JPH08298682A - 無線通信システムおよび通信装置 - Google Patents
無線通信システムおよび通信装置Info
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- JPH08298682A JPH08298682A JP10343895A JP10343895A JPH08298682A JP H08298682 A JPH08298682 A JP H08298682A JP 10343895 A JP10343895 A JP 10343895A JP 10343895 A JP10343895 A JP 10343895A JP H08298682 A JPH08298682 A JP H08298682A
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- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H—ELECTRICITY
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/713—Spread spectrum techniques using frequency hopping
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】多値直交振幅変調方式を用いた低速周波数ホッ
ピング通信システムおけるフレーム効率の向上と、長い
通信フレームでもフレーム誤り率を小さくすることを目
的とする。 【構成】多値直交変調方式を用いた低速周波数ホッピン
グ通信システムにおける通信装置の受信部が、通信フレ
ームのプリアンブルに設けた無変調の第１フィールド部
分で、受信増幅器のＡＧＣ動作と受信搬送周波数への同
期処理を行い、シンボル時間毎に搬送波の位相が変化す
る第２フィールド部分で受信シンボルタイミングの抽出
と同期処理を完了した後、後続する情報転送領域からの
信号を復調する。
ピング通信システムおけるフレーム効率の向上と、長い
通信フレームでもフレーム誤り率を小さくすることを目
的とする。 【構成】多値直交変調方式を用いた低速周波数ホッピン
グ通信システムにおける通信装置の受信部が、通信フレ
ームのプリアンブルに設けた無変調の第１フィールド部
分で、受信増幅器のＡＧＣ動作と受信搬送周波数への同
期処理を行い、シンボル時間毎に搬送波の位相が変化す
る第２フィールド部分で受信シンボルタイミングの抽出
と同期処理を完了した後、後続する情報転送領域からの
信号を復調する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線通信システムおよ
び通信装置に関し、更に詳しくは、複数の通信装置が、
制御局の生成する通信フレームに同期したタイミングで
周波数をホップする比較的低速の周波数ホッピング方式
無線通信システムおよび通信装置に関する。
び通信装置に関し、更に詳しくは、複数の通信装置が、
制御局の生成する通信フレームに同期したタイミングで
周波数をホップする比較的低速の周波数ホッピング方式
無線通信システムおよび通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線を用いた移動通信システムにおいて
は、不安定な無線区間伝送系を介して高品質の通信を行
う必要がある。不安定な無線区間での伝送品質を改善す
るための技術の一つとして「周波数拡散方式」がある。
周波数拡散方式には、「直接拡散方式」と「周波数ホッ
ピング方式」の２つの方式がある。このうち、周波数ホ
ッピング方式は、（ａ）遠近問題に強い、（ｂ）周波数
ダイバシティが容易に構成できる等の利点があり、特に
陸上通信への応用が期待される。なお、この種の周波数
拡散方式に関しては、例えば、文献「スペクトラム拡散
通信システム」、横山光雄、科学技術出版社、１９８８
年に解説されており、周波数ホッピング方式に関して
は、この文献の第５６３頁〜第６１１頁に詳述されてい
る。
は、不安定な無線区間伝送系を介して高品質の通信を行
う必要がある。不安定な無線区間での伝送品質を改善す
るための技術の一つとして「周波数拡散方式」がある。
周波数拡散方式には、「直接拡散方式」と「周波数ホッ
ピング方式」の２つの方式がある。このうち、周波数ホ
ッピング方式は、（ａ）遠近問題に強い、（ｂ）周波数
ダイバシティが容易に構成できる等の利点があり、特に
陸上通信への応用が期待される。なお、この種の周波数
拡散方式に関しては、例えば、文献「スペクトラム拡散
通信システム」、横山光雄、科学技術出版社、１９８８
年に解説されており、周波数ホッピング方式に関して
は、この文献の第５６３頁〜第６１１頁に詳述されてい
る。
【０００３】一般に、無線伝送路は、有線の伝送路に比
較して低品質であり、エラーがバースト的に起こる傾向
がある。従って、単に、ＢＣＨ符号等の比較的容易に実
用化できるランダム誤り訂正符号を適用しただけでは、
効果的な誤り制御の実現は難しい。そこで、原理的に周
波数ダイバシティ効果を備えている周波数ホッピング方
式を用い、これにＢＣＨ符号等の誤り訂正符号を併用す
れば、効果的なバーストエラー対策の実現が期待され
る。しかしながら、周波数ホッピング方式で周波数ダイ
バシティ効果を得るためには、ホッピング間隔を許容バ
ーストエラーの長さより短くする必要がある。このよう
な理由から、従来の周波数ホッピング方式では、１シン
ボル時間内に複数回ホップする高速周波数ホッピング方
式、あるいは、低速周波数ホッピング方式のうちでも数
シンボルに１回程度ホップする方式が一般的であり、１
周波数の継続時間がシンボル周期の数倍以内の短い方式
がほとんどであった。しかしながら、これら従来の周波
数ホッピング方式では、高速伝送を行う場合、周波数を
高速に切り替え可能な比較的高価な周波数シンセサイザ
が必須の要素となっていた。
較して低品質であり、エラーがバースト的に起こる傾向
がある。従って、単に、ＢＣＨ符号等の比較的容易に実
用化できるランダム誤り訂正符号を適用しただけでは、
効果的な誤り制御の実現は難しい。そこで、原理的に周
波数ダイバシティ効果を備えている周波数ホッピング方
式を用い、これにＢＣＨ符号等の誤り訂正符号を併用す
れば、効果的なバーストエラー対策の実現が期待され
る。しかしながら、周波数ホッピング方式で周波数ダイ
バシティ効果を得るためには、ホッピング間隔を許容バ
ーストエラーの長さより短くする必要がある。このよう
な理由から、従来の周波数ホッピング方式では、１シン
ボル時間内に複数回ホップする高速周波数ホッピング方
式、あるいは、低速周波数ホッピング方式のうちでも数
シンボルに１回程度ホップする方式が一般的であり、１
周波数の継続時間がシンボル周期の数倍以内の短い方式
がほとんどであった。しかしながら、これら従来の周波
数ホッピング方式では、高速伝送を行う場合、周波数を
高速に切り替え可能な比較的高価な周波数シンセサイザ
が必須の要素となっていた。
【０００４】このような背景のもとで、ホッピング間隔
を数１０〜１００ミリ秒程度に長くとって、周波数ダイ
バシティ効果は小さくなるけれども、比較的安価なシン
セサイザを適用可能にした低速周波数ホッピング方式が
実用化されてきている。この方式は、フェージング周期
の比較的長く（数１０ミリ秒程度以上といわれる）、ホ
ッピング間隔が長くても或る程度の周波数ダイバシティ
効果が得られる屋内無線伝送路の性質に着目したもの
で、主として屋内通信を指向した無線ＬＡＮシステムに
応用される。
を数１０〜１００ミリ秒程度に長くとって、周波数ダイ
バシティ効果は小さくなるけれども、比較的安価なシン
セサイザを適用可能にした低速周波数ホッピング方式が
実用化されてきている。この方式は、フェージング周期
の比較的長く（数１０ミリ秒程度以上といわれる）、ホ
ッピング間隔が長くても或る程度の周波数ダイバシティ
効果が得られる屋内無線伝送路の性質に着目したもの
で、主として屋内通信を指向した無線ＬＡＮシステムに
応用される。
【０００５】しかしながら、このようにホッピング間隔
を比較的長くした低速周波数ホッピング通信システムに
おいても、受信信号電力や搬送波の位相は、周波数切り
替え前後で不安定であり、その連続性が保証されない。
このため、フレーム長をホッピング周期以上にすること
は困難であり、通信形態としては、フレーム単位にデー
タの送信、受信を繰り返すバーストモードの通信に適用
するのが普通である。
を比較的長くした低速周波数ホッピング通信システムに
おいても、受信信号電力や搬送波の位相は、周波数切り
替え前後で不安定であり、その連続性が保証されない。
このため、フレーム長をホッピング周期以上にすること
は困難であり、通信形態としては、フレーム単位にデー
タの送信、受信を繰り返すバーストモードの通信に適用
するのが普通である。
【０００６】この場合、プリアンブル等のオーバヘッド
部分がフレーム効率に及ぼす影響が大きいため、変調方
式としては、通信フレームのプリアンブル長が短くて済
む変調方式、例えば、等振幅変調方式であって同期検波
が不要な周波数変調方式が一般的である。変調方式とし
て、周波数効率が高く、高速伝送が可能な多値直交振幅
変調方式を適用しようとすると、変調波の振幅成分を有
効に取り出すために自動利得制御（ＡＧＣ）回路が必要
となる。また、同期検波を行うために搬送波の再生回路
が必須となる。この搬送波再生のためには、各通信フレ
ームのプリアンブル部に、受信電力の測定や搬送波再生
のための領域を用意しておく必要があり、プリアンブル
長の増加を伴う。
部分がフレーム効率に及ぼす影響が大きいため、変調方
式としては、通信フレームのプリアンブル長が短くて済
む変調方式、例えば、等振幅変調方式であって同期検波
が不要な周波数変調方式が一般的である。変調方式とし
て、周波数効率が高く、高速伝送が可能な多値直交振幅
変調方式を適用しようとすると、変調波の振幅成分を有
効に取り出すために自動利得制御（ＡＧＣ）回路が必要
となる。また、同期検波を行うために搬送波の再生回路
が必須となる。この搬送波再生のためには、各通信フレ
ームのプリアンブル部に、受信電力の測定や搬送波再生
のための領域を用意しておく必要があり、プリアンブル
長の増加を伴う。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】一般に、低速周波数ホ
ッピング方式の通信システムにおいては、フレーム長を
ホッピング周期以上にすることは困難であり、連続通信
よりもバースト通信に適している。また、バースト通信
に用いる通信フレームには、その先頭部分にプリアンブ
ル領域が設けてあり、各受信装置は、このプリアンブル
部分からの受信情報に基づいて、受信機の利得制御、搬
送波再生、タイミング抽出等、プリアンブル部に続くデ
ータ領域の信号復調に必要な各種回路の特定調整および
同期作業を行っている。上記プリアンブル領域の長さ
は、データ領域における信号の変調方式そのものには依
存しない。
ッピング方式の通信システムにおいては、フレーム長を
ホッピング周期以上にすることは困難であり、連続通信
よりもバースト通信に適している。また、バースト通信
に用いる通信フレームには、その先頭部分にプリアンブ
ル領域が設けてあり、各受信装置は、このプリアンブル
部分からの受信情報に基づいて、受信機の利得制御、搬
送波再生、タイミング抽出等、プリアンブル部に続くデ
ータ領域の信号復調に必要な各種回路の特定調整および
同期作業を行っている。上記プリアンブル領域の長さ
は、データ領域における信号の変調方式そのものには依
存しない。
【０００８】一方、限られた周波数帯域で高速の通信を
行うための変調方式としては、多値変調方式が有効であ
る。多値変調方式によれば、単位時間内に送信可能なビ
ット数が増加するため、通信フレームの構成ビット数が
同一であれば、他の変調方式に比較して、フレーム長
（時間）を短くできる。しかしながら、多値変調方式を
用いると、「信号対雑音比」対「ビット誤り率」特性が
悪化し、マルチパスや雑音源に対する干渉耐性も弱くな
るという問題がある。また、フレーム長を長くすると、
一般に、フレーム誤り率が増加する。このため、多値変
調を用いてもフレーム誤り率を一定にしたまま、フレー
ムのビット数を大幅に増加させることは困難である。従
って、短いフレームを細切れに使って通信を行う必要が
ある。
行うための変調方式としては、多値変調方式が有効であ
る。多値変調方式によれば、単位時間内に送信可能なビ
ット数が増加するため、通信フレームの構成ビット数が
同一であれば、他の変調方式に比較して、フレーム長
（時間）を短くできる。しかしながら、多値変調方式を
用いると、「信号対雑音比」対「ビット誤り率」特性が
悪化し、マルチパスや雑音源に対する干渉耐性も弱くな
るという問題がある。また、フレーム長を長くすると、
一般に、フレーム誤り率が増加する。このため、多値変
調を用いてもフレーム誤り率を一定にしたまま、フレー
ムのビット数を大幅に増加させることは困難である。従
って、短いフレームを細切れに使って通信を行う必要が
ある。
【０００９】以上の理由から、情報転送に多値変調を用
いることによってフレーム内の情報転送領域は短くなる
が、変調方式を問わないプリアンブルは短くならないた
め、フレーム長に示す情報転送領域の割合が低く、フレ
ーム効率が改善されない。従って、低速周波数ホッピン
グ通信システムに多値変調を用いても、その周波数効率
の高さを十分に生かすことができなかった。
いることによってフレーム内の情報転送領域は短くなる
が、変調方式を問わないプリアンブルは短くならないた
め、フレーム長に示す情報転送領域の割合が低く、フレ
ーム効率が改善されない。従って、低速周波数ホッピン
グ通信システムに多値変調を用いても、その周波数効率
の高さを十分に生かすことができなかった。
【００１０】多値変調の代表例として、例えば、１６値
直交振幅変調方式に関して、文献、電子情報通信学会技
術研究報告「陸上移動通信用１６ＱＡＭ変復調装置の開
発とその特性」、ＲＣＳ８８ー６２、１９８９年１月に
よると、１６ｋシンボル／秒の伝送速度でＡＧＣの時定
数を１０ミリ秒以下にした場合、変調による振幅の変動
まで補償されてしまうことが報告されている。このこと
から、ＡＧＣの時定数は、１６０シンボル以上の長さに
設定する必要がある。
直交振幅変調方式に関して、文献、電子情報通信学会技
術研究報告「陸上移動通信用１６ＱＡＭ変復調装置の開
発とその特性」、ＲＣＳ８８ー６２、１９８９年１月に
よると、１６ｋシンボル／秒の伝送速度でＡＧＣの時定
数を１０ミリ秒以下にした場合、変調による振幅の変動
まで補償されてしまうことが報告されている。このこと
から、ＡＧＣの時定数は、１６０シンボル以上の長さに
設定する必要がある。
【００１１】従来のＡＧＣでは、クローズドループを用
いて最適信号レベルに収束させる方式が採用されるた
め、ＡＧＣ動作のためには、プリアンブル長を上述した
１６０シンボルより十分に長い値、例えば、数１００シ
ンボルから１０００シンボル程度の長さにする必要があ
る。一方、典型的なバースト通信に用いられる通信フレ
ームの最大フレーム長について考えてみると、例えば、
バースト通信の代表例であるイーサネットのパケットの
場合、その最大データ長は約１５００バイトであり、こ
のデータを１６値直交振幅変調した場合には、そのパケ
ットサイズは約３０００シンボルとなる。このデータの
先頭部に、例えば５００〜１０００シンボルのプリアン
ブルを付加したと仮定すると、そのフレーム効率は７５
〜８６パーセントとなるが、実際には、搬送波再生、タ
イミング抽出、等化トレーニング等に要する補助的なビ
ットをプリアンブル部に加える必要があるため、フレー
ム効率は上記数値よりも更に低下する。従って、バース
ト通信において多値変調方式を適用する場合、プリアン
ブルを如何に短くするかが、帯域の有効利用のための鍵
となる。
いて最適信号レベルに収束させる方式が採用されるた
