JPH07154436A - Ｍｓｋ位相捕捉およびトラッキング方法 - Google Patents
Ｍｓｋ位相捕捉およびトラッキング方法Info
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- JPH07154436A JPH07154436A JP6185395A JP18539594A JPH07154436A JP H07154436 A JPH07154436 A JP H07154436A JP 6185395 A JP6185395 A JP 6185395A JP 18539594 A JP18539594 A JP 18539594A JP H07154436 A JPH07154436 A JP H07154436A
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- Japan
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- phase
- word
- signal
- preamble
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2338—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using sampling
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 バーストミニマム−シフト−キー通信に用い
る受信器におけるロックアップ時間を低減させ、またノ
イズ性能を向上させる。 【構成】 ＭＳＫ受信器は受信したＭＳＫ信号を下方変
換するための下方変換器を含む。メッセージプリアンブ
ルの１ビットあたりの位相ドリフトまたは位相エラーが
決定される。基準キャリアが発生され、プリアンブル部
分にわたる位相変化の推定率に基づく制御の下にメッセ
ージ復調期間中、基準信号の位相が調節される。また、
下方変換された信号バーストがデジタル化され、デジタ
ル化されたバースト信号がメモリ内に格納され、その
後、それを反復的に読み取り、利用可能なすべての情報
を使用していっそう正確な復調を行うべく所望のシーケ
ンスでビットタイミング、メッセージ開始タイミング、
キャリア位相、およびキャリアドリフト処理を行うこと
ができる。
る受信器におけるロックアップ時間を低減させ、またノ
イズ性能を向上させる。 【構成】 ＭＳＫ受信器は受信したＭＳＫ信号を下方変
換するための下方変換器を含む。メッセージプリアンブ
ルの１ビットあたりの位相ドリフトまたは位相エラーが
決定される。基準キャリアが発生され、プリアンブル部
分にわたる位相変化の推定率に基づく制御の下にメッセ
ージ復調期間中、基準信号の位相が調節される。また、
下方変換された信号バーストがデジタル化され、デジタ
ル化されたバースト信号がメモリ内に格納され、その
後、それを反復的に読み取り、利用可能なすべての情報
を使用していっそう正確な復調を行うべく所望のシーケ
ンスでビットタイミング、メッセージ開始タイミング、
キャリア位相、およびキャリアドリフト処理を行うこと
ができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はバーストミニマム−シフ
ト−キー通信（burst minimum-shift-keyedcommunicati
ons）に用いる受信器におけるロックアップ時間を低減
させ、またノイズ性能を向上させるための装置および方
法に関する。
ト−キー通信（burst minimum-shift-keyedcommunicati
ons）に用いる受信器におけるロックアップ時間を低減
させ、またノイズ性能を向上させるための装置および方
法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ミニマムシフトキー入力方式（minimum-
shift keying, ＭＳＫ）はビット伝送速度（bit rate）
の半分に等しい周波数分離（frequency separation）を
もつ周波数シフトキー入力形式である。ＭＳＫは変調を
帯域１ヘルツあたりのビット数／秒で評価したとき、ス
ペクトル的に高効率の変調を与える。先行技術のＭＳＫ
プロセッサはグマコス他に対する１９８６年４月１５日
付米国特許第４,５８３,０４８号およびノッセンに対す
る１９８７年１月６日付米国特許第４,６３５,２７９号
に記載されている。これらをここに引用する。
shift keying, ＭＳＫ）はビット伝送速度（bit rate）
の半分に等しい周波数分離（frequency separation）を
もつ周波数シフトキー入力形式である。ＭＳＫは変調を
帯域１ヘルツあたりのビット数／秒で評価したとき、ス
ペクトル的に高効率の変調を与える。先行技術のＭＳＫ
プロセッサはグマコス他に対する１９８６年４月１５日
付米国特許第４,５８３,０４８号およびノッセンに対す
る１９８７年１月６日付米国特許第４,６３５,２７９号
