Ｉとデ
ユ−テイ比Ｄとの関係は、図８において（ｂ）で示すよ
うに逆起電力に相当するだけ上方に移動変化する。即
ち、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデ
ユ−テイ比Ｄとの間に不連続部分が生じ、不連続部分に
ほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力
され、雑音の発生源となるほか、フイ−ドバツク制御の
安定性を阻害する原因ともなる。

【００３３】この対策として、本発明では、前記したモ
−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続
させるように制御して課題を解決するものである。即
ち、図４に示すように、ハンドル戻り時におけるモ−タ
電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示す線（ｂ）の上
で、デユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ電流Ｉを示すｐ
点と原点ｏと間を連続するように、モ−タ電流Ｉとデユ
−テイ比Ｄとの関係を制御して、課題を解決するもので
ある。

【００３４】ここで、まず、従来の駆動方法のようにＦ
ＥＴ3 （又はＦＥＴ4 ）を、ＰＷＭ信号の符号により決
定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）
に維持する制御をせず、ＦＥＴ1 （又はＦＥＴ2 ）と同
時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合を検討す
る。

【００３５】図５はＦＥＴ1 とＦＥＴ3 を、同時に、且
つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する
図であり、また図６はＦＥＴの動作状態とモ−タ端子間
電圧ＶM 、モ−タ端子間電圧ＶM からモ−タ逆起電力Ｋ
T ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉの関
係を説明する図である。

【００３６】今、ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で駆動す
ると共に、ＦＥＴ3 をＦＥＴ1 のデユ−テイ比Ｄ1 より
も大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ2 で駆
動し、ＦＥＴ2 とＦＥＴ4 はＯＦＦに維持するものとす
る。図６の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 の
時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。

【００３７】このとき、モ−タ端子間電圧ＶM は図６の
（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ1 及びＦ
ＥＴ3 が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のとき
は、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖb が印加され
る。次に、ＦＥＴ1 がＯＦＦでＦＥＴ3 がＯＮ（この状
態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧は
零になる。さらにＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共にＯＦＦ
（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端
子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖb が印加される。即
ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共にＯＦＦ
であるため、モ−タＭには図５（ｂ）で示すように、抵
抗Ｒ_L →ＦＥＴ4 の回生ダイオ−ドＤT4→モ−タＭ→Ｆ
ＥＴ2 の回生ダイオ−ドＤT2→電源に至る電流回路が形
成され、モ−タＭの端子間電圧ＶM は負方向のバツテリ
電圧−Ｖb となる。

【００３８】ＦＥＴ1 とＦＥＴ3 を同時に、且つ異なる
デユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつた
とき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較
して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下
の式（１）により表すことができる。

【００３９】 Ｉ＝｛（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）・Ｖb ／Ｒ｝−Ｋ_T ω／Ｒ・・・・（１） 但し、Ｄ1 はデユ−テイ比Ｄ1 、Ｄ2 はデユ−テイ比Ｄ
2 、Ｖb はバツテリ電圧、Ｒはモ−タ端子間抵抗、Ｋ_T
はモ−タの逆起電力定数、ωはモ−タ角速度を表す。

【００４０】デユ−テイ比Ｄ2 をデユ−テイ比Ｄ1 の１
次の関数として表すため、以下の式（２）を定義する。

【００４１】 Ｄ2 ＝ａ・Ｄ1 ＋ｂ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） 但し、ａ、ｂは定数。

【００４２】定数ａ、ｂを求めるため、まず、以下の条
件を設定する。

【００４３】(1) デユ−テイ比Ｄ1 ＝γのとき、デユ−
テイ比Ｄ2 ＝１（100 ％）、但し、γは任意の設定値 (2) デユ−テイ比Ｄ1 ＝０、且つω＝ωret のとき、Ｉ
＝０ 但し、ωはモ−タ角速度、ωret はハンドル戻り時のモ
−タ角速度とする。

【００４４】上記条件(1) は図４においてデユ−テイ比
Ｄ1 ＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する条
件であり、条件(2) は図４において線（ｂ）が原点ｏを
通ることを決定する条件である。したがつて、上記条件
を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、点ｐと原点ｏ
を結ぶ１次の関数を決定することができる。

【００４５】なお、デユ−テイ比Ｄ1 がγよりも大きい
領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ3 （又はＦＥＴ
4 ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御
方法と変わらない。

【００４６】前記条件を満たす定数ａ、ｂは、以下の式
（３）（４）で表される。

【００４７】 ａ＝−Ｋ_T ωret ／γＶb ・・・・・・・・・・・・・・・・（３） ｂ＝１＋Ｋ_T ωret ／Ｖb ・・・・・・・・・・・・・・・・（４） このときのモ−タ電流Ｉは、式（１）のＤ2 に式（２）
を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、
ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができ
る。