め、ＡＧＣ動作のためには、プリアンブル長を上述した
１６０シンボルより十分に長い値、例えば、数１００シ
ンボルから１０００シンボル程度の長さにする必要があ
る。一方、典型的なバースト通信に用いられる通信フレ
ームの最大フレーム長について考えてみると、例えば、
バースト通信の代表例であるイーサネットのパケットの
場合、その最大データ長は約１５００バイトであり、こ
のデータを１６値直交振幅変調した場合には、そのパケ
ットサイズは約３０００シンボルとなる。このデータの
先頭部に、例えば５００〜１０００シンボルのプリアン
ブルを付加したと仮定すると、そのフレーム効率は７５
〜８６パーセントとなるが、実際には、搬送波再生、タ
イミング抽出、等化トレーニング等に要する補助的なビ
ットをプリアンブル部に加える必要があるため、フレー
ム効率は上記数値よりも更に低下する。従って、バース
ト通信において多値変調方式を適用する場合、プリアン
ブルを如何に短くするかが、帯域の有効利用のための鍵
となる。
【００１２】多値変調方式の代表例である１６値以上の
直交振幅変調方式では、同期検波が必須となる。この同
期検波のためには、受信信号からの搬送波再生やタイミ
ング抽出を高い精度で行う必要がある。従来、この種の
同期検波復調器の構成として、例えば、文献「移動通信
の基礎」（奥村善久、他、電子情報通信学会編）、１９
８６年の１５４頁に解説されている。また、タイミング
信号の抽出に関しては、同文献の１１５頁に解説されて
いる。上記文献に示された同期検波復調器の構成によれ
ば、搬送波の再生動作とタイミング信号の抽出動作は同
時に行われており、タイミング信号としては、通常、
「10101010……」の信号パターンを使用することが示さ
れている。しかしながら、上記従来方式によれば、例え
ば、受信搬送波と局部発振波との周波数差、位相差の初
期値、あるいはタイミング抽出回路の初期状態によって
再生搬送波や抽出タイミングクロックの収束動作が変化
する。上記収束状況は、解析的に求めることが困難なた
め、同期検波復調器が或るプリアンブル長において確実
且つ高精度で収束することを保証することは困難であ
る。
直交振幅変調方式では、同期検波が必須となる。この同
期検波のためには、受信信号からの搬送波再生やタイミ
ング抽出を高い精度で行う必要がある。従来、この種の
同期検波復調器の構成として、例えば、文献「移動通信
の基礎」（奥村善久、他、電子情報通信学会編）、１９
８６年の１５４頁に解説されている。また、タイミング
信号の抽出に関しては、同文献の１１５頁に解説されて
いる。上記文献に示された同期検波復調器の構成によれ
ば、搬送波の再生動作とタイミング信号の抽出動作は同
時に行われており、タイミング信号としては、通常、
「10101010……」の信号パターンを使用することが示さ
れている。しかしながら、上記従来方式によれば、例え
ば、受信搬送波と局部発振波との周波数差、位相差の初
期値、あるいはタイミング抽出回路の初期状態によって
再生搬送波や抽出タイミングクロックの収束動作が変化
する。上記収束状況は、解析的に求めることが困難なた
め、同期検波復調器が或るプリアンブル長において確実
且つ高精度で収束することを保証することは困難であ
る。
【００１３】本発明の目的は、通信フレームの情報転送
領域からの信号受信に先立って受信回路が行なう前処理
動作を迅速化できる無線通信システムおよび装置を提供
することにある。本発明の他の目的は、プリアンブル領
域と情報転送領域とからなる通信フレームによって通信
を行う通信システムにおいて、各通信装置の受信回路が
各プリアンブル領域で行うＡＧＣ動作、搬送波同期およ
びクロック同期を高速に行えるように通信システムおよ
び通信装置を提供することにある。本発明の他の目的
は、送信側装置が生成した通信フレームに同期して受信
動作を行うために、受信側装置の受信回路が各通信フレ
ームのプリアンブル領域で実行するＡＧＣ動作、受信搬
送波同期および受信シンボルタイミングの抽出等の前処
理の高速化を可能にした特に低速周波数ホッピングに適
した通信システムおよび通信装置を提供することにあ
る。本発明の他の目的は、多値直交変調方式を用いた低
速周波数ホッピング通信システムに好適で、受信側装置
でのＡＧＣ動作、搬送波の再生およびシンボルタイミン
グ信号の抽出を高速化可能にしたプリアンブル形式の通
信フレームを提供することにある。
領域からの信号受信に先立って受信回路が行なう前処理
動作を迅速化できる無線通信システムおよび装置を提供
することにある。本発明の他の目的は、プリアンブル領
域と情報転送領域とからなる通信フレームによって通信
を行う通信システムにおいて、各通信装置の受信回路が
各プリアンブル領域で行うＡＧＣ動作、搬送波同期およ
びクロック同期を高速に行えるように通信システムおよ
び通信装置を提供することにある。本発明の他の目的
は、送信側装置が生成した通信フレームに同期して受信
動作を行うために、受信側装置の受信回路が各通信フレ
ームのプリアンブル領域で実行するＡＧＣ動作、受信搬
送波同期および受信シンボルタイミングの抽出等の前処
理の高速化を可能にした特に低速周波数ホッピングに適
した通信システムおよび通信装置を提供することにあ
る。本発明の他の目的は、多値直交変調方式を用いた低
速周波数ホッピング通信システムに好適で、受信側装置
でのＡＧＣ動作、搬送波の再生およびシンボルタイミン
グ信号の抽出を高速化可能にしたプリアンブル形式の通
信フレームを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明では、複数の通信装置が、互いに同期して所
定のホッピングパターンで送受信周波数を変化させ、送
信側となる通信装置が、通信フレームのプリアンブル領
域でタイミング信号によって搬送波を所定期間変調した
後、情報転送領域で送信情報信号に応じて上記搬送波を
直交振幅変調し、受信側となる通信装置が、受信フレー
ムのプリアンブル領域からの受信信号によって受信準備
を行った後、情報転送領域で受信した直交振幅変調信号
から情報信号を復調するようにした周波数ホッピング方
式の無線通信システムにおいて、送信側の通信装置が、
通信フレームのプリアンブル領域の第１期間中に、受信
側装置における受信回路のＡＧＣ制御および受信周波数
同期のための搬送波を送信し、上記プリアンブル領域の
第２期間中に搬送波をシンボルタイミング信号で変調し
て送信した後、上記通信フレームの情報転送領域で送信
情報を送信し、受信側の通信装置が、上記搬送波送信フ
ィールドからの信号受信期間中に受信増幅器のＡＧＣ動
作と受信周波数の同期を完了させ、上記タイミング信号
変調フィールドからの信号受信期間中にシンボルタイミ
ングの抽出を行い、上記シンボルタイミングに同期して
発生させたクロック信号に基づいて、上記情報転領域に
おける情報信号の受信動作を行うようにしたことを特徴
とする。上記周波数のホッピングは、例えば、制御局と
なる１つの通信装置が同期フレームを生成し、各通信装
置がこれを基準にホッピングのタイミングを合わせるよ
うにする。
に、本発明では、複数の通信装置が、互いに同期して所
定のホッピングパターンで送受信周波数を変化させ、送
信側となる通信装置が、通信フレームのプリアンブル領
域でタイミング信号によって搬送波を所定期間変調した
後、情報転送領域で送信情報信号に応じて上記搬送波を
直交振幅変調し、受信側となる通信装置が、受信フレー
ムのプリアンブル領域からの受信信号によって受信準備
を行った後、情報転送領域で受信した直交振幅変調信号
から情報信号を復調するようにした周波数ホッピング方
式の無線通信システムにおいて、送信側の通信装置が、
通信フレームのプリアンブル領域の第１期間中に、受信
側装置における受信回路のＡＧＣ制御および受信周波数
同期のための搬送波を送信し、上記プリアンブル領域の
第２期間中に搬送波をシンボルタイミング信号で変調し
て送信した後、上記通信フレームの情報転送領域で送信
情報を送信し、受信側の通信装置が、上記搬送波送信フ
ィールドからの信号受信期間中に受信増幅器のＡＧＣ動
作と受信周波数の同期を完了させ、上記タイミング信号
変調フィールドからの信号受信期間中にシンボルタイミ
ングの抽出を行い、上記シンボルタイミングに同期して
発生させたクロック信号に基づいて、上記情報転領域に
おける情報信号の受信動作を行うようにしたことを特徴
とする。上記周波数のホッピングは、例えば、制御局と
なる１つの通信装置が同期フレームを生成し、各通信装
置がこれを基準にホッピングのタイミングを合わせるよ
うにする。
【００１５】本発明による無線通信装置は、アンテナか
らの受信信号を増幅する受信増幅器の利得を各通信フレ
ームのプリアンブル領域の第１部分において検出された
受信信号の電力に応じて自動的に制御するための自動利
得制御（ＡＧＣ）回路と、上記受信増幅器からの出力信
号と局部周波数とを入力とする周波数混合回路と、上記
周波数混合回路から出力される各通信フレームのプリア
ンブル領域の第２部分の信号から搬送波の周波数と位相
を検出し、上記局部周波数を該搬送波に同期させるため
の搬送波同期回路と、上記周波数混合回路から出力され
る各通信フレームのプリアンブル領域の第３部分の信号
からシンボルタイミング信号を抽出するためのタイミン
グ抽出回路と、上記周波数混合回路から出力される各通
信フレームの情報転送領域の信号を上記タイミング抽出
回路から出力されたタイミング信号に同期して復調する
ための信号復調回路とからなることを特徴とする。
らの受信信号を増幅する受信増幅器の利得を各通信フレ
ームのプリアンブル領域の第１部分において検出された
受信信号の電力に応じて自動的に制御するための自動利
得制御（ＡＧＣ）回路と、上記受信増幅器からの出力信
号と局部周波数とを入力とする周波数混合回路と、上記
周波数混合回路から出力される各通信フレームのプリア
ンブル領域の第２部分の信号から搬送波の周波数と位相
を検出し、上記局部周波数を該搬送波に同期させるため
の搬送波同期回路と、上記周波数混合回路から出力され
る各通信フレームのプリアンブル領域の第３部分の信号
からシンボルタイミング信号を抽出するためのタイミン
グ抽出回路と、上記周波数混合回路から出力される各通
信フレームの情報転送領域の信号を上記タイミング抽出
回路から出力されたタイミング信号に同期して復調する
ための信号復調回路とからなることを特徴とする。
【００１６】なお、各通信フレームのプリアンブル領域
で、ＡＧＣ制御のための信号区間と受信周波数同期のた
めの信号区間は、フレームフォーマット上で予め第１部
分と第２部分に明確に区分されていてもよいし、これら
の区間に同一の信号、例えば、無変調の搬送波を連続的
に送信しておき、受信側装置が、同一フィールドからの
受信信号に基づいて、ＡＧＣ動作と周波数同期とを時系
列的に行うようにしてもよい。上記プリアンブル領域の
第３部分では、例えば、シンボル時間毎に位相を変化さ
せる形式でシンボルタイミングを送信しておき、受信側
装置が、搬送波の位相変化を検出して、シンボルタイミ
ング信号を抽出ようにする。また、情報転送領域では、
例えば、１６値以上の多値直交変調方式で送信情報を送
出する。
で、ＡＧＣ制御のための信号区間と受信周波数同期のた
めの信号区間は、フレームフォーマット上で予め第１部
分と第２部分に明確に区分されていてもよいし、これら
の区間に同一の信号、例えば、無変調の搬送波を連続的
に送信しておき、受信側装置が、同一フィールドからの
受信信号に基づいて、ＡＧＣ動作と周波数同期とを時系
列的に行うようにしてもよい。上記プリアンブル領域の
第３部分では、例えば、シンボル時間毎に位相を変化さ
せる形式でシンボルタイミングを送信しておき、受信側
装置が、搬送波の位相変化を検出して、シンボルタイミ
ング信号を抽出ようにする。また、情報転送領域では、
例えば、１６値以上の多値直交変調方式で送信情報を送
出する。
【００１７】
【作用】特に、屋内の無線通信システムにおいては、例
えば、文献アイ・シー・シー’９１、１．１、「スタテ
ィスティクス オブ ショート タイム バリエーショ
ンズ オブ インドア レイディオ プロパゲーショ
ン」（「Statistics ofShort Time Variations of Indo
or Radio Propagation」ＩＣＣ’９１、１．１）による
と、フェージングの最大ドップラ周波数はせいぜい数１
０ヘルツ程度であるから、フェージングの変動周期は数
１０ミリ秒以上となる。このような環境では、バースト
長（フレーム長）が数ミリ秒程度の短いものであれば、
各バースト内での振幅および位相の変動はほとんど無視
できる。
えば、文献アイ・シー・シー’９１、１．１、「スタテ
ィスティクス オブ ショート タイム バリエーショ
ンズ オブ インドア レイディオ プロパゲーショ
ン」（「Statistics ofShort Time Variations of Indo
or Radio Propagation」ＩＣＣ’９１、１．１）による
と、フェージングの最大ドップラ周波数はせいぜい数１
０ヘルツ程度であるから、フェージングの変動周期は数
１０ミリ秒以上となる。このような環境では、バースト
長（フレーム長）が数ミリ秒程度の短いものであれば、
各バースト内での振幅および位相の変動はほとんど無視
できる。
【００１８】本発明は、各通信フレームの先頭にあるプ
リアンブル領域で高速にＡＧＣをかけ、プリアンブル領
域での利得調整後は受信増幅器の利得を固定したまま、
情報転送領域での送信情報の受信処理を行うようにして
いる。この場合、情報転送領域内での振幅および位相の
変動はほとんど無視できるため、固定利得で受信動作し
ても送信情報の受信に支障はない。また、プリアンブル
領域をＡＧＣおよび搬送波再生用の第１フィールドと、
タイミング信号抽出用の第２フィールドとに分け、第１
フィールドでは、例えば、無変調の搬送波を送信するこ
とにより、受信側でのＡＧＣに必要な受信電力の検出と
ＰＬＬの搬送周波数への引き込みを高速化し、ＰＬＬに
より搬送波が再生された後で、上記第２フィールドでタ
イミング信号が受信されるようにすることによって、検
波後のベースバンド信号からＩ、Ｑ成分を完全に分離し
た形で取り出せるようにしている。第２フィールドに
は、直交振幅変調の１方の成分、例えばＩ成分だけにタ
イミング信号パタンを乗せたものを送信しておくことに
よって、同期動作の最初から最大感度でタイミング信号
ベースバンドを受信可能にできる。
リアンブル領域で高速にＡＧＣをかけ、プリアンブル領
域での利得調整後は受信増幅器の利得を固定したまま、
情報転送領域での送信情報の受信処理を行うようにして
いる。この場合、情報転送領域内での振幅および位相の
変動はほとんど無視できるため、固定利得で受信動作し
ても送信情報の受信に支障はない。また、プリアンブル
領域をＡＧＣおよび搬送波再生用の第１フィールドと、
タイミング信号抽出用の第２フィールドとに分け、第１
フィールドでは、例えば、無変調の搬送波を送信するこ
とにより、受信側でのＡＧＣに必要な受信電力の検出と
ＰＬＬの搬送周波数への引き込みを高速化し、ＰＬＬに
より搬送波が再生された後で、上記第２フィールドでタ
イミング信号が受信されるようにすることによって、検
波後のベースバンド信号からＩ、Ｑ成分を完全に分離し
た形で取り出せるようにしている。第２フィールドに
は、直交振幅変調の１方の成分、例えばＩ成分だけにタ
イミング信号パタンを乗せたものを送信しておくことに
よって、同期動作の最初から最大感度でタイミング信号
ベースバンドを受信可能にできる。
【００１９】本発明によれば、受信部が、受信信号電
力、受信搬送波の周波数および位相、受信シンボルのタ
イミングを定期的に高速に推定できるため、通信フレー
ムが長い場合でもフレーム誤り率を小さくでき、デジタ
ル処理が容易な比較的安価なＡＧＣを適用可能である。
力、受信搬送波の周波数および位相、受信シンボルのタ
イミングを定期的に高速に推定できるため、通信フレー
ムが長い場合でもフレーム誤り率を小さくでき、デジタ