に記載されている。これらをここに引用する。
【０００３】ＭＳＫ信号は同位相（Ｉ）復調器（demodu
lator ）および直角（Ｑ）復調器を同時使用することに
より復調される。これらの復調器はそれぞれ乗算器（mu
ltiplier）を含む。Ｑ乗算器およびＩ乗算器にはそれぞ
れ理想的にはＭＳＫ信号のキャリア周波数に等しい周波
数でサインおよびコサイン基準信号（reference signal
s）または復調信号が印加される。周波数がＭＳＫキャ
リアと同じであるが位相は必ずしも等しくない基準信号
を用いて非同期変調を達成することができる。周波数に
ついても位相についてもサイン基準信号が変調済みＭＳ
Ｋ信号のキャリア成分と同期している同期復調と比較し
て、この形式の非同期変調はノイズが大きい。大きなノ
イズはエラー率を増大させるので好ましくない。
lator ）および直角（Ｑ）復調器を同時使用することに
より復調される。これらの復調器はそれぞれ乗算器（mu
ltiplier）を含む。Ｑ乗算器およびＩ乗算器にはそれぞ
れ理想的にはＭＳＫ信号のキャリア周波数に等しい周波
数でサインおよびコサイン基準信号（reference signal
s）または復調信号が印加される。周波数がＭＳＫキャ
リアと同じであるが位相は必ずしも等しくない基準信号
を用いて非同期変調を達成することができる。周波数に
ついても位相についてもサイン基準信号が変調済みＭＳ
Ｋ信号のキャリア成分と同期している同期復調と比較し
て、この形式の非同期変調はノイズが大きい。大きなノ
イズはエラー率を増大させるので好ましくない。
【０００４】受信すべきＭＳＫ信号は、復調を行うため
の準備として基底帯域（baseband）まで下方変換(downc
onvert)することができる。この下方変換はローカル発
振器信号にＭＳＫ変調したキャリアを混合もしくは乗算
することにより行われる。もしもローカル発振器信号が
ＭＳＫキャリアと位相的にコヒーレントでないと、基底
帯域信号キャリアは位相ドリフトもしくは位相エラーを
含むことになる。この位相エラーは復調された信号中の
ノイズを増大させるとともにビットエラー率（bit erro
r rate)（ＢＥＲ）を増大させる。
の準備として基底帯域（baseband）まで下方変換(downc
onvert)することができる。この下方変換はローカル発
振器信号にＭＳＫ変調したキャリアを混合もしくは乗算
することにより行われる。もしもローカル発振器信号が
ＭＳＫキャリアと位相的にコヒーレントでないと、基底
帯域信号キャリアは位相ドリフトもしくは位相エラーを
含むことになる。この位相エラーは復調された信号中の
ノイズを増大させるとともにビットエラー率（bit erro
r rate)（ＢＥＲ）を増大させる。
【０００５】本発明のＭＳＫ受信器は受信したＭＳＫ信
号を下方変換するための下方変換器（downconverter）
を含む。メッセージプリアンブル（message preamble）
の１ビットあたりの位相ドリフト（phase drift）また
は位相エラー（phase error）が決定される。基準キャ
リア（reference carriers）が発生され、メッセージ復
調期間中にプリアンブル部分にわたる１ビットあたりの
位相変化率を制御しつつ基準信号の位相が調節される。
本発明の別の局面では下方変換したＭＳＫ信号のバース
トがデジタル化され、デジタル化したバースト信号がメ
モリ内に格納され、それに続けてそのバースト信号が反
復的に読られる。その際、一層正確な復調が得られるよ
うに利用可能なすべての情報を使用して、所望のシーケ
ンスでビットタイミング、メッセージ開始タイミング、
キャリア位相、およびキャリアドリフト処理を行うこと
ができる。本発明のさらに別の特徴によれば、２次トラ
ッキングループ（second order tracking loop）が復調
基準信号を生ずる。１実施例ではこれは現在ビット（cu
rrent bit）に先行する２ビットの推定信号位相の間の
差を決定し、この差から１ビットあたりの推定位相変化
を減算することにより達成される。
号を下方変換するための下方変換器（downconverter）
を含む。メッセージプリアンブル（message preamble）
の１ビットあたりの位相ドリフト（phase drift）また
は位相エラー（phase error）が決定される。基準キャ
リア（reference carriers）が発生され、メッセージ復
調期間中にプリアンブル部分にわたる１ビットあたりの
位相変化率を制御しつつ基準信号の位相が調節される。
本発明の別の局面では下方変換したＭＳＫ信号のバース
トがデジタル化され、デジタル化したバースト信号がメ
モリ内に格納され、それに続けてそのバースト信号が反
復的に読られる。その際、一層正確な復調が得られるよ
うに利用可能なすべての情報を使用して、所望のシーケ
ンスでビットタイミング、メッセージ開始タイミング、
キャリア位相、およびキャリアドリフト処理を行うこと
ができる。本発明のさらに別の特徴によれば、２次トラ
ッキングループ（second order tracking loop）が復調