【００４８】 Ｉ＝Ｖb ／Ｒ｛１−（Ｋ_T ωret ／γＶb ）｝・Ｄ1 ＋Ｋ_T ／Ｒ（ωret −ω）・・・・・・・・・・・・・・（５） 式（５）によれば、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの
間の関係は、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ
角速度ωret よりも小さい領域においても不連続部分が
無くなる。

【００４９】即ち、ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で駆動
し、これと同時にＦＥＴ3 をデユ−テイ比Ｄ1 とは異な
るデユ−テイ比Ｄ2 で駆動することにより、モ−タ角速
度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωret よりも小さ
い領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比
Ｄ1 を連続して変化させることができ、本発明の課題を
解決することができる。

【００５０】次に、上記したＦＥＴの駆動方法を採用し
た場合のモ−タ電流の検出について図５に示す回路図を
参照して説明する。まず、モ−ドＡでは、ＦＥＴ1 及び
ＦＥＴ3 が共にＯＮであるためモ−タＭの端子間電圧Ｖ
M はバツテリ電圧Ｖb となる。モ−タ電流は図５（ａ）
で実線で示すように、ＦＥＴ1 →モ−タＭ→ＦＥＴ3→
抵抗Ｒ_R の順に流れ、抵抗Ｒ_R の両端の電圧降下を電流
検出回路４２のオペアンプＯＰ_R で検出することにより
モ−タ電流ｉ(A) が検出される。

【００５１】モ−ドＢでは、ＦＥＴ1 がＯＦＦ、ＦＥＴ
3 がＯＮであるため、モ−タＭの端子間電圧ＶM は零と
なる。このため、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネル
ギが電気エネルギに変換され、電流は図５（ａ）で鎖線
で示すように、モ−タＭ→ＦＥＴ3 →抵抗Ｒ_R →抵抗Ｒ
_L →ＦＥＴ4 の回生ダイオ−ドＤT4→モ−タＭの順に電
流が流れる。抵抗Ｒ_R の両端の電圧降下を電流検出回路
４２のオペアンプＯＰ_R で検出することによりモ−タ電
流ｉ(B) が検出される。このとき、抵抗Ｒ_L の両端の電
圧降下を検出するオペアンプＯＰ_L はユニポ−ラ電源
（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することがで
きないため、オペアンプＯＰ_L の検出電流値は零とな
る。

【００５２】モ−ドＣでは、ＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共
にＯＦＦであるため、図５（ｂ）で示すように、抵抗Ｒ
_L →ＦＥＴ4 の回生ダイオ−ドＤT4→モ−タＭ→ＦＥＴ
2 の回生ダイオ−ドＤT2→電源に至る電流回路が形成さ
れ、モ−タＭの端子間電圧ＶM は負方向のバツテリ電圧
−Ｖb となる。このとき、モ−タＭに蓄えられていた磁
気エネルギは電気エネルギに変換されるから、その電流
はモ−タＭの端子間電圧−Ｖb に逆らう方向に電流ｉ
(C) が流れるが、抵抗Ｒ_L の両端の電圧降下を検出する
電流検出回路４２のオペアンプＯＰ_L はユニポ−ラ電源
（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することがで
きず、オペアンプＯＰ_L の検出電流値は零となる。

【００５３】このため、ＰＷＭ信号の１サイクル中にお
いて、モ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階を通して
モ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、以下の式
（６）で表すことができる。

【００５４】 Ｉ＝ｉ(A) ＋ｉ(B) ＋ｉ(C) ・・・・・・・・・・・・・・・（６） 一方、電流検出回路４２で検出される検出電流ｉ(dct)
の総和は、電流ｉ(C)が検出されないため、以下の式
（７）のようになる。

【００５５】 ｉ(dct) ＝ｉ(A) ＋ｉ(B) ・・・・・・・・・・・・・・・・（７） ＰＷＭ信号の１サイクル中に検出電流ｉ(dct) が検出さ
れる期間は、ＰＷＭ信号の１サイクル中のモ−ドＡとモ
−ドＢの期間で、これはデユ−テイ比Ｄ2 に相当する
（図６参照）。よつて、検出電流ｉ(dct) は以下の式
（８）で表すことができる。

【００５６】 ｉ(dct) ＝Ｄ2 ・Ｉ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８） したがつて、モ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、
式（８）を変形して、以下の式（９）で表すことができ
る。

【００５７】 Ｉ＝ｉ(dct) ／Ｄ2 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９） 図６の（ｅ）はモ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階
におけるモ−タ電流Ｉの変化の状態を示す例であり、時
間の経過とともに次第に平衡状態に近付く。

【００５８】次に、上記したＦＥＴの駆動方法を採用し
た場合のモ−タ角速度の推定について説明する。モ−タ
端子間電圧ＶM 、実際にモ−タに流れる電流Ｉ、及びモ
−タ角速度ωとの間には Ｖ＝（Ｌs ＋Ｒ）Ｉ＋Ｋ_T ω 但し、Ｌ＝モ−タのインダクタンス、Ｒ＝モ−タの端子
間抵抗 s ＝ラプラス演算子、Ｋ_T ＝モ−タの逆起電力定数 の関係があり、モ−タ端子間電圧ＶM とモ−タ電流Ｉを
知れば、モ−タ角速度ωを求めることができる。