ル処理が容易な比較的安価なＡＧＣを適用可能である。
【００２０】
【実施例】図１は、本発明による低速周波数ホッピング
方式の通信システムを構成する通信装置の１実施例を示
すブロック図、図２は、上記通信システムに適用される
通信フレームの構造の１実施例を示す。１つの通信フレ
ームは、プリアンブル領域７４１と情報転送領域７４２
との２つの領域から構成され、上記プリアンブル領域７
４１は、ランプフィールド７０１、受信電力測定フィー
ルド７０２、搬送波再生フィールド７０３およびタイミ
ング抽出フィールド７０４の４つのフィールドから成り
立っている。また、情報転送領域７４２は、ユニークワ
ードフィールド７０５、送信局ＩＤフィールド７０６、
制御局フラグフィールド７０７および情報転送フィール
ド７０８の４つのフィールドから成り立っている。本実
施例において、上記各フィールドは固定長とする。な
お、受信電力測定フィールド７０２と搬送波再生フィー
ルド７０３は、これらのフィールドで送信される信号次
第では、一つのフィールドにまとめられていてもよい。
各通信装置は、上記通信フレームのフレーム周期と同
一、またはこれよりも長い周期で送信周波数（搬送周波
数）および受信周波数のホッピング動作を行う（低周波
数ホッピング）。
方式の通信システムを構成する通信装置の１実施例を示
すブロック図、図２は、上記通信システムに適用される
通信フレームの構造の１実施例を示す。１つの通信フレ
ームは、プリアンブル領域７４１と情報転送領域７４２
との２つの領域から構成され、上記プリアンブル領域７
４１は、ランプフィールド７０１、受信電力測定フィー
ルド７０２、搬送波再生フィールド７０３およびタイミ
ング抽出フィールド７０４の４つのフィールドから成り
立っている。また、情報転送領域７４２は、ユニークワ
ードフィールド７０５、送信局ＩＤフィールド７０６、
制御局フラグフィールド７０７および情報転送フィール
ド７０８の４つのフィールドから成り立っている。本実
施例において、上記各フィールドは固定長とする。な
お、受信電力測定フィールド７０２と搬送波再生フィー
ルド７０３は、これらのフィールドで送信される信号次
第では、一つのフィールドにまとめられていてもよい。
各通信装置は、上記通信フレームのフレーム周期と同
一、またはこれよりも長い周期で送信周波数（搬送周波
数）および受信周波数のホッピング動作を行う（低周波
数ホッピング）。
【００２１】先ず、通信装置１の受信動作について説明
する。送受信アンテナ１０１によって受信された変調信
号は、送受信切替スイッチ１０２を経由してバンドパス
フィルタ１１７に供給される。キャリアレベル検出回路
１１９は、バンドパスフィルタ１１７から出力された各
受信フレームのプリアンブル領域７４１にある受信電力
測定フィールド７０２の受信信号の立ち上がりを検出
（キャリアセンス）すると、これを自動利得制御回路１
０４とマイクロプロセッサ１１３に通知する。上記通知
を受けた自動利得制御回路１０４は、バンドパスフィル
タ１１７によって帯域制限された受信電力測定フィール
ド信号の大きさから、受信信号の電力を測定し、利得を
制御する。自動利得制御は、マイクロプロセッサ１１３
からの制御信号（図示省略）によって、受信電力測定フ
ィールド７０２に相当する限られた期間内に完了し、そ
の後は、固定された利得で受信信号を増幅して、最適な
振幅をもつ受信信号を後段回路に供給する。
する。送受信アンテナ１０１によって受信された変調信
号は、送受信切替スイッチ１０２を経由してバンドパス
フィルタ１１７に供給される。キャリアレベル検出回路
１１９は、バンドパスフィルタ１１７から出力された各
受信フレームのプリアンブル領域７４１にある受信電力
測定フィールド７０２の受信信号の立ち上がりを検出
（キャリアセンス）すると、これを自動利得制御回路１
０４とマイクロプロセッサ１１３に通知する。上記通知
を受けた自動利得制御回路１０４は、バンドパスフィル
タ１１７によって帯域制限された受信電力測定フィール
ド信号の大きさから、受信信号の電力を測定し、利得を
制御する。自動利得制御は、マイクロプロセッサ１１３
からの制御信号（図示省略）によって、受信電力測定フ
ィールド７０２に相当する限られた期間内に完了し、そ
の後は、固定された利得で受信信号を増幅して、最適な
振幅をもつ受信信号を後段回路に供給する。
【００２２】自動利得制御回路１０４から出力された受
信信号は、周波数混合器１０３と１２３に入力される。
周波数混合器１０３には、受信変調信号の中心周波数に
ほぼ等しい発振周波数を持つシンセサイザ１１１の出力
が入力され、また、周波数混合器１２３には、シンセサ
イザ１１１の出力をπ／２位相器１２１に通すことによ
ってπ／２だけ位相を進めたものが入力されている。な
お、上記シンセサイザもマイクロプロセッサ１１３によ
って制御されているが、図面の簡単化のために、制御信
号は図示されていない。周波数混合器１０３、１２３
は、それぞれ自動利得制御回路１０４から出力された受
信信号と上記入力周波数とを混合する。混合出力は、ロ
ーパスフィルタ１２４によってＩ成分のベースバンド信
号が、また、ローパスフィルタ１２５によってＱ成分の
ベースバンド信号がそれぞれ抽出され、これらのＩ、Ｑ
成分は復調器１２０に入力される。
信信号は、周波数混合器１０３と１２３に入力される。
周波数混合器１０３には、受信変調信号の中心周波数に
ほぼ等しい発振周波数を持つシンセサイザ１１１の出力
が入力され、また、周波数混合器１２３には、シンセサ
イザ１１１の出力をπ／２位相器１２１に通すことによ
ってπ／２だけ位相を進めたものが入力されている。な
お、上記シンセサイザもマイクロプロセッサ１１３によ
って制御されているが、図面の簡単化のために、制御信
号は図示されていない。周波数混合器１０３、１２３
は、それぞれ自動利得制御回路１０４から出力された受
信信号と上記入力周波数とを混合する。混合出力は、ロ
ーパスフィルタ１２４によってＩ成分のベースバンド信
号が、また、ローパスフィルタ１２５によってＱ成分の
ベースバンド信号がそれぞれ抽出され、これらのＩ、Ｑ
成分は復調器１２０に入力される。
【００２３】マイクロプロセッサ１１３は、キャリアレ
ベル検出回路１１９からのキャリアセンス通知の受信時
刻から受信電力測定フィールド７０２の長さに相当する
時間が経過した時点で、搬送波周波数／位相推定回路１
０５に動作の開始を指示し、更に、搬送波再生フィール
ド７０３の長さに相当する時間が経過した時点で、シン
ボルタイミング抽出回路１０６に動作の開始を指示す
る。
ベル検出回路１１９からのキャリアセンス通知の受信時
刻から受信電力測定フィールド７０２の長さに相当する
時間が経過した時点で、搬送波周波数／位相推定回路１
０５に動作の開始を指示し、更に、搬送波再生フィール
ド７０３の長さに相当する時間が経過した時点で、シン
ボルタイミング抽出回路１０６に動作の開始を指示す
る。
【００２４】マイクロプロセッサ１１３から動作開始指
示を受けた搬送波周波数／位相推定回路１０５は、ロー
パスフィルタ１２４、１２５から出力される搬送波再生
フィールド７０３のベースバンド信号から、受信搬送波
の周波数と、シンセサイザ１１１出力との位相差を検出
し、この差が「０」になるようにシンセサイザ１１１を
制御する。また、マイクロプロセッサ１１３からの動作
開始指示を受けたシンボルタイミング抽出回路１０６
は、何れかの周波数混合器（この例では、周波数混合器
１２３）から出力されるタイミング抽出フィールド７０
４のベースバンド信号から、受信シンボルの境界を検出
し、そのタイミングを復調器１２０とマイクロプロセッ
サ１１３に供給する。
示を受けた搬送波周波数／位相推定回路１０５は、ロー
パスフィルタ１２４、１２５から出力される搬送波再生
フィールド７０３のベースバンド信号から、受信搬送波
の周波数と、シンセサイザ１１１出力との位相差を検出
し、この差が「０」になるようにシンセサイザ１１１を
制御する。また、マイクロプロセッサ１１３からの動作
開始指示を受けたシンボルタイミング抽出回路１０６
は、何れかの周波数混合器（この例では、周波数混合器
１２３）から出力されるタイミング抽出フィールド７０
４のベースバンド信号から、受信シンボルの境界を検出
し、そのタイミングを復調器１２０とマイクロプロセッ
サ１１３に供給する。
【００２５】復調器１２０は、上記シンボルタイミング
に従って、情報転送領域７４２の各フィールド７０４〜
７０８のベースバンド信号から「１」又は「０」のディ
ジタル復調信号を取り出し、マイクロプロセッサ１１３
に出力する。マイクロプロセッサ１１３は、抽出された
シンボルタイミングに従って、上記復調された受信ディ
ジタル信号を読み込み、メモリー１１４に蓄積する。メ
モリ１１４に蓄積された受信データは、必要に応じて二
次記憶装置１１５にセーブされる。
に従って、情報転送領域７４２の各フィールド７０４〜
７０８のベースバンド信号から「１」又は「０」のディ
ジタル復調信号を取り出し、マイクロプロセッサ１１３
に出力する。マイクロプロセッサ１１３は、抽出された
シンボルタイミングに従って、上記復調された受信ディ
ジタル信号を読み込み、メモリー１１４に蓄積する。メ
モリ１１４に蓄積された受信データは、必要に応じて二
次記憶装置１１５にセーブされる。
【００２６】次に、通信装置１の送信動作について説明
する。マイクロプロッセサ１１３は、メモリー１１４ま
たは二次記憶装置１１５から読み出したデータを、送信
クロック生成回路１１０によって生成された送信クロッ
クに従って、グレイ符号化回路１０９に転送する。グレ
イ符号化回路１０９は、マイクロプロッセサ１１３から
受け取ったデータ値をグレイ符号化する。グレイ符号化
回路１０９の出力信号は、直交振幅変調器１０８はに入
力され、直交振幅変調ベースバンド信号が生成される。
直交振幅変調ベースバンド信号のうち、Ｉ成分が周波数
混合器１２７に、Ｑ成分は周波数混合器１０７に入力さ
れる。
する。マイクロプロッセサ１１３は、メモリー１１４ま
たは二次記憶装置１１５から読み出したデータを、送信
クロック生成回路１１０によって生成された送信クロッ
クに従って、グレイ符号化回路１０９に転送する。グレ
イ符号化回路１０９は、マイクロプロッセサ１１３から
受け取ったデータ値をグレイ符号化する。グレイ符号化
回路１０９の出力信号は、直交振幅変調器１０８はに入
力され、直交振幅変調ベースバンド信号が生成される。
直交振幅変調ベースバンド信号のうち、Ｉ成分が周波数
混合器１２７に、Ｑ成分は周波数混合器１０７に入力さ
れる。
【００２７】周波数混合器１０７は、上記ベースバンド
信号とシンセサイザ１１１の出力を混合する。また、周
波数混合器１２７は、上記ベースバンド信号と、シンセ
サイザ１１１の出力をπ／２位相器１２１によってπ／
２だけ位相を進めた出力とを混合する。これによって、
シンセサイザ１１１の発振周波数に等しい中心周波数を
もつ直交振幅変調信号のＩ成分とＱ成分とが生成され
る。これらのＩ成分とＱ成分は、加算器１２２によって
加算されて直交振幅変調信号となった後、バンドバスフ
ィルタ１１８と送受信切替スイッチ１０２を経て、送受
信アンテナ１０１から無線信号として送信される。
信号とシンセサイザ１１１の出力を混合する。また、周
波数混合器１２７は、上記ベースバンド信号と、シンセ
サイザ１１１の出力をπ／２位相器１２１によってπ／
２だけ位相を進めた出力とを混合する。これによって、
シンセサイザ１１１の発振周波数に等しい中心周波数を
もつ直交振幅変調信号のＩ成分とＱ成分とが生成され
る。これらのＩ成分とＱ成分は、加算器１２２によって
加算されて直交振幅変調信号となった後、バンドバスフ
ィルタ１１８と送受信切替スイッチ１０２を経て、送受
信アンテナ１０１から無線信号として送信される。
【００２８】ＰＮ符号発生器１１２は、送信時あるいは
受信時を問わず、マイクロプロセッサ１１３の指示に応
答して、疑似ランダム符号に従う周波数ホッピングパタ
ーンを生成し、シンセサイザ１１１の発振周波数をホッ
プさせる。制御局となる通信装置と、被制御局となる通
信装置は、予め共通の周波数ホッピングパターンが与え
られており、互いに同期して周波数をホッピングするこ
とにより、同一周波数で送受信動作を行うなお、上記通
信装置において、オペレータは、入力装置（コンソー
ル）１１６から通信の開始や停止、周波数ホッピングパ
ターンの変更等の制御指令を与えることができる。
受信時を問わず、マイクロプロセッサ１１３の指示に応
答して、疑似ランダム符号に従う周波数ホッピングパタ
ーンを生成し、シンセサイザ１１１の発振周波数をホッ
プさせる。制御局となる通信装置と、被制御局となる通
信装置は、予め共通の周波数ホッピングパターンが与え
られており、互いに同期して周波数をホッピングするこ
とにより、同一周波数で送受信動作を行うなお、上記通
信装置において、オペレータは、入力装置（コンソー
ル）１１６から通信の開始や停止、周波数ホッピングパ
ターンの変更等の制御指令を与えることができる。
【００２９】次に、図１に示した通信装置を２台を用
い、一方を制御局（Ａ）、他方を被制御局（Ｂ）として
対向通信を行う場合の動作を通して、図２に示した通信
フレームの構造について説明する。制御局（Ａ）となる
通信装置は、予め設定された周波数ホッピングパターン
に従ってシンセサイザ１１１の周波数を切り替えた後、
プリアンブル領域７４１を構成するランプフィールド７
０１、受信電力測定フィールド７０２、搬送波再生フィ
ールド７０３、およびタイミング抽出フィールド７０４
の内容を順次に送信する。また、上記プリアンブル領域
７４１に続く情報転送領域７４２の先頭であることを示
すユニークワードフィールド７０５の内容を送信した
後、送信局ＩＤフィールド７０６に自装置（Ａ）の装置
ＩＤを送信し、次いで、制御局フラグフィールド７０７
に自装置が制御局であることを示す情報、例えば「１」
を送信し、最後に、情報転送フィールド７０８に相手通
信装置（Ｂ）への送信データを送信する。制御局（Ａ）
は、上記情報転送領域７４２における情報の送信動作を
終了すると、予め設定された周波数ホッピングパターン
に従って、シンセサイザ１１１を新たな周波数に切り替
え、次の１フレーム期間は受信動作を行う。
い、一方を制御局（Ａ）、他方を被制御局（Ｂ）として
対向通信を行う場合の動作を通して、図２に示した通信
フレームの構造について説明する。制御局（Ａ）となる
通信装置は、予め設定された周波数ホッピングパターン
に従ってシンセサイザ１１１の周波数を切り替えた後、
プリアンブル領域７４１を構成するランプフィールド７
０１、受信電力測定フィールド７０２、搬送波再生フィ
ールド７０３、およびタイミング抽出フィールド７０４
の内容を順次に送信する。また、上記プリアンブル領域
７４１に続く情報転送領域７４２の先頭であることを示
すユニークワードフィールド７０５の内容を送信した
後、送信局ＩＤフィールド７０６に自装置（Ａ）の装置
ＩＤを送信し、次いで、制御局フラグフィールド７０７
に自装置が制御局であることを示す情報、例えば「１」
を送信し、最後に、情報転送フィールド７０８に相手通
信装置（Ｂ）への送信データを送信する。制御局（Ａ）
は、上記情報転送領域７４２における情報の送信動作を
終了すると、予め設定された周波数ホッピングパターン
に従って、シンセサイザ１１１を新たな周波数に切り替
え、次の１フレーム期間は受信動作を行う。
【００３０】受信動作において、制御局（Ａ）は、被制
御局（Ｂ）となる通信装置が送信したプリアンブル領域
７４１を受信して、自動利得制御、搬送波再生、タイミ
ング抽出を行う。更に、情報転送領域７４２の先頭部分
で、ユニークワードフィールド７０５を検出することに
よって情報転送領域の始まりを認識する。次に、送信局
ＩＤフィールド７０６と制御局フラグフィールド７０７
を受信し、該受信フレームが被制御局（Ｂ）が送信した
ものであることを認識する。情報転送フィールド７０８
の内容を受信すると、予め設定された周波数ホッピング
パターンに従って、シンセサイザ１１１を新たな周波数