基準信号を生ずる。１実施例ではこれは現在ビット（cu
rrent bit）に先行する２ビットの推定信号位相の間の
差を決定し、この差から１ビットあたりの推定位相変化
を減算することにより達成される。
【０００６】
【実施例】図１はデジタル情報源１２を含む、全体的に
１０とて送信機を示す。情報源１２はデータ路１４を介
して、ブロック１６で示す制御装置に、また機械的スイ
ッチの記号で例示する単極２切換えスイッチ１８に、情
報を与える。当業者は従来行れているようにそのような
機械的記号で表される機械的スイッチの代わりにソリッ
ドステートスイッチを使用することができることを了解
できよう。スイッチ１８はコントローラ１６の制御の下
に情報源１２をデータ路２０ａを介してスイッチの図の
位置にあるメモリ２２ａおよび図示してない他方のスイ
ッチ位置においてはデータ路２０ｂを介してメモリ２２
ｂに接続する。作動上、情報源１２はデジタル情報の流
れを生ずるが、この流れはコントローラ１６の協力の下
で制御され、これにより、情報のシーケンスバーストが
記憶のために交互にメモリ２２ａ又は２２ｂに与えられ
る。別の単極２切換えスイッチ２４もまたコントローラ
１６により制御され、メモリ２２ａおよび２２ｂの出力
をデータ路２６を介して図のエラー符号化ブロック（er
ror coding block）２８に結合する。スイッチ２４はス
イッチ１８と協働して「ピンポン」の名で知られる方法
で、交互にメモリ２２ａおよび２２ｂへの書き込みおよ
びこれらからの読み取りが行われるよう、制御される。
１０とて送信機を示す。情報源１２はデータ路１４を介
して、ブロック１６で示す制御装置に、また機械的スイ
ッチの記号で例示する単極２切換えスイッチ１８に、情
報を与える。当業者は従来行れているようにそのような
機械的記号で表される機械的スイッチの代わりにソリッ
ドステートスイッチを使用することができることを了解
できよう。スイッチ１８はコントローラ１６の制御の下
に情報源１２をデータ路２０ａを介してスイッチの図の
位置にあるメモリ２２ａおよび図示してない他方のスイ
ッチ位置においてはデータ路２０ｂを介してメモリ２２
ｂに接続する。作動上、情報源１２はデジタル情報の流
れを生ずるが、この流れはコントローラ１６の協力の下
で制御され、これにより、情報のシーケンスバーストが
記憶のために交互にメモリ２２ａ又は２２ｂに与えられ
る。別の単極２切換えスイッチ２４もまたコントローラ
１６により制御され、メモリ２２ａおよび２２ｂの出力
をデータ路２６を介して図のエラー符号化ブロック（er
ror coding block）２８に結合する。スイッチ２４はス
イッチ１８と協働して「ピンポン」の名で知られる方法
で、交互にメモリ２２ａおよび２２ｂへの書き込みおよ
びこれらからの読み取りが行われるよう、制御される。
【０００７】スイッチ２４の図示した位置においては、
メモリ２２ｂがコントローラ１６の制御の下に読み取ら
れてその中に格納されているデータ情報のバーストがエ
ラー符号化ブロック２８に与えられ、エラー符号化ブロ
ック２８は、そのデータを符号化し、それを時間分割マ
ルチプレクサ（ＭＰＸ）ブロック３０に与える。コント
ローラ１６はまた情報データの各バーストに関連する既
定のプリアンブルを発生するプリアンブル発生器３２を
制御する。マルチプレクサブロック３０はそのプリアン
ブルと符号化した情報データとを結合し、多重化した信
号をデータ路３４を介してＭＳＫ変換器３６に与える。
ＭＳＫ変換器３６はそれらの信号をキャリアに変調す
る。変調されたＭＳＫ信号は、プリアンブルおよび情報
データを表すＭＳＫ記号（MSK symbol）を含んでおり、
データ路３８を通して上方変換器４０に与えられる。こ
の上方変換器４０は変調済み周波数を、ローカル発振器
４２の周波数によって設定される周波数まで上方変換す
る。上型変換されたデータは上方変換器４０からアンテ
ナ４４に与えられ、アンテナ４４がその信号を矢印４６
で示すように送信する。
メモリ２２ｂがコントローラ１６の制御の下に読み取ら
れてその中に格納されているデータ情報のバーストがエ
ラー符号化ブロック２８に与えられ、エラー符号化ブロ
ック２８は、そのデータを符号化し、それを時間分割マ
ルチプレクサ（ＭＰＸ）ブロック３０に与える。コント
ローラ１６はまた情報データの各バーストに関連する既
定のプリアンブルを発生するプリアンブル発生器３２を
制御する。マルチプレクサブロック３０はそのプリアン
ブルと符号化した情報データとを結合し、多重化した信
号をデータ路３４を介してＭＳＫ変換器３６に与える。
ＭＳＫ変換器３６はそれらの信号をキャリアに変調す
る。変調されたＭＳＫ信号は、プリアンブルおよび情報
データを表すＭＳＫ記号（MSK symbol）を含んでおり、
データ路３８を通して上方変換器４０に与えられる。こ
の上方変換器４０は変調済み周波数を、ローカル発振器
４２の周波数によって設定される周波数まで上方変換す
る。上型変換されたデータは上方変換器４０からアンテ
ナ４４に与えられ、アンテナ４４がその信号を矢印４６