【００５９】従来の技術では、モ−タ角速度の推定に必
要なモ−タ端子間電圧ＶM は、ＶM＝Ｄ1 ・Ｖb （但
し、Ｖb ＝バツテリ電圧）から求めていた。これに対
し、この発明では、図６の（ｃ）に示すように、モ−タ
端子間電圧は、デユ−テイ比Ｄ1で駆動されるモ−ドＡ
の駆動時間ｔ(A) 間に印加されるバツテリ電圧Ｖb と、
デユ−テイ比Ｄ2 で駆動されるモ−ドＣの駆動時間ｔ
(C) に印加される負方向のバツテリ電圧（−Ｖb ）との
和になる。

【００６０】図６から明らかなように、ＰＷＭ信号の１
サイクル中におけるモ−ドＡの比率はＤ1 であり、モ−
ドＣの比率は（１−Ｄ2 ）で表すことができるから、モ
−タ端子間電圧ＶM は以下の式（１０）で表すことがで
きる。

【００６１】 ＶM ＝Ｄ1 ・Ｖb ＋（１−Ｄ2 ）・（−Ｖb ） ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）Ｖb ・・・・・・・・・・・・・（１０） 式（１０）を用いることにより、バツテリ電圧Ｖb とデ
ユ−テイ比Ｄ1 、Ｄ2から容易にモ−タ端子間電圧ＶM
を求めることができ、モ−タ印加電圧を検出する手段を
必要としない。

【００６２】以上説明したとおり、この発明では、第２
のア−ムの半導体素子を第１のデユ−テイ比の関数で定
義される第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動するも
のであり、実施例ではデユ−テイ比Ｄ2 をデユ−テイ比
Ｄ1 の１次の関数として定義している。しかし、これに
限られず、デユ−テイ比の値が零の付近の境界領域にお
いて、モ−タ電流とデユ−テイ比の関係を連続的に変化
させることができる適当な関数を定義してもよい。

【００６３】

【発明の効果】以上説明したとおり、この発明の電動パ
ワ−ステアリング装置の制御装置は、モ−タ駆動回路を
構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ム
を構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のア−ム
の半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第
１のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ム
の半導体素子を前記第１のデユ−テイ比の関数で決定さ
れる第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動するもので
ある。

【００６４】これにより、ハンドル戻り時などで操舵ト
ルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値
が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続
部分がなくなるので、振動電流が発生せず、雑音の発生
や、フイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがな
い。

【図面の簡単な説明】

【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を
説明する図。

【図２】電動式パワ−ステアリング装置の電子制御回路
のブロツク図。

【図３】モ−タ駆動回路の構成を示す回路ブロツク図。

【図４】この発明によるモ−タ制御回路におけるモ−タ
電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する
図。

【図５】ＦＥＴ1 とＦＥＴ3 を、同時に、且つ異なるデ
ユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図。

【図６】ＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧ＶM 、モ
−タ電流Ｉなどの関係を説明する図。

【図７】従来のＦＥＴ1 で構成したＨブリツジ回路から
なるモ−タ駆動回路図。

【図８】従来のモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰ
ＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。

【符号の説明】

３ トルクセンサ １０ モ−タ １１ イグニツシヨンキ− １２ 車速センサ １３ 電子制御回路 １４ バツテリ ２１ 位相補償器 ２２ 操舵補助指令値演算器 ２３ 比較器 ２４ 微分補償器 ２５ 比例演算器 ２６ 積分演算器 ２７ 加算器 ４１ モ−タ制御回路 ４２ モ−タ電流検出回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくともステアリングシヤフトに発生
   する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令
   値と検出されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に
   基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ
   の出力を制御するフイ−ドバツク制御手段を備えた電動
   パワ−ステアリング装置の制御装置において、 半導体素子４個をＨブリツジに接続して構成したブリツ
   ジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モ−タ
   を接続したモ−タ駆動回路と、 前記モ−タ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに
   対向する２つのア−ムを構成する２個１組の半導体素子
   のうち、第１のア−ムの半導体素子を前記電流制御値に
   基づいて決定される第１のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で
   駆動し、第２のア−ムの半導体素子を前記第１のデユ−
   テイ比の関数で定義される第２のデユ−テイ比のＰＷＭ
   信号で駆動する駆動制御手段とを備えたことを特徴とす
   る電動パワ−ステアリング装置の制御装置。
2. 【請求項２】 前記フイ−ドバツク制御手段にフイ−ド
   バツクされるモ−タ電流の検出値は、前記第２のデユ−
   テイ比で補正されることを特徴とする請求項１記載の電
   動パワ−ステアリング装置の制御装置。