に切り替え、上記動作を繰り返す。
御局（Ｂ）となる通信装置が送信したプリアンブル領域
７４１を受信して、自動利得制御、搬送波再生、タイミ
ング抽出を行う。更に、情報転送領域７４２の先頭部分
で、ユニークワードフィールド７０５を検出することに
よって情報転送領域の始まりを認識する。次に、送信局
ＩＤフィールド７０６と制御局フラグフィールド７０７
を受信し、該受信フレームが被制御局（Ｂ）が送信した
ものであることを認識する。情報転送フィールド７０８
の内容を受信すると、予め設定された周波数ホッピング
パターンに従って、シンセサイザ１１１を新たな周波数
に切り替え、上記動作を繰り返す。
【００３１】被制御局（Ｂ）となる通信装置は、制御局
（Ａ）が使用する複数のホッピング周波数のうちの１つ
であって予め決められた「待ち受け用周波数」にシンセ
サイザ１１１の周波数を設定して受信動作を行う。上記
待ち受け用周波数が、制御局が設定した周波数と一致す
ると、制御局が送信したプリアンブル領域７４１が受信
され、上述した自動利得制御、搬送波再生およびタイミ
ング抽出の動作が行なわれる。更に、ユニークワードフ
ィールド７０５の検出によって情報転送領域７４２の開
始が識別でき、送信局ＩＤフィールド７０６と制御局フ
ラグフィールド７０７の受信によって、該受信フレーム
が制御局から送信されたものであることが判る。最後
に、情報転送フィールド７０８の内容を受信すると、予
め設定された周波数ホッピングパターンに従って、シン
セサイザ１１１を新たな周波数に切り替え、次のフレー
ムで送信動作を行う。
（Ａ）が使用する複数のホッピング周波数のうちの１つ
であって予め決められた「待ち受け用周波数」にシンセ
サイザ１１１の周波数を設定して受信動作を行う。上記
待ち受け用周波数が、制御局が設定した周波数と一致す
ると、制御局が送信したプリアンブル領域７４１が受信
され、上述した自動利得制御、搬送波再生およびタイミ
ング抽出の動作が行なわれる。更に、ユニークワードフ
ィールド７０５の検出によって情報転送領域７４２の開
始が識別でき、送信局ＩＤフィールド７０６と制御局フ
ラグフィールド７０７の受信によって、該受信フレーム
が制御局から送信されたものであることが判る。最後
に、情報転送フィールド７０８の内容を受信すると、予
め設定された周波数ホッピングパターンに従って、シン
セサイザ１１１を新たな周波数に切り替え、次のフレー
ムで送信動作を行う。
【００３２】送信動作においては、先ず、プリアンブル
領域７４１を構成するランプフィールド７０１、受信電
力測定フィールド７０２、搬送波再生フィールド７０３
およびタイミング抽出フィールド７０４の内容を順次に
送信し、次に、情報転送領域７４２の先頭を示すユニー
クワードフィールド７０５を送信する。更に、送信局Ｉ
Ｄフィールド７０６に自装置の装置ＩＤを送信し、制御
局フラグフィールド７０７に自装置が被制御局（Ｂ）で
あることを示す情報、例えば「０」を送信した後、情報
転送フィールドに７０８に相手通信装置への送信データ
を送信する。情報転送領域７４２の内容について送信動
作を終了すると、予め設定された周波数ホッピングパタ
ーンに従って、シンセサイザ１１１を新たな周波数に切
り替え、上記動作を繰り返す。
領域７４１を構成するランプフィールド７０１、受信電
力測定フィールド７０２、搬送波再生フィールド７０３
およびタイミング抽出フィールド７０４の内容を順次に
送信し、次に、情報転送領域７４２の先頭を示すユニー
クワードフィールド７０５を送信する。更に、送信局Ｉ
Ｄフィールド７０６に自装置の装置ＩＤを送信し、制御
局フラグフィールド７０７に自装置が被制御局（Ｂ）で
あることを示す情報、例えば「０」を送信した後、情報
転送フィールドに７０８に相手通信装置への送信データ
を送信する。情報転送領域７４２の内容について送信動
作を終了すると、予め設定された周波数ホッピングパタ
ーンに従って、シンセサイザ１１１を新たな周波数に切
り替え、上記動作を繰り返す。
【００３３】図３は、上記通信フレームのプリアンブル
領域７４１における信号の１例を示す。プリアンブル領
域７４１は、送信立ち上がり時の包絡線変化による送信
スプリアスの増加を防ぐために、包絡線の変化を鈍らせ
るためのランプフィールド７０１と、無変調波から成る
受信電力測定フィールド７０２と、同じく無変調波から
成る搬送波再生フィールド７０３と、１シンボル毎に搬
送波の位相がπ変化するタイミング抽出フィールド７０
４とから構成されている。
領域７４１における信号の１例を示す。プリアンブル領
域７４１は、送信立ち上がり時の包絡線変化による送信
スプリアスの増加を防ぐために、包絡線の変化を鈍らせ
るためのランプフィールド７０１と、無変調波から成る
受信電力測定フィールド７０２と、同じく無変調波から
成る搬送波再生フィールド７０３と、１シンボル毎に搬
送波の位相がπ変化するタイミング抽出フィールド７０
４とから構成されている。
【００３４】ＡＧＣのための受信電力測定フィールド７
０２に、包絡線の大きさが一定である無変調波を用いる
ことにより、平均化の時間を短縮し、フィールド長を短
くすることができる。搬送波再生フィールド７０３も、
上記と同様に無変調波を用いることにより、再生搬送波
と受信波との位相差を±πの大きさまで曖昧さなしに検
出することが可能となる。また、タイミング抽出フィー
ルド７０４では、１シンボル毎に搬送波の位相をπずつ
変化させることによって、シンボル境界での位相変化を
最大とし、タイミングの位相ずれの大きさを最大の感度
で検出することができる。
０２に、包絡線の大きさが一定である無変調波を用いる
ことにより、平均化の時間を短縮し、フィールド長を短
くすることができる。搬送波再生フィールド７０３も、
上記と同様に無変調波を用いることにより、再生搬送波
と受信波との位相差を±πの大きさまで曖昧さなしに検
出することが可能となる。また、タイミング抽出フィー
ルド７０４では、１シンボル毎に搬送波の位相をπずつ
変化させることによって、シンボル境界での位相変化を
最大とし、タイミングの位相ずれの大きさを最大の感度
で検出することができる。
【００３５】図４は、図３に示した受信電力測定フィー
ルド７０２で行う受信電力の推定方法の１例を示す。無
変調波７２１を全波整流することによって、全波整流波
７２３が得られる。上記全波整流波７２３は、無変調波
７２１の半周期毎に同じ波形を繰り返すため、無変調波
７２１の半周期７２２、又は、その整数倍の時間に亘っ
て積分すると、平均振幅７２４に比例した積分値が得ら
れる。積分区間７２２は、区間の長さが半サイクルの整
数倍に一致すれば積分開始点の位相に依存しないため、
タイミング抽出を行う前であっても、正確な受信電力値
を搬送波の半サイクル時間で測定することができる。
ルド７０２で行う受信電力の推定方法の１例を示す。無
変調波７２１を全波整流することによって、全波整流波
７２３が得られる。上記全波整流波７２３は、無変調波
７２１の半周期毎に同じ波形を繰り返すため、無変調波
７２１の半周期７２２、又は、その整数倍の時間に亘っ
て積分すると、平均振幅７２４に比例した積分値が得ら
れる。積分区間７２２は、区間の長さが半サイクルの整
数倍に一致すれば積分開始点の位相に依存しないため、
タイミング抽出を行う前であっても、正確な受信電力値
を搬送波の半サイクル時間で測定することができる。
【００３６】図６は、図４に示したの測定方法を実施す
るための受信電力測定回路の１例を示す。信号線７３３
には、図３に示した受信電力測定フィールド７０２を構
成する無変調波が入力される。上記入力信号は、全波整
流器７３０によって全波整流された後、積分器７３１に
よって積分される。パルス発生器７３７から搬送波の半
サイクルの整数倍毎に発生するパルス信号は、積分器７
３１とラッチ７３２に供給され、積分時間毎に積分器７
３１をクリアすると共に、クリア直前の積分値をラッチ
７３２に保持する。これによって、上記ラッチ７３２か
ら出力線７３３に上記入力信号の振幅に比例した積分値
が出力される。
るための受信電力測定回路の１例を示す。信号線７３３
には、図３に示した受信電力測定フィールド７０２を構
成する無変調波が入力される。上記入力信号は、全波整
流器７３０によって全波整流された後、積分器７３１に
よって積分される。パルス発生器７３７から搬送波の半
サイクルの整数倍毎に発生するパルス信号は、積分器７
３１とラッチ７３２に供給され、積分時間毎に積分器７
３１をクリアすると共に、クリア直前の積分値をラッチ
７３２に保持する。これによって、上記ラッチ７３２か
ら出力線７３３に上記入力信号の振幅に比例した積分値
が出力される。
【００３７】今、ＡＧＣによって１０％の振幅精度で利
得調整しようとすると、受信信号入力７３３に含まれる
雑音を白色ガウス雑音と仮定して、この調整範囲から逸
脱する確率を１％以内に納めるためには、上記ラッチ出
力７３４に含まれる雑音振幅をｒｍｓで１０／３＝３．
３％以内に収める必要がある。一般に、１６ＱＡＭを用
いてビット誤り率１Ｅー６程度の通信を行う場合、静特
性において、２０ｄＢ程度のＳ／Ｎが要求される。この
場合、ｒｍｓで信号振幅の１０％程度の雑音成分が信号
に含まれる。従って、雑音成分を振幅で１／３、すなわ
ち、電力で１／９にする必要がある。よって、パルス発
生器７３７の発生するパルス間隔を搬送波の半周期の９
倍以上とすれば、逸脱確率１％以内で、１０％の振幅精
度で利得調整が可能となり、本実施例によれば、最低、
搬送波周期の４．５倍の時間があれば、１０％の精度で
受信信号の振幅を測定することが可能となる。また、例
えば、３０％の振幅精度で利得調整すれば良い場合に
は、ラッチ出力７３４に含まれる雑音振幅をｒｍｓで３
０／３＝１０％以内に収めればよく、搬送波の半周期の
時間で受信信号振幅を測定することが可能である。
得調整しようとすると、受信信号入力７３３に含まれる
雑音を白色ガウス雑音と仮定して、この調整範囲から逸
脱する確率を１％以内に納めるためには、上記ラッチ出
力７３４に含まれる雑音振幅をｒｍｓで１０／３＝３．
３％以内に収める必要がある。一般に、１６ＱＡＭを用
いてビット誤り率１Ｅー６程度の通信を行う場合、静特
性において、２０ｄＢ程度のＳ／Ｎが要求される。この
場合、ｒｍｓで信号振幅の１０％程度の雑音成分が信号
に含まれる。従って、雑音成分を振幅で１／３、すなわ
ち、電力で１／９にする必要がある。よって、パルス発
生器７３７の発生するパルス間隔を搬送波の半周期の９
倍以上とすれば、逸脱確率１％以内で、１０％の振幅精
度で利得調整が可能となり、本実施例によれば、最低、
搬送波周期の４．５倍の時間があれば、１０％の精度で
受信信号の振幅を測定することが可能となる。また、例
えば、３０％の振幅精度で利得調整すれば良い場合に
は、ラッチ出力７３４に含まれる雑音振幅をｒｍｓで３
０／３＝１０％以内に収めればよく、搬送波の半周期の
時間で受信信号振幅を測定することが可能である。
【００３８】図５は、図３の受信電力測定フィールド７
０２を用いた受信電力推定方法の他の実施例を示す。無
変調波７２１を乗算器によって２乗すると、二乗波７２
５が得られる。二乗波７２５は、無変調波７２１の半周
期の時間で同じ波形を繰り返すから、これを無変調波７
２１の半周期７２２、またはその整数倍の時間に亘って
積分すると、平均電力７２６の値に比例した量が得られ
る。積分区間７２２は、区間の長さが半サイクルの整数
倍に一致すれば、積分開始点の位相に依存しない。従っ
て、タイミング抽出を行う前でも、搬送波の半サイクル
時間で正確な受信電力値を測定することができる。
０２を用いた受信電力推定方法の他の実施例を示す。無
変調波７２１を乗算器によって２乗すると、二乗波７２
５が得られる。二乗波７２５は、無変調波７２１の半周
期の時間で同じ波形を繰り返すから、これを無変調波７
２１の半周期７２２、またはその整数倍の時間に亘って
積分すると、平均電力７２６の値に比例した量が得られ
る。積分区間７２２は、区間の長さが半サイクルの整数
倍に一致すれば、積分開始点の位相に依存しない。従っ
て、タイミング抽出を行う前でも、搬送波の半サイクル
時間で正確な受信電力値を測定することができる。
【００３９】図７は、図５の測定方法を実現するための
受信電力測定回路の１例を示す。受信電力測定フィール
ド７０２を構成する無変調波は、信号線７３３を介して
乗算器７３８に入力され、２乗された後、積分器７３１
によって積分される。パルス発生器７３７は、搬送波の
半サイクルの整数倍毎にパルス信号を発生し、これらの
パルスは上記積分器７３１とラッチ７３２に供給され、
これによって、積分器７３１が積分時間毎にクリアさ
れ、クリア直前の積分値がラッチ７３２に保持され、出
力線７３４に受信信号入力７３３の電力に比例した値が
卯力される。
受信電力測定回路の１例を示す。受信電力測定フィール
ド７０２を構成する無変調波は、信号線７３３を介して
乗算器７３８に入力され、２乗された後、積分器７３１
によって積分される。パルス発生器７３７は、搬送波の
半サイクルの整数倍毎にパルス信号を発生し、これらの
パルスは上記積分器７３１とラッチ７３２に供給され、
これによって、積分器７３１が積分時間毎にクリアさ
れ、クリア直前の積分値がラッチ７３２に保持され、出
力線７３４に受信信号入力７３３の電力に比例した値が
卯力される。
【００４０】図４、図６の実施例で説明したのと同様
に、搬送波周期の４．５倍の時間があれば、測定受信振
幅の雑音成分は１０％であるから、受信電力を１％の精
度で測定することが可能である。また、搬送波周期の
０．５倍の時間があれば、測定受信振幅の雑音成分は３
０％であるから、受信電力を９％の精度で測定すること
が可能である。
に、搬送波周期の４．５倍の時間があれば、測定受信振
幅の雑音成分は１０％であるから、受信電力を１％の精
度で測定することが可能である。また、搬送波周期の
０．５倍の時間があれば、測定受信振幅の雑音成分は３
０％であるから、受信電力を９％の精度で測定すること
が可能である。
【００４１】図８は、受信電力測定フィールド７０２を
用いた受信電力推定方法の更に他の実施例を示す。無変
調波７４０の絶対値をとり、その値を搬送波周波数の４
倍のサンプル周波数でサンプリングすると、サンプル時
間間隔７４１は、搬送波周期の１／４となる。これらの
サンプル点のうち、互いに隣合う２つのサンプル点のう
ちでサンプル値の大きい方をサンプル点７４２、サンプ
ル値の小さい方をサンプル点７４３とし、サンプル点７
４２とサンプル点７４３の間にあるゼロクロス点７４５
と大きいサンプル点７４２との間の位相差をｘ（π／４
≦ｘ≦π／２）とすると、サンプル点７４２のサンプル
値は、Ａｓｉｎ（ｘ）となり、また、サンプル点７４３
の値は、｜Ａｓｉｎ（ｘ±π／２）｜＝Ａｃｏｓ（ｘ）
となる。ここで、Ａは無変調波７４０の振幅を示す。
用いた受信電力推定方法の更に他の実施例を示す。無変
調波７４０の絶対値をとり、その値を搬送波周波数の４
倍のサンプル周波数でサンプリングすると、サンプル時
間間隔７４１は、搬送波周期の１／４となる。これらの
サンプル点のうち、互いに隣合う２つのサンプル点のう
ちでサンプル値の大きい方をサンプル点７４２、サンプ
ル値の小さい方をサンプル点７４３とし、サンプル点７
４２とサンプル点７４３の間にあるゼロクロス点７４５
と大きいサンプル点７４２との間の位相差をｘ（π／４
≦ｘ≦π／２）とすると、サンプル点７４２のサンプル
値は、Ａｓｉｎ（ｘ）となり、また、サンプル点７４３
の値は、｜Ａｓｉｎ（ｘ±π／２）｜＝Ａｃｏｓ（ｘ）
となる。ここで、Ａは無変調波７４０の振幅を示す。
【００４２】今、ｙ＝Ａｓｉｎ（ｘ）＋Ａｃｏｓ（ｘ）
／２という量を考えると、ｙ＝Ａ×（√５）／２ｓｉｎ
（ｘ＋α）（但し、ｔａｎ（α）＝１／２）となる。こ
こで、π／４≦ｘ≦π／２であるから、Ａ≦ｙ≦１．１
１８Ａ（最小値はｘ＝π／２の時、最大値はｘ≒０．３
５２４πの時）となる。即ち、無変調波の全波整流出力
を搬送波周波数の４倍周波数でオーバサンプリングして