で示すように送信する。
【０００８】図２は本発明の実施例において、図１のＭ
ＳＫ変換器３６の出力端におけるプリアンブルの情報デ
ータに対する関係を示す。図２においてプリアンブルの
第１部分は１０８ビットに等しい長さを有する持続波
（continuous wave)（ＣＷ）部分２１０である。ＣＷ部
分２１０に続くメッセージ開始（start-of-message)
（ＳＯＭ）部分２１２は２１６ビットの長さを有する。
ＳＯＭ部分２１２に続いて情報データ部分２１４がある
長さを有するが、その長さは固定長または当該情報バー
スト長に応じた可変長にすることができる。図２に同様
に示してあるように、メッセージ開始部分２１２は２０
ワード分の長さを有するビット／ワード同期部分２１６
を含む。その後に９ワード分の長さを有するメッセージ
同期部分（messege sync portion）２１８が続く。図２
に示すようにこのメッセージ開始部分はまた、オーダー
ワイヤ（order wire, OW）部分２２０を含み、この部分
は本発明に特に関係せず、情報信号の一部とみなすこと
ができる。ビット／ワード同期部分２１６およびプリア
ンブルのメッセージ同期部分２１８の各ワードは７ビッ
トを有する。その結果ビット／ワード同期分およびメッ
セージ同期部分は一体となって２９ワードを表し、その
各々が７ビットシーケンスであり、全部で２０３ビット
となる。図２のプリアンブルのビット／ワード同期部分
２１６の２０ワードの各々はＡ0で示される同一のワー
ドである。好ましくはビット／ワード同期部分２１６の
各ワードのビットは、バーカーシーケンス（Barker seq
uence）を利用する等によって低い自己相関をもつよう
に選択される。ワードあたり７ビットである場合は７ビ
ットバーカーシーケンスＡ0＝１１１-１-１１-１を使用
することができる。メッセージ同期部分２１８のワード
は７ビットバーカーシーケンスＡ4、Ａ2、Ａ5、Ａ3、Ａ
5、Ａ2、Ａ4、Ａ0、Ａ0の循環シフト（cyclic shifts）
の中から選択される。ここでＡiはＡ0をｉビットだけ左
に循環シフトさせたものである。例えばＡ2は１-１-１
１-１１１に等しい。
ＳＫ変換器３６の出力端におけるプリアンブルの情報デ
ータに対する関係を示す。図２においてプリアンブルの
第１部分は１０８ビットに等しい長さを有する持続波
（continuous wave)（ＣＷ）部分２１０である。ＣＷ部
分２１０に続くメッセージ開始（start-of-message)
（ＳＯＭ）部分２１２は２１６ビットの長さを有する。
ＳＯＭ部分２１２に続いて情報データ部分２１４がある
長さを有するが、その長さは固定長または当該情報バー
スト長に応じた可変長にすることができる。図２に同様
に示してあるように、メッセージ開始部分２１２は２０
ワード分の長さを有するビット／ワード同期部分２１６
を含む。その後に９ワード分の長さを有するメッセージ
同期部分（messege sync portion）２１８が続く。図２
に示すようにこのメッセージ開始部分はまた、オーダー
ワイヤ（order wire, OW）部分２２０を含み、この部分
は本発明に特に関係せず、情報信号の一部とみなすこと
ができる。ビット／ワード同期部分２１６およびプリア
ンブルのメッセージ同期部分２１８の各ワードは７ビッ
トを有する。その結果ビット／ワード同期分およびメッ
セージ同期部分は一体となって２９ワードを表し、その
各々が７ビットシーケンスであり、全部で２０３ビット
となる。図２のプリアンブルのビット／ワード同期部分
２１６の２０ワードの各々はＡ0で示される同一のワー
ドである。好ましくはビット／ワード同期部分２１６の
各ワードのビットは、バーカーシーケンス（Barker seq
uence）を利用する等によって低い自己相関をもつよう
に選択される。ワードあたり７ビットである場合は７ビ
ットバーカーシーケンスＡ0＝１１１-１-１１-１を使用
することができる。メッセージ同期部分２１８のワード
は７ビットバーカーシーケンスＡ4、Ａ2、Ａ5、Ａ3、Ａ
5、Ａ2、Ａ4、Ａ0、Ａ0の循環シフト（cyclic shifts）
の中から選択される。ここでＡiはＡ0をｉビットだけ左
に循環シフトさせたものである。例えばＡ2は１-１-１
１-１１１に等しい。
【０００９】図３は本発明に基づく受信器３１０の簡単
なブロック線図である。図３で送信された信号４６はア
ンテナ３４４により受信される。受信された信号は次式
により表される。
なブロック線図である。図３で送信された信号４６はア
ンテナ３４４により受信される。受信された信号は次式
により表される。
【００１０】
【式１】
【００１１】ここでＴはチャンネルビット持続時間、fc
はキャリア周波数、θは未知信号位相、ＡI（ｔ）およ
びＡQ（ｔ）はそれぞれ奇数および偶数の送信されたビ
ットシーケンスである。パラメーターＳはＳ＝ＲＥb／
Ｔで与えられる信号パワーである。ただしＲはＦＥＣコ
ード速度（FEC code rate）であり、Ｅbは１データビッ
トあたりのエネルギーである。量ｎ（ｔ）は受信したノ