得られる互いに連続した任意の２サンプル点のうち、小
さい方のサンプル値を１／２倍して大きい方のサンプル
値に加えるだけで、無変調波の振幅を最大誤差１．１１
８倍で測定することが可能となる。振幅で１．１１８倍
は、約０．９７ｄＢに相当するから、本実施例によれ
ば、無変調波７４０の電力を約０．９７ｄＢの精度で推
定可能となる。また、本実施例で示した計算は、比較
器、加算器、ビットシフトからなる回路で簡単にデジタ
ル処理できるため、特に、デジタルＡＧＣの電力推定部
分に適したものとなる。
／２という量を考えると、ｙ＝Ａ×（√５）／２ｓｉｎ
（ｘ＋α）（但し、ｔａｎ（α）＝１／２）となる。こ
こで、π／４≦ｘ≦π／２であるから、Ａ≦ｙ≦１．１
１８Ａ（最小値はｘ＝π／２の時、最大値はｘ≒０．３
５２４πの時）となる。即ち、無変調波の全波整流出力
を搬送波周波数の４倍周波数でオーバサンプリングして
得られる互いに連続した任意の２サンプル点のうち、小
さい方のサンプル値を１／２倍して大きい方のサンプル
値に加えるだけで、無変調波の振幅を最大誤差１．１１
８倍で測定することが可能となる。振幅で１．１１８倍
は、約０．９７ｄＢに相当するから、本実施例によれ
ば、無変調波７４０の電力を約０．９７ｄＢの精度で推
定可能となる。また、本実施例で示した計算は、比較
器、加算器、ビットシフトからなる回路で簡単にデジタ
ル処理できるため、特に、デジタルＡＧＣの電力推定部
分に適したものとなる。
【００４３】図９は、図８に示した測定方法を実現する
ための受信電力測定回路の１例を示す。入力線７３３に
は、図３に示した受信電力測定フィールド７０２を構成
する無変調波が入力される。上記入力信号は、全波整流
器７３０によって全波整流され、アナログ／デジタル変
換器７５０に入力される。パルス発生器７５１から搬送
波の１／４サイクル毎にパルスを発生させ、これをアナ
ログ／デジタル変換器７５０とラッチ７５２にクロック
として供給する。これらのパルス信号の立ち上がりに同
期して、アナログ／デジタル変換器７５０によって全波
整流器７３０の出力がサンプルされ、ラッチ７５２によ
ってアナログ／デジタル変換器７５０の１サンプル前の
出力が保持される。即ち、アナログ／デジタル変換器７
５０とラッチ７５２によって、全波整流器７３０から出
力された連続する２つのサンプル値が保持される。
ための受信電力測定回路の１例を示す。入力線７３３に
は、図３に示した受信電力測定フィールド７０２を構成
する無変調波が入力される。上記入力信号は、全波整流
器７３０によって全波整流され、アナログ／デジタル変
換器７５０に入力される。パルス発生器７５１から搬送
波の１／４サイクル毎にパルスを発生させ、これをアナ
ログ／デジタル変換器７５０とラッチ７５２にクロック
として供給する。これらのパルス信号の立ち上がりに同
期して、アナログ／デジタル変換器７５０によって全波
整流器７３０の出力がサンプルされ、ラッチ７５２によ
ってアナログ／デジタル変換器７５０の１サンプル前の
出力が保持される。即ち、アナログ／デジタル変換器７
５０とラッチ７５２によって、全波整流器７３０から出
力された連続する２つのサンプル値が保持される。
【００４４】これらの２つのサンプル値は、比較器７５
４によって比較される。アナログ／デジタル変換器７５
０の出力の方が大きい場合は、セレクタ７５９によって
アナログ／デジタル変換器７５０出力の１倍入力（セレ
クタ７５９の１入力）が選択され、また、セレクタ７６
０によってラッチ７５２出力の１／２倍入力（セレクタ
７６０の１入力）が選択され、これらを加算器７５６に
よって加算した値がラッチ７５８に入力される。また、
ラッチ７５２出力の方が大きい場合には、セレクタ７５
９によってアナログ／デジタル変換器７５０出力の１／
２倍入力（セレクタ７５９の０入力）が選択され、ま
た、セレクタ７６０によってラッチ７５２出力の１倍入
力（セレクタ７６０の０入力）が選択されて、これらを
加算器７５６によって加算した値がラッチ７５８に入力
される。
４によって比較される。アナログ／デジタル変換器７５
０の出力の方が大きい場合は、セレクタ７５９によって
アナログ／デジタル変換器７５０出力の１倍入力（セレ
クタ７５９の１入力）が選択され、また、セレクタ７６
０によってラッチ７５２出力の１／２倍入力（セレクタ
７６０の１入力）が選択され、これらを加算器７５６に
よって加算した値がラッチ７５８に入力される。また、
ラッチ７５２出力の方が大きい場合には、セレクタ７５
９によってアナログ／デジタル変換器７５０出力の１／
２倍入力（セレクタ７５９の０入力）が選択され、ま
た、セレクタ７６０によってラッチ７５２出力の１倍入
力（セレクタ７６０の０入力）が選択されて、これらを
加算器７５６によって加算した値がラッチ７５８に入力
される。
【００４５】上記ラッチ７５８は、パルス発生器７５１
からの出力パルスを１／２分周器７５７で１／２分周し
て得たパルス信号をクロックとして、加算器７５６の出
力をラッチする。ラッチ７５８によるデータ保持は、ア
ナログ／デジタル変換器７５０の２サンプル毎に行われ
るため、２サンプル毎に算出された受信無変調波振幅に
比例した値が上記ラッチから出力線７３４に出力され
る。
からの出力パルスを１／２分周器７５７で１／２分周し
て得たパルス信号をクロックとして、加算器７５６の出
力をラッチする。ラッチ７５８によるデータ保持は、ア
ナログ／デジタル変換器７５０の２サンプル毎に行われ
るため、２サンプル毎に算出された受信無変調波振幅に
比例した値が上記ラッチから出力線７３４に出力され
る。
【００４６】図１０は、ＡＧＣ回路１０４の１実施例を
示す回路構成図である。図３の受信電力測定フィールド
７０２を構成する無変調波は、入力信号線８１７からＡ
ＧＣアンプ８００に入力され、該アンプ出力は、受信電
力推定回路８０１に入力されると共に、ＡＧＣ出力信号
として信号線８１８に出力される。受信電力推定回路８
０１には、例えば、図６、図７および図９で説明した回
路構成のものを適用できる。
示す回路構成図である。図３の受信電力測定フィールド
７０２を構成する無変調波は、入力信号線８１７からＡ
ＧＣアンプ８００に入力され、該アンプ出力は、受信電
力推定回路８０１に入力されると共に、ＡＧＣ出力信号
として信号線８１８に出力される。受信電力推定回路８
０１には、例えば、図６、図７および図９で説明した回
路構成のものを適用できる。
【００４７】ＡＧＣ動作の開始は、カウンタ停止信号線
８１５を「０」、リセット信号線８１６を「１」とする
ことにより指定される。これら２つの信号によって、５
進カウンタ８０３のカウント値が「０」にリセットさ
れ、デコーダ８０５は０出力のみが「１」となる。上記
デコーダ８０５の０出力は、ＤーＦＦ８０６のセット入
力とＤーＦＦ８０７〜８０９のリセット入力に接続され
ているため、ＤーＦＦ８０６のＱ出力だけが「１」にセ
ットされ、その他のＤーＦＦ８０７〜８０９のＱ出力は
「０」にリセットされる。この結果、デジタル／アナロ
グ変換器（ＤＡＣ）８１４の入力は、ＭＳＢであるビッ
ト０のみが「１」となって、ＤＡＣ入力は「８Ｈ」に設
定される。この時、出力はフルスケールの半分となり、
ＡＧＣアンプ８００の利得は、制御範囲のほぼ中央付近
に設定される。ＡＧＣアンプ８００の出力電力は、受信
電力推定回路８０１によって測定され、その結果が比較
器８０４のＡ入力に供給される。比較器８０４は、上記
受信電力推定値をＢ入力に供給された閾値８０２と比較
し、受信電力推定値が該閾値よりも小さい場合は
「１」、大きい場合は「０」を出力する。
８１５を「０」、リセット信号線８１６を「１」とする
ことにより指定される。これら２つの信号によって、５
進カウンタ８０３のカウント値が「０」にリセットさ
れ、デコーダ８０５は０出力のみが「１」となる。上記
デコーダ８０５の０出力は、ＤーＦＦ８０６のセット入
力とＤーＦＦ８０７〜８０９のリセット入力に接続され
ているため、ＤーＦＦ８０６のＱ出力だけが「１」にセ
ットされ、その他のＤーＦＦ８０７〜８０９のＱ出力は
「０」にリセットされる。この結果、デジタル／アナロ
グ変換器（ＤＡＣ）８１４の入力は、ＭＳＢであるビッ
ト０のみが「１」となって、ＤＡＣ入力は「８Ｈ」に設
定される。この時、出力はフルスケールの半分となり、
ＡＧＣアンプ８００の利得は、制御範囲のほぼ中央付近
に設定される。ＡＧＣアンプ８００の出力電力は、受信
電力推定回路８０１によって測定され、その結果が比較
器８０４のＡ入力に供給される。比較器８０４は、上記
受信電力推定値をＢ入力に供給された閾値８０２と比較
し、受信電力推定値が該閾値よりも小さい場合は
「１」、大きい場合は「０」を出力する。
【００４８】次に、リセット入力８１６を「０」にする
と、５進カウンタ８０３は、クロック８１９の立ち上が
りのタイミングで「０」から順次「１」、「２」、
「３」、「４」とカウントアップを始める。上記クロッ
ク８１９の周期は、５進カウンタ８０３の値の変化が、
デコーダ８０５からＤーＦＦ８０６〜８０９、論理和８
１０〜８１２、デジタル／アナログ変換器８１４、ＡＧ
Ｃアンプ８００、受信電力推定８０１、比較器８０４を
介してＤーＦＦ８０６〜８０９に達するまでに要する時
間よりも長くなるように設定されている。
と、５進カウンタ８０３は、クロック８１９の立ち上が
りのタイミングで「０」から順次「１」、「２」、
「３」、「４」とカウントアップを始める。上記クロッ
ク８１９の周期は、５進カウンタ８０３の値の変化が、
デコーダ８０５からＤーＦＦ８０６〜８０９、論理和８
１０〜８１２、デジタル／アナログ変換器８１４、ＡＧ
Ｃアンプ８００、受信電力推定８０１、比較器８０４を
介してＤーＦＦ８０６〜８０９に達するまでに要する時
間よりも長くなるように設定されている。
【００４９】最初のクロック８１９の立ち上がりで、５
進カウンタの値は「１」となるため、ＤーＦＦ８０６の
クロック入力Ｔが「１」となって、比較器８０４の出力
値をラッチする。比較器８０４の出力は、ＡＧＣアンプ
８００の出力が閾値８０２よりも大きければ「０」、小
さければ「１」であるから、現在設定されているＡＧＣ
アンプ利得値８Ｈが大き過ぎる場合、すなわち、適性利
得が「０Ｈ」〜「８Ｈ」の場合はビット０を「０」に設
定し、小さ過ぎる場合、すなわち、適性利得が「８Ｈ」
〜「ＦＨ」の場合にはビット０を「１」に設定する。こ
の時、デジタル／アナログ変換器８１４の入力のビット
１は、論理和８１０によって「１」に設定されているた
め、デジタル／アナログ変換器８１４の入力値は、Ｄー
ＦＦ８０６の値によって「ＣＨ」又は「４Ｈ」となり、
その出力はフルスケールの３／４又は１／４となる。同
様の動作を５進カウンタ８０５の値が「４」になるまで
繰り返すと、ＡＧＣアンプ８００の出力値は、デジタル
／アナログ変換器８１４の量子化誤差範囲内で閾値８０
２の値に収束する。
進カウンタの値は「１」となるため、ＤーＦＦ８０６の
クロック入力Ｔが「１」となって、比較器８０４の出力
値をラッチする。比較器８０４の出力は、ＡＧＣアンプ
８００の出力が閾値８０２よりも大きければ「０」、小
さければ「１」であるから、現在設定されているＡＧＣ
アンプ利得値８Ｈが大き過ぎる場合、すなわち、適性利
得が「０Ｈ」〜「８Ｈ」の場合はビット０を「０」に設
定し、小さ過ぎる場合、すなわち、適性利得が「８Ｈ」
〜「ＦＨ」の場合にはビット０を「１」に設定する。こ
の時、デジタル／アナログ変換器８１４の入力のビット
１は、論理和８１０によって「１」に設定されているた
め、デジタル／アナログ変換器８１４の入力値は、Ｄー
ＦＦ８０６の値によって「ＣＨ」又は「４Ｈ」となり、
その出力はフルスケールの３／４又は１／４となる。同
様の動作を５進カウンタ８０５の値が「４」になるまで
繰り返すと、ＡＧＣアンプ８００の出力値は、デジタル
／アナログ変換器８１４の量子化誤差範囲内で閾値８０
２の値に収束する。
【００５０】最後に、カウンタ停止信号８１５を「１」
にすると、５進カウンタ８０５の値は「４」に保持さ
れ、この時のデジタル／アナログ変換器８１４の入力値
は、最適利得値±１／２ＬＳＢとなり、ＡＧＣ出力信号
８１８は、デジタル／アナログ変換器８１４の量子化誤
差範囲内で閾値８０２と一致する。
にすると、５進カウンタ８０５の値は「４」に保持さ
れ、この時のデジタル／アナログ変換器８１４の入力値
は、最適利得値±１／２ＬＳＢとなり、ＡＧＣ出力信号
８１８は、デジタル／アナログ変換器８１４の量子化誤
差範囲内で閾値８０２と一致する。
【００５１】以上の動作において、例えば、ＡＧＣアン
プ８００の利得の量子化ビット数を８ビット、ＡＧＣア
ンプ８００のダイナミックレンジを８０ｄＢとした場
合、ＡＧＣの収束時間は次のようになる。ＡＧＣアンプ
利得設定ループは、利得設定ループの遅延時間（５進カ
ウンタ８０３の値の変化がデコーダ８０５からＤーＦＦ
８０６〜８０９、論理和８１０〜８１２、デジタル／ア
ナログ変換器８１４、ＡＧＣアンプ８００、受信電力推
定８０１、比較器８０４を介してＤーＦＦ８０６〜８０
９の入力に達するまでに要する時間）と搬送波周期の１
／２倍時間とのどちらか大きいほうの時間で動作させる
ことができるから、この時間の８倍の時間で、８０／２
５６＝約０．３ｄＢの精度でＡＧＣを収束させることが
可能である。一般に、中間周波数における搬送波周期
は、シンボル周期の数分の１以下であるから、高速な素
子を用いて、上記ループ遅延時間を搬送波周期に比べて
十分小さくできれば、ＡＧＣを１シンボル時間程度の早
さで収束させることが可能となる。
プ８００の利得の量子化ビット数を８ビット、ＡＧＣア
ンプ８００のダイナミックレンジを８０ｄＢとした場
合、ＡＧＣの収束時間は次のようになる。ＡＧＣアンプ
利得設定ループは、利得設定ループの遅延時間（５進カ
ウンタ８０３の値の変化がデコーダ８０５からＤーＦＦ
８０６〜８０９、論理和８１０〜８１２、デジタル／ア
ナログ変換器８１４、ＡＧＣアンプ８００、受信電力推
定８０１、比較器８０４を介してＤーＦＦ８０６〜８０
９の入力に達するまでに要する時間）と搬送波周期の１
／２倍時間とのどちらか大きいほうの時間で動作させる
ことができるから、この時間の８倍の時間で、８０／２
５６＝約０．３ｄＢの精度でＡＧＣを収束させることが
可能である。一般に、中間周波数における搬送波周期
は、シンボル周期の数分の１以下であるから、高速な素
子を用いて、上記ループ遅延時間を搬送波周期に比べて
十分小さくできれば、ＡＧＣを１シンボル時間程度の早
さで収束させることが可能となる。
【００５２】図１１は、搬送波再生フィールド７０３で
の受信信号から搬送波を再生するための回路部を示す。
ここに示した回路は、図１における周波数混合器１０
３、１２３、ＬＰＦ１２４、１２５、搬送周波数／位相
推定回路１０５、およびシンセサイザ１１１からなる回
路部である。図１０に示したＡＧＣ回路によって、予め
決められた振幅になるようにＡＧＣ制御された搬送波生
成フィールド７０３の無変調波は、信号線８３０から周
波数混合器１０３、１２３に入力され、それぞれＶＣＯ
８３７からの局部発振出力と混合される。周波数混合器
１０３には、ＶＣＯ８３７の出力そのものが供給され、
周波数混合器１２３には、ＶＣＯ８３１の出力位相を位
相器１２１によってπ／２だけ進めたものが供給されて
おり、ＶＣＯからの発振周波数および位相が上記入力信
号線からの受信搬送波の周波数および位相と一致してい
れば、周波数混合器１０３、１２３から、それぞれＱ成
分、Ｉ成分に対応する出力が得られる。これらの信号成
分は、それぞれプロセッサ１１３からのリセット信号８
４７によって搬送波周期の整数倍毎に「０」にリセット
される積分器からなるローパスフィルタ１２４、１２５
を通すことによって、それぞれＱ成分出力８４５とＩ成
分出力８４６となる。
の受信信号から搬送波を再生するための回路部を示す。
ここに示した回路は、図１における周波数混合器１０
３、１２３、ＬＰＦ１２４、１２５、搬送周波数／位相
推定回路１０５、およびシンセサイザ１１１からなる回
路部である。図１０に示したＡＧＣ回路によって、予め