イズプロセスで、これは通常、片側にスペクトル密度を
もつ加算可能な白色ガウスノイズ（white Gaussian noi
se)（ＡＷＧＮ）でモデル化される。
はキャリア周波数、θは未知信号位相、ＡI（ｔ）およ
びＡQ（ｔ）はそれぞれ奇数および偶数の送信されたビ
ットシーケンスである。パラメーターＳはＳ＝ＲＥb／
Ｔで与えられる信号パワーである。ただしＲはＦＥＣコ
ード速度（FEC code rate）であり、Ｅbは１データビッ
トあたりのエネルギーである。量ｎ（ｔ）は受信したノ
イズプロセスで、これは通常、片側にスペクトル密度を
もつ加算可能な白色ガウスノイズ（white Gaussian noi
se)（ＡＷＧＮ）でモデル化される。
【００１２】受信した信号は下方変換器３４０に与えら
れ、下方変換器３４０はローカル発振器３４２からロー
カル発振器信号の同位相成分（Ｉ）および直角成分
（Ｑ）を受信する。ローカル発振器３４２は図１のロー
カル発振器４２と異り、また異なる環境にあり、また、
異なる電源から作動電圧が与えられるのでその周波数は
一般的にローカル発振器４２とは異なる。下方変換器３
４０によって信号路３１２に下方変換信号が出力される
ことによって、ＭＳＫキャリア中に位相ドリフトまたは
位相エラー成分が含まれる。
れ、下方変換器３４０はローカル発振器３４２からロー
カル発振器信号の同位相成分（Ｉ）および直角成分
（Ｑ）を受信する。ローカル発振器３４２は図１のロー
カル発振器４２と異り、また異なる環境にあり、また、
異なる電源から作動電圧が与えられるのでその周波数は
一般的にローカル発振器４２とは異なる。下方変換器３
４０によって信号路３１２に下方変換信号が出力される
ことによって、ＭＳＫキャリア中に位相ドリフトまたは
位相エラー成分が含まれる。
【００１３】さらに特定すると、この下方変換器は、次
式で表される同位相基底アナログ信号（in-phase baseb
and analog signals）
式で表される同位相基底アナログ信号（in-phase baseb
and analog signals）
【００１４】
【式２】 と、次式で表される直角基底アナログ信号（quadrature
baseband analog signals）
baseband analog signals）
【００１５】
【式３】 とを発生する。ここで△ｆはキャリア周波数の推定にお
けるエラーであり、ＬＰＦは高周波の項または成分を除
去するローパス濾波を表す。
けるエラーであり、ＬＰＦは高周波の項または成分を除
去するローパス濾波を表す。
【００１６】図２において、下方変換されたｘ（ｔ）お
よびｙ（ｔ）バースト信号はデータ路３１２からアナロ
グ−デジタル変換器（analog-to-digital converter)
（ＡＤＣ）３１４に与えられる。アナログ−デジタル変
換器３１４は到来する信号を標本化し、さらに、その到
来する信号の１ビットあたり少なくとも２つ、好ましく
は４つ以上の速さでデジタル信号サンプルを生じさせ
る。１ビットあたり４個のサンプルを生じるサンプル率
は１ＭＳＫ記号あたり８サンプルに相当する。
よびｙ（ｔ）バースト信号はデータ路３１２からアナロ
グ−デジタル変換器（analog-to-digital converter)
（ＡＤＣ）３１４に与えられる。アナログ−デジタル変
換器３１４は到来する信号を標本化し、さらに、その到
来する信号の１ビットあたり少なくとも２つ、好ましく
は４つ以上の速さでデジタル信号サンプルを生じさせ
る。１ビットあたり４個のサンプルを生じるサンプル率
は１ＭＳＫ記号あたり８サンプルに相当する。
【００１７】この標本化されたデジタル信号はデータ路
３１６を通してアナログ−デジタル変換器３１４からメ
モリ（ＲＡＭ）３１８に入力され、この中にプリアンブ
ルのメッセージ開始部分および情報データを含むバース
ト信号全体が格納される。プリアンブルのＣＷ部分は直
接に周波数捕捉装置（frequency aquisition）３２０に
与えられる。周波数捕捉装置３２０は受信キャリア周波
数近くにローカル発振器３４２の周波数を調節する。メ
モリ３１８および周波数捕捉装置３２０はプリアンブル
処理装置３２８の一部である。
３１６を通してアナログ−デジタル変換器３１４からメ
モリ（ＲＡＭ）３１８に入力され、この中にプリアンブ
ルのメッセージ開始部分および情報データを含むバース
ト信号全体が格納される。プリアンブルのＣＷ部分は直
接に周波数捕捉装置（frequency aquisition）３２０に
与えられる。周波数捕捉装置３２０は受信キャリア周波
数近くにローカル発振器３４２の周波数を調節する。メ
モリ３１８および周波数捕捉装置３２０はプリアンブル
処理装置３２８の一部である。
【００１８】一般に、受信した信号の周波数と同一にな
るようにローカル発振器３４２の周波数を調節すること
はできない。その結果、ＭＳＫキャリアの実効位相は位
相前進成分（phse progression component）を含む。図
３のメモリ３１８内に格納されている情報はこの時間変
化位相エラーの影響を含む。
るようにローカル発振器３４２の周波数を調節すること