決められた振幅になるようにＡＧＣ制御された搬送波生
成フィールド７０３の無変調波は、信号線８３０から周
波数混合器１０３、１２３に入力され、それぞれＶＣＯ
８３７からの局部発振出力と混合される。周波数混合器
１０３には、ＶＣＯ８３７の出力そのものが供給され、
周波数混合器１２３には、ＶＣＯ８３１の出力位相を位
相器１２１によってπ／２だけ進めたものが供給されて
おり、ＶＣＯからの発振周波数および位相が上記入力信
号線からの受信搬送波の周波数および位相と一致してい
れば、周波数混合器１０３、１２３から、それぞれＱ成
分、Ｉ成分に対応する出力が得られる。これらの信号成
分は、それぞれプロセッサ１１３からのリセット信号８
４７によって搬送波周期の整数倍毎に「０」にリセット
される積分器からなるローパスフィルタ１２４、１２５
を通すことによって、それぞれＱ成分出力８４５とＩ成
分出力８４６となる。
【００５３】１０５は、φ＝ａｒｇ（Ｉ，Ｑｉ）を計算
するための位相比較器である。信号線８３０からの入力
信号は無変調波であるから、これに含まれるＩ成分、Ｑ
成分の大きさは一定である。従って、送信側でＱ成分の
大きさが「０」となるように位相制御を行ったとする
と、位相比較器１０５の出力は、受信搬送波位相とＶＣ
Ｏの発振位相とのずれ量に比例したものとなる。
するための位相比較器である。信号線８３０からの入力
信号は無変調波であるから、これに含まれるＩ成分、Ｑ
成分の大きさは一定である。従って、送信側でＱ成分の
大きさが「０」となるように位相制御を行ったとする
と、位相比較器１０５の出力は、受信搬送波位相とＶＣ
Ｏの発振位相とのずれ量に比例したものとなる。
【００５４】初期動作において、ループフィルタ切替入
力８４４によって、セレクタ８４２と８４３にそれぞれ
入力Ｂを選択させる。この時、位相比較器１０５の出力
は、定数乗算器８３９において定数Ｋ１を乗算された
後、ＶＣＯ８３７にフィードバックされるため、搬送波
再生回路全体で一次のＰＬＬを構成することになる。
力８４４によって、セレクタ８４２と８４３にそれぞれ
入力Ｂを選択させる。この時、位相比較器１０５の出力
は、定数乗算器８３９において定数Ｋ１を乗算された
後、ＶＣＯ８３７にフィードバックされるため、搬送波
再生回路全体で一次のＰＬＬを構成することになる。
【００５５】一次のＰＬＬでは、ＶＣＯの自走周波数と
受信搬送波周波数に定常的な差が存在する場合は、ＶＣ
Ｏの発振位相と受信搬送波位相との間に上記周波数差に
比例した定常的な差が存在する。従って、セレクタ８４
３のＢ入力に接続されている定数乗算器８４８で位相比
較器８３５の出力をＫ３倍し、これを積分器８４１で積
分する（Ｋ３＝Ｋ１／積分時間）ことにより、ＶＣＯ８
３７と受信搬送波周波数との間の定常的な周波数差を求
めることができる。
受信搬送波周波数に定常的な差が存在する場合は、ＶＣ
Ｏの発振位相と受信搬送波位相との間に上記周波数差に
比例した定常的な差が存在する。従って、セレクタ８４
３のＢ入力に接続されている定数乗算器８４８で位相比
較器８３５の出力をＫ３倍し、これを積分器８４１で積
分する（Ｋ３＝Ｋ１／積分時間）ことにより、ＶＣＯ８
３７と受信搬送波周波数との間の定常的な周波数差を求
めることができる。
【００５６】積分器８４１は、上記積分動作の開始に先
立って、プロセッサからの積分器リセット指示信号８４
９によって「０」にリセットされる。周波数差の値が求
まると、セレクタ８４２と８４３が、それぞれＡ入力を
選択するように切り替えられる。この場合、定数乗算器
８３９および８４０によって二次のループフィルタが構
成され、通常の二次のＰＬＬ動作が開始される。
立って、プロセッサからの積分器リセット指示信号８４
９によって「０」にリセットされる。周波数差の値が求
まると、セレクタ８４２と８４３が、それぞれＡ入力を
選択するように切り替えられる。この場合、定数乗算器
８３９および８４０によって二次のループフィルタが構
成され、通常の二次のＰＬＬ動作が開始される。
【００５７】図１２は、無変調波の位相点をＩＱ平面上
に表した図であり、図１３は、１シンボル毎に搬送波の
位相がπだけ変化する変調波の位相点をＩＱ平面上に表
した図である。これらの図において、位相点８５１と８
５３は、受信波の取るべき位相点を示す。円周８５２
は、振幅Ｒの受信波の周波数および位相が、ＶＣＯ８３
７の周波数や位相と等しくない場合に位相点が取りうる
点の集合を示す。無変調波の取るべき位相点は唯一箇所
であるため、位相比較器は、最大±πラジアンまでの位
相差を曖昧さ無しに検出することができる。一方、１シ
ンボル毎に搬送波の位相がπだけ変化する変調波は、取
るべき位相点が２箇所存在するため、位相比較器は最大
±π／２ラジアンまでしか、曖昧さ無しに位相差を検出
することはできない。このように、無変調波を用いる
と、位相ずれの検出可能範囲が最も広くなり、引き込み
可能周波数範囲も最も広く取ることが可能となる。
に表した図であり、図１３は、１シンボル毎に搬送波の
位相がπだけ変化する変調波の位相点をＩＱ平面上に表
した図である。これらの図において、位相点８５１と８
５３は、受信波の取るべき位相点を示す。円周８５２
は、振幅Ｒの受信波の周波数および位相が、ＶＣＯ８３
７の周波数や位相と等しくない場合に位相点が取りうる
点の集合を示す。無変調波の取るべき位相点は唯一箇所
であるため、位相比較器は、最大±πラジアンまでの位
相差を曖昧さ無しに検出することができる。一方、１シ
ンボル毎に搬送波の位相がπだけ変化する変調波は、取
るべき位相点が２箇所存在するため、位相比較器は最大
±π／２ラジアンまでしか、曖昧さ無しに位相差を検出
することはできない。このように、無変調波を用いる
と、位相ずれの検出可能範囲が最も広くなり、引き込み
可能周波数範囲も最も広く取ることが可能となる。
【００５８】図１４は、通信フレームのタイミング抽出
フィールド７０４を処理するタイミング抽出回路１０６
の１実施例を示す。ＡＧＣ回路１０４によって、所定の
振幅になるように増幅されたタイミング抽出フィールド
７０４の信号は、信号線８６０から３つの積分器８６
１、８７３、８６３に入力される。各積分器は、ＶＯＣ
８６８からほぼシンボル周波数で供給されるタイミング
信号によって、積分値が「０」にリセットされ、１シン
ボル時間毎に積分結果を出力する。第１の積分器８６１
は、第２の積分器８７３よりもπ／２位相だけ早くリセ
ットされ、第３の積分器８６３は、第２の積分器８７３
よりもπ／２位相だけ遅れてリセットされる。これら３
つの積分器の出力は、それぞれ絶対値計算回路８７１、
８７３、８７２によって絶対値に変換された後、位相比
較器８６５において位相比較される。
フィールド７０４を処理するタイミング抽出回路１０６
の１実施例を示す。ＡＧＣ回路１０４によって、所定の
振幅になるように増幅されたタイミング抽出フィールド
７０４の信号は、信号線８６０から３つの積分器８６
１、８７３、８６３に入力される。各積分器は、ＶＯＣ
８６８からほぼシンボル周波数で供給されるタイミング
信号によって、積分値が「０」にリセットされ、１シン
ボル時間毎に積分結果を出力する。第１の積分器８６１
は、第２の積分器８７３よりもπ／２位相だけ早くリセ
ットされ、第３の積分器８６３は、第２の積分器８７３
よりもπ／２位相だけ遅れてリセットされる。これら３
つの積分器の出力は、それぞれ絶対値計算回路８７１、
８７３、８７２によって絶対値に変換された後、位相比
較器８６５において位相比較される。
【００５９】図１５の（Ａ）において、９０１、９０
０、９０２は、それそれ絶対値計算回路８７１、８７
３、８７２の出力を示し、（Ｂ）は上記位相比較器８６
５の出力を示す。位相比較器の出力９０３は、絶対値計
算回路８７１の出力９０１から絶対値計算回路８７２の
出力９０２を引いたものである。比較器出力９０３は、
タイミング位相差が±π／２以内であれば線形となる
が、位相差が−π〜−π／２、及び、π／２〜πの場合
は、タイミング位相差が大きくなるほど出力が小さくな
り、特に、タイミング位相差が±πの場合には位相比較
器出力が０となる。そのため、ＰＬＬを用いてタイミン
グ抽出を行う場合、初期条件でタイミング位相差が±π
に近ければ、位相比較器出力のフィードバック量が小さ
く、応答時間が長くなってしまうため、長いタイミング
抽出フィールドが必要となる。
０、９０２は、それそれ絶対値計算回路８７１、８７
３、８７２の出力を示し、（Ｂ）は上記位相比較器８６
５の出力を示す。位相比較器の出力９０３は、絶対値計
算回路８７１の出力９０１から絶対値計算回路８７２の
出力９０２を引いたものである。比較器出力９０３は、
タイミング位相差が±π／２以内であれば線形となる
が、位相差が−π〜−π／２、及び、π／２〜πの場合
は、タイミング位相差が大きくなるほど出力が小さくな
り、特に、タイミング位相差が±πの場合には位相比較
器出力が０となる。そのため、ＰＬＬを用いてタイミン
グ抽出を行う場合、初期条件でタイミング位相差が±π
に近ければ、位相比較器出力のフィードバック量が小さ
く、応答時間が長くなってしまうため、長いタイミング
抽出フィールドが必要となる。
【００６０】そこで、絶対値計算回路８７１の出力９０
１と絶対値計算回路８７２の出力９０２の和９０４が、
常にＡ／２となることに注目する。すなわち、絶対値計
算回路８７４の出力９００が、該絶対値計算回路８７１
の出力９０１と絶対値計算回路８７２の出力９０２の和
９０４よりも大きい場合は、位相比較器出力９０３の値
を用い、小さい場合には、位相比較器出力９０３のタイ
ミング位相差の絶対値がπ／２よりも大きい部分を折り
返すことによって得られる補正された位相比較器出力９
０５の値を用いるようにすれば、−π〜πの全ての範囲
で線形な位相比較器出力を得ることが可能となり、短い
タイミング抽出フィールドでシンボルタイミングの抽出
が可能となる。
１と絶対値計算回路８７２の出力９０２の和９０４が、
常にＡ／２となることに注目する。すなわち、絶対値計
算回路８７４の出力９００が、該絶対値計算回路８７１
の出力９０１と絶対値計算回路８７２の出力９０２の和
９０４よりも大きい場合は、位相比較器出力９０３の値
を用い、小さい場合には、位相比較器出力９０３のタイ
ミング位相差の絶対値がπ／２よりも大きい部分を折り
返すことによって得られる補正された位相比較器出力９
０５の値を用いるようにすれば、−π〜πの全ての範囲
で線形な位相比較器出力を得ることが可能となり、短い
タイミング抽出フィールドでシンボルタイミングの抽出
が可能となる。
【００６１】図１４のタイミング抽出回路では、以上の
ようにして得られた位相比較器８６５の出力を定数乗算
器８６６で定数（Ｋ）倍した後、ＶＣＯ８６８に戻すこ
とによってＰＬＬのループを構成している。このように
して抽出されたタイミング信号は、信号線８６９からシ
ンボルタイミング信号として出力される。
ようにして得られた位相比較器８６５の出力を定数乗算
器８６６で定数（Ｋ）倍した後、ＶＣＯ８６８に戻すこ
とによってＰＬＬのループを構成している。このように
して抽出されたタイミング信号は、信号線８６９からシ
ンボルタイミング信号として出力される。
【００６２】図１６は、本発明で適用される通信フレー
ムの他の実施例を示す。この例では、１つの通信フレー
ム中に、３つのプリアンブル領域９５０、９５２、９５
４が存在し、各プリアンブル領域の後に情報転送領域９
５１、９５３、９５５が続いている。この場合も、搬送
周波数のホッピングは、フレーム周期よりも長い周期で
行われる。一般に、無線伝送路の状態は時間と共に変化
しており、例えば、文献アイ・シー・シー '９１、１．
１、「スタティスティクス オブ ショート タイム
バリエーションズ オブ インドア レイディオ プロ
パゲーション」 （「Statistics of Short Time Variations of Indoor
Radio Propagation」ＩＣＣ’９１、１．１）による
と、室内伝送路における変化の周期は、せいぜい数１０
ミリ秒程度であるといわれている。従って、情報転送領
域９５１、９５３、９５５の長さを数ミリ秒以下とし、
プリアンブル領域で、ＡＧＣ、搬送波再生、タイミング
抽出を定期的に行えば、長い通信フレームでも安定して
受信することが可能となる。
ムの他の実施例を示す。この例では、１つの通信フレー
ム中に、３つのプリアンブル領域９５０、９５２、９５
４が存在し、各プリアンブル領域の後に情報転送領域９
５１、９５３、９５５が続いている。この場合も、搬送
周波数のホッピングは、フレーム周期よりも長い周期で
行われる。一般に、無線伝送路の状態は時間と共に変化
しており、例えば、文献アイ・シー・シー '９１、１．
１、「スタティスティクス オブ ショート タイム
バリエーションズ オブ インドア レイディオ プロ
パゲーション」 （「Statistics of Short Time Variations of Indoor
Radio Propagation」ＩＣＣ’９１、１．１）による
と、室内伝送路における変化の周期は、せいぜい数１０
ミリ秒程度であるといわれている。従って、情報転送領
域９５１、９５３、９５５の長さを数ミリ秒以下とし、
プリアンブル領域で、ＡＧＣ、搬送波再生、タイミング
抽出を定期的に行えば、長い通信フレームでも安定して
受信することが可能となる。
【００６３】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、例えば、多値直交振幅変調方式を用いた低速
周波数ホッピング通信システムおいて、ＡＧＣを１シン
ボル時間程度で収束させることが可能であり、フレーム
効率の低下を最小限に抑えることができる。また、本発
明によれば、通信装置の受信部で、例えば、受信信号電
力、受信搬送波の周波数、受信搬送波の位相あるいは受
信シンボルタイミング等を定期的、且つ、高速に推定で
きるため、通信フレームが長い場合でも、フレーム誤り
率を小さくすることができる。また、無変調部分を用い
て受信信号電力の推定を行う場合、通信装置にデジタル
処理が容易な安価なＡＧＣを搭載することが可能とな
る。
によれば、例えば、多値直交振幅変調方式を用いた低速
周波数ホッピング通信システムおいて、ＡＧＣを１シン
ボル時間程度で収束させることが可能であり、フレーム
効率の低下を最小限に抑えることができる。また、本発
明によれば、通信装置の受信部で、例えば、受信信号電
力、受信搬送波の周波数、受信搬送波の位相あるいは受
信シンボルタイミング等を定期的、且つ、高速に推定で
きるため、通信フレームが長い場合でも、フレーム誤り
率を小さくすることができる。また、無変調部分を用い
て受信信号電力の推定を行う場合、通信装置にデジタル
処理が容易な安価なＡＧＣを搭載することが可能とな
る。
【図１】本発明による低速周波数ホッピング方式通信シ
ステムを構成する通信装置の一実施例を示すブロック
図。
ステムを構成する通信装置の一実施例を示すブロック
図。
【図２】上記通信システムで使用される通信フレーム構
造の一実施例を示す図。
造の一実施例を示す図。
【図３】通信フレームのプリアンブルの信号波形の一例
を示す図。
を示す図。
【図４】受信電力推定方法の一実施例を説明するための
図。
図。
【図５】受信電力推定方法の他の実施例を示す図。
【図６】受信電力推定回路８０１の一実施例を示す図。
【図７】受信電力推定回路８０１の他の実施例を示す
図。
図。
【図８】受信電力推定方法の更に他の実施例を説明する
ための図。
ための図。
【図９】受信電力推定回路８０１の更に他の実施例を示
す図。
す図。
【図１０】ＡＧＣ回路の一実施例を示す図。
【図１１】シンセサイザ１１１の一実施例を示す図。
【図１２】プリアンブル構造における無変調波部分の位
相点をＩ、Ｑ平面上に表した図。
相点をＩ、Ｑ平面上に表した図。
【図１３】プリアンブル構造における１シンボル毎に搬
送波位相がπだけ変化する変調波の位相点をＩ、Ｑ平面
上に表した図。
送波位相がπだけ変化する変調波の位相点をＩ、Ｑ平面
上に表した図。
【図１４】タイミング抽出回路１０６の一実施例を示す
図。
図。
【図１５】タイミング抽出回路１０６における絶対値計
算回路の出力と位相比較器の出力との関係を説明するた
めの波形図。
算回路の出力と位相比較器の出力との関係を説明するた
めの波形図。
【図１６】本発明に適用される通信フレーム構造の他の
実施例を示す図。
実施例を示す図。
１０１：送受信空中線、１０２：送受信切り換えスイッ
チ １０３、１０７、１２３、１２７、８３１、８３２：周
波数混合器、１０４：自動利得制御回路、１０５：搬送
波周波数／位相推定回路、１０６：シンボルタイミング
抽出回路、１０８：直交振幅変調器、１０９：グレイ符
号化回路、１１０：送信クロック生成回路、１１１：シ
ンセサイザ、１１２：ＰＮ符号発生器、１１３：マイク
ロプロセッサ、１１４：メモリー、１１５：二次記憶装
置、１１６：コンソール、１１７、１１８：バンドパス
フィルター、１１９：キャリアレベル検出回路、１２
０：復調器、１２１、８３６、８６２：π／２位相器、
１２２、７５６、８３８：加算器、１２４、１２５：ロ
ーパスフィルタ、７０１：ランプフィールド、 ７０
２：受信電力測定フィールド、７０３：搬送波再生フィ
ールド、７０４：タイミング抽出フィールド、７０５：
ユニークワードフィールド、７０６：送信局ＩＤフィー
ルド、７０７：制御局フラグフィールド、７０８：情報
転送フィールド、７４１：プリアンブル領域、７４２：
情報転送領域、７２１：無変調波、７２２：積分区間、
７２３：全波整流波、７２４：平均振幅、７２５：二乗
波、７２６：平均電力、７３０：全波整流器、
チ １０３、１０７、１２３、１２７、８３１、８３２：周
波数混合器、１０４：自動利得制御回路、１０５：搬送
波周波数／位相推定回路、１０６：シンボルタイミング
抽出回路、１０８：直交振幅変調器、１０９：グレイ符
号化回路、１１０：送信クロック生成回路、１１１：シ
ンセサイザ、１１２：ＰＮ符号発生器、１１３：マイク
ロプロセッサ、１１４：メモリー、１１５：二次記憶装
置、１１６：コンソール、１１７、１１８：バンドパス
フィルター、１１９：キャリアレベル検出回路、１２
０：復調器、１２１、８３６、８６２：π／２位相器、
１２２、７５６、８３８：加算器、１２４、１２５：ロ
ーパスフィルタ、７０１：ランプフィールド、 ７０
２：受信電力測定フィールド、７０３：搬送波再生フィ
ールド、７０４：タイミング抽出フィールド、７０５：
ユニークワードフィールド、７０６：送信局ＩＤフィー
ルド、７０７：制御局フラグフィールド、７０８：情報
転送フィールド、７４１：プリアンブル領域、７４２：
情報転送領域、７２１：無変調波、７２２：積分区間、
７２３：全波整流波、７２４：平均振幅、７２５：二乗
波、７２６：平均電力、７３０：全波整流器、
Claims (19)
- 【請求項１】プリアンブル領域と情報転送領域とからな
る通信フレームによって他の装置と通信する無線通信装
置において、 アンテナからの受信信号を増幅する受信増幅器の利得を
各通信フレームのプリアンブル領域の第１部分において
検出された受信信号の電力に応じて自動的に制御するた
めの自動利得制御回路と、 上記受信増幅器からの出力信号と局部周波数とを入力と
する周波数混合回路と、 上記周波数混合回路から出力
される各通信フレームのプリアンブル領域の第２部分の
信号から搬送波の周波数と位相を検出し、上記局部周波
数を該搬送波に同期させるための搬送波同期回路と、 上記周波数混合回路から出力される各通信フレームのプ
リアンブル領域の第３部分の信号からシンボルタイミン
グ信号を抽出するためのタイミング抽出回路と、 上記
周波数混合回路から出力される各通信フレームの情報転
送領域の信号を上記タイミング抽出回路から出力された
タイミング信号に同期して復調するための信号復調回路
とからなることを特徴とする無線通信装置。 - 【請求項２】前記周波数混合回路が直交振幅変調された
受信信号からＱ成分とＩ成分を分離して出力することを
特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。 - 【請求項３】前記局部周波数を予め決められたホッピン
グパターンに従って所定のタイミングで他の周波数にホ
ップさせるための手段を備えたことを特徴とする請求項
１または請求項２に記載の無線通信装置。 - 【請求項４】送信側装置が、プリアンブル領域と情報転
送領域とからなる通信フレームを送信し、受信側装置
が、上記通信フレームの情報転送領域の情報を上記プリ
アンブル領域から抽出したタイミング信号に同期して受
信処理する無線通信システムにおいて、 上記通信フレームのプリアンブル部が第１部分と第２部
分とからなり、 上記受信側装置が、 受信した通信フレームのプリアンブル領域の第１部分か
らの受信信号のパワーに応じて受信用増幅器の利得を自
動的に設定動作する自動利得制御手段と、 受信した通信フレームのプリアンブル領域の第２部分に
おける受信信号からタイミング信号を抽出し、これに同
期したシンボル周波数のクロックを発生するための手段
と、 上記シンボル周波数のクロックに同期して、上記通信フ
レームの情報転送領域から送信情報を受信処理するため
の手段とを備えたことを特徴とする無線通信システム。 - 【請求項５】前記送信側装置が、複数の情報転送領域と
各情報転送領域毎に設けられたプリアンブル領域とから
なる通信フレームを送信し、 前記受信側装置が、受信した通信フレーム内の各プリア
ンブル領域毎に、前記自動利得制御動作とタイミング信
号の抽出動作とを行うことを特徴とする請求項４に記載
の無線通信システム。 - 【請求項６】前記送信側装置が、前記通信フレームの情
報転送領域において、送信搬送波を送信情報に応じて直
交振幅変調するための手段を有し、 前記受信側装置が、 局部発振周波数を用いて前記受信増幅器の出力信号を直
交振幅変調信号に変換するための手段と、 前記受信増幅器の自動利得制御動作の完了後に、前記通
信フレームのプリアンブル領域の第１部分における受信
信号から搬送波の周波数と位相を検出し、上記局部発振
周波数を上記搬送波に同期させるための手段とを備える
ことを特徴とする請求項４または請求項５に記載の無線
通信システム。 - 【請求項７】前記送信側装置が、前記通信フレームのプ
リアンブル領域の第１部分において送信搬送波を無変調
で送出し、前記第２部分において搬送波をシンボル時間
毎に位相変化させて送出するための手段を備え、 前記受信側装置が、各通信フレームのプリアンブル領域
における無変調搬送波の受信結果から、前記自動利得制
御動作と局部発振周波数の同期動作を行うことを特徴と
する請求項６に記載の無線通信システム。 - 【請求項８】前記送信側装置が、前記通信フレームの送
信搬送波の周波数を所定のホッピングパターンに従って
ホップするための手段を備え、 前記受信側装置が、上記送信側装置と同期して、前記局
部発振周波数を所定のホッピングパターンに従ってホッ
プするための手段を備えることを特徴とする請求項４〜
請求項７の何れかに記載の無線通信システム。 - 【請求項９】前記送信側装置が、１つの通信フレームの
送信期間中は同一周波数となるような低周波数ホッピン
グで前記送信搬送波の周波数をホップすることを特徴と
する請求項８に記載の無線通信システム。 - 【請求項１０】送信回路と受信回路とを備え、所定フォ
ーマットの通信フレームによって他の通信装置と通信す
る無線通信装置において、 上記送信回路が、送信フレームのプリアンブル領域の第
１部分で局部発振器から得られた搬送波を無変調で送信
し、上記プリアンブル領域の第２部分で上記搬送波をシ
ンボルタイミング信号で変調して送信するプリアンブル
領域送信手段と、上記送信フレームの情報転送領域で送
信情報を所定の変調方式で上記搬送波に乗せて送信する
情報領域送信手段とを有し、 上記受信回路が、受信フレームのプリアンブル領域の第
１部分における受信信号のパワーに応じて受信用増幅器
の利得を自動的に設定動作する自動利得制御手段と、受
信フレームのプリアンブル領域の第２部分における受信
信号からタイミング信号を抽出し、これに同期したシン
ボル周波数のクロックを発生するための手段と、上記シ
ンボル周波数のクロックに同期して、上記受信フレーム
の情報転送領域から送信情報を受信処理するための手段
とを備えたことを特徴とする無線通信システム。 - 【請求項１１】送信動作時に、前記プリアンブル領域送
信手段と情報領域送信手段を１つの送信フレーム期間に
交互に繰り返して動作させるための手段と、 受信動作時に、受信フレーム内の各プリアンブル領域毎
に、前記自動利得制御手段と前記クロック発生手段のタ
イミング信号の抽出動作とを行なわせるための手段とを
備えたことを特徴とする請求項１０に記載の無線通信装
置。 - 【請求項１２】前記情報領域送信手段が、前記送信フレ
ームの情報転送領域において、送信搬送波を送信情報に
応じて直交振幅変調するための手段を有し、 前記受信回路が、前記局部発振器からの局部発振周波数
を用いて前記受信増幅器の出力信号を直交振幅変調信号
に変換するための手段と、前記受信増幅器の自動利得制
御動作の完了後に、前記受信フレームのプリアンブル領
域の第１部分における受信信号から搬送波の周波数と位
相を検出し、上記局部発振器の発振周波数を上記搬送波
に同期させるための手段とを備えることを特徴とする請
求項１０または請求項１１に記載の無線通信装置。 - 【請求項１３】前記プリアンブル送信手段が、前記送信
フレームのプリアンブル領域の第２部分において搬送波
をシンボル時間毎に位相変化させることを特徴とする請
求項１１に記載の無線通信装置。 - 【請求項１４】前記局部発振器の周波数を所定のホッピ
ングパターンに従ってホップするための手段を備え、各
フレームの送受信期間中は同一周波数となるような低周
波数ホッピングで前記搬送波の周波数がホップされる特
徴とする請求項１０〜請求項１３の何れかに記載の無線
通信システム。 - 【請求項１５】複数の通信装置からなり、制御局となる
１つの通信装置が生成する同期フレームを基準とするタ
イミングに同期して上記各通信装置が所定のホッピング
パターンで送受信周波数を変化させ、送信側となる通信
装置が、通信フレームのプリアンブル領域でタイミング
信号によって搬送波を所定期間変調した後、情報転送領
域で送信情報信号に応じて上記搬送波を直交振幅変調
し、受信側となる通信装置が、受信フレームのプリアン
ブル領域からの受信信号によって受信準備を行った後、
情報転送領域で受信した直交振幅変調信号から情報信号
を復調するようにした周波数ホッピング方式の無線通信
システムにおいて、 送信側の通信装置が、通信フレームのプリアンブル領域
の第１期間中に、受信側装置における受信回路のＡＧＣ
制御および受信周波数同期のための搬送波を送信し、上
記プリアンブル領域の第２期間中に搬送波をシンボルタ
イミング信号で変調して送信した後、上記通信フレーム
の情報転送領域で送信情報を送信し、 受信側の通信装置が、上記搬送波送信フィールドからの
信号受信期間中に受信増幅器のＡＧＣ動作と受信周波数
の同期を完了させ、上記タイミング信号変調フィールド
からの信号受信期間中にシンボルタイミングの抽出を行
い、上記シンボルタイミングに同期して発生させたクロ
ック信号に基づいて、上記情報転領域における情報信号
の受信動作を行うようにしたことを特徴とする無線通信
方法。 - 【請求項１６】前記各通信装置が、１つの通信フレーム
期間中は同一の送受信周波数となるように低周波数で前
記周波数ホッピングを行うことを特徴とする請求項１５
に記載の無線通信方法。 - 【請求項１７】前記送信側の通信装置が、前記プリアン
ブル領域の第２期間中にシンボル時間毎に搬送波の位相
を変化させる形式で前記タイミング信号を送信し、 受信側の通信装置が、搬送波の位相変化に基づいて受信
シンボルタイミングを抽出することを特徴とする請求項
１５または請求項１６に記載の無線通信方法。 - 【請求項１８】情報転送領域に先行するプリアンブル領
域の先頭部に無変調の搬送波部分を含む通信フレームを
用いて他の装置と通信する無線通信装置であって、 受信フレームの先頭部に位置した無変調搬送波部分の受
信期間中に、受信信号、を搬送波周波数の４倍周波数で
オーバサンプリングする第１手段と、 オーバサンプリングして得られた任意の連続した２サン
プル値のうちの小さい方の値の１／２倍と大きい方の値
との和を求めるための第２手段と、 上記第２手段で得られた和の値と予め定められた閾値と
を比較し、和の値が閾値より大きい場合は受信増幅器の
利得を下げ、和の値が閾値より小さい場合は受信増幅器
の利得を上げることによって、受信回路の出力を調整す
る利得制御手段とを有することを特徴とする無線通信装
置。 - 【請求項１９】プリアンブル領域と情報転送領域とから
なる通信フレームによって他の装置と通信する無線通信
装置において、 受信増幅器の自動利得制御回路を各通信フレームのプリ
アンブル領域の信号が受信される特定の期間に限って動
作させ、その後は上記受信増幅器に固定利得で増幅動作
させるための手段を備えたことを特徴とする無線通信装
置。
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|---|---|
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19915163A1 (de) * | 1999-04-01 | 2000-10-26 | Iad Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur digitalen Rahmensynchronisation eines Übertragungssignals |
| US6731910B2 (en) | 1997-06-19 | 2004-05-04 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Data transmission system, data transmitter and data receiver used in the data transmission system |
| US6853837B1 (en) | 1999-10-13 | 2005-02-08 | Nec Corporation | CDMA receiver and DCMA demodulator with AGC circuit |
| US7035232B1 (en) | 1996-12-03 | 2006-04-25 | Canon Kabushiki Kaisha | Spread-spectrum communication method and apparatus |
| US7706317B2 (en) | 1996-12-03 | 2010-04-27 | Canon Kabushiki Kaisha | Spread-spectrum communication method and apparatus |
Families Citing this family (43)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3045131B2 (ja) * | 1997-12-03 | 2000-05-29 | 日本電気株式会社 | 無線選択呼出受信機 |
| US6515976B1 (en) * | 1998-04-06 | 2003-02-04 | Ericsson Inc. | Demodulation method and apparatus in high-speed time division multiplexed packet data transmission |
| US7035351B1 (en) | 1998-07-24 | 2006-04-25 | Gct Semiconductor, Inc. | Automatic gain control loop apparatus |