はできない。その結果、ＭＳＫキャリアの実効位相は位
相前進成分（phse progression component）を含む。図
３のメモリ３１８内に格納されている情報はこの時間変
化位相エラーの影響を含む。
【００１９】タイミング取得ブロック３２２は図３のＲ
ＡＭ３１８およびＲＯＭメモリ３２６に結合されてい
る。ＲＯＭ３２６は図２のプリアンブル開始部分２１２
のレプリカと等価な情報を予めロードされており、この
情報は７ビットからなる各ビット／ワード同期部分２１
６およびメッセージ同期部分２１８の２９個のシーケン
スすべてを含む。ビット／ワードタイミングブロック３
２２は、後述するようにメモリ３１８から得られるメッ
セージのビット／ワード同期部分をＲＯＭ３２６から得
られる格納済み情報と比較する。その結果生じたビット
およびタイミング情報は次いで位相変化推定ブロック３
２４で利用される。このブロック３２４ではメモリ３１
８から受信した情報の格納済みコピーがさらにＲＯＭ３
２６から得られるプリアンブルの格納済みレプリカと比
較され、（ａ）受信した信号のメッセージ開始部分の始
まりにおけるＭＳＫキャリアの位相および（ｂ）メッセ
ージプリアンブルにわたる１ビットあたりの位相変化、
さらに特定するとプリアンブルのメッセージ同期部分お
よびビット／ワード同期部分にわたる位相変化、の推定
値を決定しあるいは形成する。その結果生じた位相情報
はデータ路３２９を通して位相トラッキングブロック３
３０に印加され、位相トラッキングブロック３３０は
「ＳＯＭの開始」位相を、１ビットあたりの位相変化情
報と結合し、復調キャリアを生ずる。この復調キャリア
は格納済みデータとともにコヒーレントＭＳＫ復調器３
３２に与えられる。コヒーレントＭＳＫ復調器３３２で
ビット決定（bit decision）が行われる。この決定は、
ＭＳＫキャリア位相のデータ方向を許容するため、位相
トラッキングブロック３３０に与えられる。この復調の
結果はさらに処理するため、復号ブロック３３４にも印
加される。
ＡＭ３１８およびＲＯＭメモリ３２６に結合されてい
る。ＲＯＭ３２６は図２のプリアンブル開始部分２１２
のレプリカと等価な情報を予めロードされており、この
情報は７ビットからなる各ビット／ワード同期部分２１
６およびメッセージ同期部分２１８の２９個のシーケン
スすべてを含む。ビット／ワードタイミングブロック３
２２は、後述するようにメモリ３１８から得られるメッ
セージのビット／ワード同期部分をＲＯＭ３２６から得
られる格納済み情報と比較する。その結果生じたビット
およびタイミング情報は次いで位相変化推定ブロック３
２４で利用される。このブロック３２４ではメモリ３１
８から受信した情報の格納済みコピーがさらにＲＯＭ３
２６から得られるプリアンブルの格納済みレプリカと比
較され、（ａ）受信した信号のメッセージ開始部分の始
まりにおけるＭＳＫキャリアの位相および（ｂ）メッセ
ージプリアンブルにわたる１ビットあたりの位相変化、
さらに特定するとプリアンブルのメッセージ同期部分お
よびビット／ワード同期部分にわたる位相変化、の推定
値を決定しあるいは形成する。その結果生じた位相情報
はデータ路３２９を通して位相トラッキングブロック３
３０に印加され、位相トラッキングブロック３３０は
「ＳＯＭの開始」位相を、１ビットあたりの位相変化情
報と結合し、復調キャリアを生ずる。この復調キャリア
は格納済みデータとともにコヒーレントＭＳＫ復調器３
３２に与えられる。コヒーレントＭＳＫ復調器３３２で
ビット決定（bit decision）が行われる。この決定は、
ＭＳＫキャリア位相のデータ方向を許容するため、位相
トラッキングブロック３３０に与えられる。この復調の
結果はさらに処理するため、復号ブロック３３４にも印
加される。
【００２０】図３は離散的プロセッサブロック３２２、
３２４、および３３０等を例示するが、これらのブロッ
クおよび他のブロックは公知の方法でソフトウェア制御
された単一のプロセッサに統合することができる。
３２４、および３３０等を例示するが、これらのブロッ
クおよび他のブロックは公知の方法でソフトウェア制御
された単一のプロセッサに統合することができる。
【００２１】図３のブロック３２２は受信した信号の格
納済みＩサンプルおよびＱサンプルを、ＲＯＭ３２６に
より与えられるＳＯＭのビット／ワード同期部分の２０
個の同一ワードの１つのレプリカと反復的に相関付ける
ことにより、ビットおよびワードのタイミングを評価す
る。相関ウインドウは１サンプル間隔に相当する時間周
期だけ正または負の方向に前進される。１ビットあたり
４サンプルを取るとき、かつプリアンブルのビット／ワ
ード同期部分の２０ワードの各々に７ビットがあるとき
は、各ワード毎に全部で２８個の相関が取られる。１ワ
ードについて取った２８個の相関の各々が次のワードの
相応する相関に加算される。２８個の相関を計算すると
共にそれを累積された相関に加算するこのプロセスは、
相関ピークが明確に同定されるまで続く。最大の相関ピ
ークは正しいビットおよびワードタイミングを、１サン