| US6754478B1 (en) | 1998-07-24 | 2004-06-22 | Gct Semiconductor, Inc. | CMOS low noise amplifier |
| US6335952B1 (en) | 1998-07-24 | 2002-01-01 | Gct Semiconductor, Inc. | Single chip CMOS transmitter/receiver |
| US6483355B1 (en) | 1998-07-24 | 2002-11-19 | Gct Semiconductor, Inc. | Single chip CMOS transmitter/receiver and method of using same |
| US6313688B1 (en) | 1998-07-24 | 2001-11-06 | Gct Semiconductor, Inc. | Mixer structure and method of using same |
| US6194947B1 (en) | 1998-07-24 | 2001-02-27 | Global Communication Technology Inc. | VCO-mixer structure |
| US6424192B1 (en) | 1998-07-24 | 2002-07-23 | Gct Semiconductor, Inc. | Phase lock loop (PLL) apparatus and method |
| JP3348661B2 (ja) * | 1998-10-09 | 2002-11-20 | 双葉電子工業株式会社 | キャリア位相追従装置および周波数ホッピング受信装置 |
| US20020124111A1 (en) * | 2000-09-22 | 2002-09-05 | Narad Networks, Inc. | System and method for message transmission based on intelligent network element device identifiers |
| US7027394B2 (en) * | 2000-09-22 | 2006-04-11 | Narad Networks, Inc. | Broadband system with traffic policing and transmission scheduling |
| US7072360B2 (en) | 2000-09-22 | 2006-07-04 | Narad Networks, Inc. | Network architecture for intelligent network elements |
| US6948000B2 (en) * | 2000-09-22 | 2005-09-20 | Narad Networks, Inc. | System and method for mapping end user identifiers to access device identifiers |
| US7146630B2 (en) * | 2000-09-22 | 2006-12-05 | Narad Networks, Inc. | Broadband system with intelligent network devices |
| US7139247B2 (en) | 2000-09-22 | 2006-11-21 | Narad Networks, Inc. | Broadband system with topology discovery |
| US20020097674A1 (en) * | 2000-09-22 | 2002-07-25 | Narad Networks, Inc. | System and method for call admission control |
| US20020085552A1 (en) * | 2000-09-22 | 2002-07-04 | Narad Networks, Inc., Westford Massachusetts | Broadband system having routing identification assignment |
| US20020085589A1 (en) * | 2000-09-22 | 2002-07-04 | Narad Networks, Inc. | System and method for assigning network data packet header |
| US20020105965A1 (en) * | 2000-09-22 | 2002-08-08 | Narad Networks, Inc. | Broadband system having routing identification based switching |
| US20020075805A1 (en) * | 2000-09-22 | 2002-06-20 | Narad Networks, Inc. | Broadband system with QOS based packet handling |
| US20020075875A1 (en) * | 2000-09-22 | 2002-06-20 | Narad Networks, Inc. | Broadband system with transmission scheduling and flow control |
| JP3583730B2 (ja) * | 2001-03-26 | 2004-11-04 | 株式会社東芝 | 無線通信システム及び無線伝送装置 |
| US7386026B1 (en) | 2001-04-09 | 2008-06-10 | Robert Gold Communication Systems, Inc. | Method and system for synchronizing and selectively addressing multiple receivers in a wireless, spread spectrum communication system |
| US7656931B2 (en) | 2003-12-31 | 2010-02-02 | Ut-Battelle, Llc | Hybrid spread spectrum radio system |
| JP4063824B2 (ja) * | 2005-01-12 | 2008-03-19 | 埼玉日本電気株式会社 | 無線通信装置 |
| JP4579726B2 (ja) * | 2005-03-14 | 2010-11-10 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 移動通信端末 |
| JP4189410B2 (ja) * | 2006-06-12 | 2008-12-03 | 株式会社東芝 | 無線通信装置及び送信制御方法 |
| JP5199387B2 (ja) * | 2008-05-07 | 2013-05-15 | ミツビシ・エレクトリック・リサーチ・ラボラトリーズ・インコーポレイテッド | 送受信機のアンテナ選択方法及び送受信機 |
| US8842554B2 (en) * | 2008-05-07 | 2014-09-23 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Antenna selection with frequency-hopped sounding reference signals |
| US9025471B2 (en) * | 2008-05-07 | 2015-05-05 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Antenna selection with frequency-hopped sounding reference signals |
| US8634498B2 (en) | 2008-12-17 | 2014-01-21 | Entropic Communications, Inc. | Systems and methods for probing wired communication channels |
| JP5106685B2 (ja) * | 2009-06-30 | 2012-12-26 | 株式会社東芝 | 通信装置 |
| US9197981B2 (en) * | 2011-04-08 | 2015-11-24 | The Regents Of The University Of Michigan | Coordination amongst heterogeneous wireless devices |
| RU2535181C1 (ru) * | 2013-03-29 | 2014-12-10 | Общество ограниченной ответственностью Фирма "Анкад" | Способ синхронизации устройств связи с пседвослучайной перестройкой рабочей частоты |
| EP2806610A1 (en) * | 2013-05-21 | 2014-11-26 | ST-Ericsson SA | Coarse symbol boundary detection in ofdm receivers |
| CN103973260B (zh) * | 2014-04-23 | 2017-01-18 | 小米科技有限责任公司 | 信号处理芯片、信号转换电路和通信芯片的管脚配置方法 |
| US9203546B1 (en) | 2014-06-04 | 2015-12-01 | Square, Inc. | Magnetic stripe reader tamper protection |
| US10192076B1 (en) | 2016-08-29 | 2019-01-29 | Square, Inc. | Security housing with recesses for tamper localization |
| US10251260B1 (en) | 2016-08-29 | 2019-04-02 | Square, Inc. | Circuit board to hold connector pieces for tamper detection circuit |
| US10595400B1 (en) | 2016-09-30 | 2020-03-17 | Square, Inc. | Tamper detection system |
| US10504096B1 (en) | 2017-04-28 | 2019-12-10 | Square, Inc. | Tamper detection using ITO touch screen traces |
| CN108259093B (zh) * | 2018-01-19 | 2023-07-14 | 桂林电子科技大学 | 一种应用于跳频通信的高速超宽带半周期频率检测电路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5029182A (en) * | 1988-10-24 | 1991-07-02 | Hughes Aircraft Company | Automatic gain control (AGC) for frequency hopping receiver |
| US5319801A (en) * | 1990-12-05 | 1994-06-07 | Alliedsignal Inc. | Seamless frequency hopping system |
| JPH0677963A (ja) * | 1992-07-07 | 1994-03-18 | Hitachi Ltd | 通信方式および端末装置 |
| JP3170104B2 (ja) * | 1993-06-04 | 2001-05-28 | 松下電器産業株式会社 | 自動利得制御装置 |
-
1995
- 1995-04-27 JP JP10343895A patent/JP3242287B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-04-22 US US08/636,388 patent/US6084905A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7035232B1 (en) | 1996-12-03 | 2006-04-25 | Canon Kabushiki Kaisha | Spread-spectrum communication method and apparatus |
| US7706317B2 (en) | 1996-12-03 | 2010-04-27 | Canon Kabushiki Kaisha | Spread-spectrum communication method and apparatus |
| US6731910B2 (en) | 1997-06-19 | 2004-05-04 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Data transmission system, data transmitter and data receiver used in the data transmission system |
| US7477878B2 (en) | 1997-06-19 | 2009-01-13 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Data transmission system, data transmitter and data receiver used in the data transmission system |
| US7764930B2 (en) | 1997-06-19 | 2010-07-27 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Data transmission system, data transmitter and data receiver used in the data transmission system |
| DE19915163A1 (de) * | 1999-04-01 | 2000-10-26 | Iad Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur digitalen Rahmensynchronisation eines Übertragungssignals |
| DE19915163B4 (de) * | 1999-04-01 | 2005-09-22 | IAD Gesellschaft für Informatik, Automatisierung und Datenverarbeitung mbH | Verfahren und Vorrichtung zur digitalen Rahmensynchronisation eines Übertragungssignals |
| US6853837B1 (en) | 1999-10-13 | 2005-02-08 | Nec Corporation | CDMA receiver and DCMA demodulator with AGC circuit |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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