プル間隔の精度で示す。ビットおよびワードのタイミン
グは上述した相関によって確立されるが、ＳＯＭの開始
時刻はまだ確立されない。
納済みＩサンプルおよびＱサンプルを、ＲＯＭ３２６に
より与えられるＳＯＭのビット／ワード同期部分の２０
個の同一ワードの１つのレプリカと反復的に相関付ける
ことにより、ビットおよびワードのタイミングを評価す
る。相関ウインドウは１サンプル間隔に相当する時間周
期だけ正または負の方向に前進される。１ビットあたり
４サンプルを取るとき、かつプリアンブルのビット／ワ
ード同期部分の２０ワードの各々に７ビットがあるとき
は、各ワード毎に全部で２８個の相関が取られる。１ワ
ードについて取った２８個の相関の各々が次のワードの
相応する相関に加算される。２８個の相関を計算すると
共にそれを累積された相関に加算するこのプロセスは、
相関ピークが明確に同定されるまで続く。最大の相関ピ
ークは正しいビットおよびワードタイミングを、１サン
プル間隔の精度で示す。ビットおよびワードのタイミン
グは上述した相関によって確立されるが、ＳＯＭの開始
時刻はまだ確立されない。
【００２２】一旦ＲＯＭ３２６内のプリアンブル情報と
メモリ３１８内に格納されている受信済みのプリアンブ
ルとの間の正しいビット／ワードタイミング関係が知れ
ると、図２のメッセージ同期部分２１８の開始時刻を確
立することができる。これは格納されている受信済みメ
ッセージ同期信号をＲＯＭ３２６内のメッセージ同期信
号の格納済みレプリカに相関付けることにより達成され
る。ビット／ワードタイミングがすでに確立されている
ので、メッセージ同期検出のための相関付けが各ワード
境界で行われる。そして相関ウインドウが１度に１ワー
ドだけ前進される。ＳＯＭのメッセージ同期部分は９ワ
ードを有し、その各々が７ビットを有する。メッセージ
同期相関は９個の相関の和であり、その各々が７ビット
長である。メッセージ同期相関ピークの最大値がメッセ
ージ同期部分のタイミングを同定する。
メモリ３１８内に格納されている受信済みのプリアンブ
ルとの間の正しいビット／ワードタイミング関係が知れ
ると、図２のメッセージ同期部分２１８の開始時刻を確
立することができる。これは格納されている受信済みメ
ッセージ同期信号をＲＯＭ３２６内のメッセージ同期信
号の格納済みレプリカに相関付けることにより達成され
る。ビット／ワードタイミングがすでに確立されている
ので、メッセージ同期検出のための相関付けが各ワード
境界で行われる。そして相関ウインドウが１度に１ワー
ドだけ前進される。ＳＯＭのメッセージ同期部分は９ワ
ードを有し、その各々が７ビットを有する。メッセージ
同期相関は９個の相関の和であり、その各々が７ビット
長である。メッセージ同期相関ピークの最大値がメッセ
ージ同期部分のタイミングを同定する。
【００２３】メッセージ開始のワード／同期部分の持続
時間はわかっている。したがってビット／ワード同期化
部分の開始時刻は、前に決定したプリアンブルメッセー
ジ開始部分のメッセージ同期部分の開始時刻から、ビッ
ト／ワード同期化部分の既知持続時間を減算することに
より、１サンプル間隔の精度で決定される。
時間はわかっている。したがってビット／ワード同期化
部分の開始時刻は、前に決定したプリアンブルメッセー
ジ開始部分のメッセージ同期部分の開始時刻から、ビッ
ト／ワード同期化部分の既知持続時間を減算することに
より、１サンプル間隔の精度で決定される。
【００２４】図３のブロック３２２に示し、上述したよ
うにおいてビット、ワードおよびメッセージのタイミン
グが決定されているので、ＭＳＫ記号位相捕捉プロセス
を始めることができる。本発明の特徴の一つとして、位
相捕捉およびトラッキングが図３のブロック３２４にお
いて開始されるが、これは一般的に１ビットあたりの位
相変化および信号位相θを推定することにより、またバ
ースト通信のＳＯＭ部分２１２および情報データ部分２
１４の期間中、信号位相のトラッキングを助けるように
△bを与えることによって開始される。
うにおいてビット、ワードおよびメッセージのタイミン
グが決定されているので、ＭＳＫ記号位相捕捉プロセス
を始めることができる。本発明の特徴の一つとして、位
相捕捉およびトラッキングが図３のブロック３２４にお
いて開始されるが、これは一般的に１ビットあたりの位
相変化および信号位相θを推定することにより、またバ
ースト通信のＳＯＭ部分２１２および情報データ部分２
１４の期間中、信号位相のトラッキングを助けるように
△bを与えることによって開始される。
【００２５】上述したように、ＳＯＭキャリア周波数の
推定のエラーがゼロでないときは信号位相がドリフトす
る。ある周波数同期化技術を使うと周波数エラーは０．
０１／Ｔとなる。ここでＴは受信した１ビットの持続時
間であり、これは信号−ノイズ比が４ｄＢのときは３．
６°／ビットに相当する。
推定のエラーがゼロでないときは信号位相がドリフトす
る。ある周波数同期化技術を使うと周波数エラーは０．
０１／Ｔとなる。ここでＴは受信した１ビットの持続時
間であり、これは信号−ノイズ比が４ｄＢのときは３．
６°／ビットに相当する。
【００２６】上記の相関は記号相関ブロック３１９内で
とられる。標本採取時刻ｊにおいて評価される相関ＸＣ
ＯＲＲは次式
とられる。標本採取時刻ｊにおいて評価される相関ＸＣ
ＯＲＲは次式
【００２７】
【式４】 で定義される。ここにｘiはｉ番目の標本採取時刻にお
けるｘ（ｔ）の値であり、因子「４」があるので総和は
各ビットにおける対応の標本採取時刻において取る。ま
たＳiはＭＳＫパルスの振幅 Ｓi ＝ sin（i π/8 ＋ π/16 ） （５） である。同様にして直角記号相関ＹＣＯＲＲは
けるｘ（ｔ）の値であり、因子「４」があるので総和は
各ビットにおける対応の標本採取時刻において取る。ま
たＳiはＭＳＫパルスの振幅 Ｓi ＝ sin（i π/8 ＋ π/16 ） （５） である。同様にして直角記号相関ＹＣＯＲＲは
【００２８】
【式５】 と定義される。これらの相関は格納済みＩサンプルおよ
びＱサンプルを、ＲＯＭ３２６内に格納されているＭＳ
Ｋ記号のテンプレートＳiと相関付けることにより行わ
れる。上述した相関におけると同様、相関ウインドウは
各反復毎に前進されるが、１サンプル間隔分でなくプリ
アンブルの１ビット分だけ前進される。これがＮ対のＸ
ＣＯＲＲおよびＹＣＯＲＲ値を生じる。ここにＮは図２
のメッセージ開始部分２１２および情報データ部分２１
４におけるビット数である。これらの値は、位相変化推
定ブロック３２４、位相トラッキングブロック３３０お
よびコヒーレントＭＳＫ復調ブロック３３２で使用しで
きるようにするため、位相変化推定ブロック３１９に格
納される。
びＱサンプルを、ＲＯＭ３２６内に格納されているＭＳ
Ｋ記号のテンプレートＳiと相関付けることにより行わ
れる。上述した相関におけると同様、相関ウインドウは
各反復毎に前進されるが、１サンプル間隔分でなくプリ
アンブルの１ビット分だけ前進される。これがＮ対のＸ
ＣＯＲＲおよびＹＣＯＲＲ値を生じる。ここにＮは図２
のメッセージ開始部分２１２および情報データ部分２１
４におけるビット数である。これらの値は、位相変化推
定ブロック３２４、位相トラッキングブロック３３０お
よびコヒーレントＭＳＫ復調ブロック３３２で使用しで
きるようにするため、位相変化推定ブロック３１９に格
納される。
【００２９】プリアンブルのＳＯＭ部分に対する記号相
関は７ビットシーケンスの持続期間にわたりコヒーレン
ト結合され、ワード相関を形成する。このワード相関部
分は位相変化推定ブロック３２４によって行われる。図
２のワードＡ0のビットシーケンス１１１-１-１１-１を
考えよう。同位相および直角チャンネルビットシーケン
スはＡI＝１１-１-１およびＡQ＝１-１１である。送信
された７個のＭＳＫ記号のシーケンスは極性＋＋−＋−
＋＋を有し、Ｐ（０）＝１１-１１-１１１と表される。
同様にシーケンスＡM（ただしＭ＝２,３,４および５）
を決定することができる。Ａ1およびＡ6はＳＯＭに使用
されないことに注意されたい。ワード相関がシーケンス
Ｍに対するものでサンプルｋで始まると仮定しよう。図
３のブロック３２４は、プリアンブルのメッセージ開始
部分の各ワードに対するそれぞれ未調整同位相ワード相
関および直角ワード相関ＺcおよびＺs
関は７ビットシーケンスの持続期間にわたりコヒーレン
ト結合され、ワード相関を形成する。このワード相関部
分は位相変化推定ブロック３２４によって行われる。図
２のワードＡ0のビットシーケンス１１１-１-１１-１を
考えよう。同位相および直角チャンネルビットシーケン
スはＡI＝１１-１-１およびＡQ＝１-１１である。送信
された７個のＭＳＫ記号のシーケンスは極性＋＋−＋−
＋＋を有し、Ｐ（０）＝１１-１１-１１１と表される。
同様にシーケンスＡM（ただしＭ＝２,３,４および５）
を決定することができる。Ａ1およびＡ6はＳＯＭに使用
されないことに注意されたい。ワード相関がシーケンス
Ｍに対するものでサンプルｋで始まると仮定しよう。図
３のブロック３２４は、プリアンブルのメッセージ開始
部分の各ワードに対するそれぞれ未調整同位相ワード相
関および直角ワード相関ＺcおよびＺs
【００３０】
【式６】
【００３１】
【式７】 を決定する。ここにＰ（Ｍ,ｊ）はＰ（Ｍ）のｊ番成分
で、因子８は１ＭＳＫ記号あたりのサンプル数である。
で、因子８は１ＭＳＫ記号あたりのサンプル数である。
【００３２】方程式（７）は各ワード内の４個の偶数番
ビットのＭＳＫ記号パルス極性をＸＣＯＲＲに乗じた積
の和を表し、この和から当該ワード内の３個の奇数番ビ
ットのＭＳＫ記号極性をＹＣＯＲＲに乗じた積が減算さ
れる。各ワードの第１ビットはゼロと付番される。
ビットのＭＳＫ記号パルス極性をＸＣＯＲＲに乗じた積
の和を表し、この和から当該ワード内の３個の奇数番ビ
ットのＭＳＫ記号極性をＹＣＯＲＲに乗じた積が減算さ
れる。各ワードの第１ビットはゼロと付番される。
【００３３】同位相および直角ワード相関ＲcおよびＲs
はそれぞれ、cos θおよびsin θに比例するが、ここに
θは推定すべき信号位相であり、ＺcおよびＺsに関連す
る。ビット／ワード同期部分２１６の第１ワードに相当
するビットシーケンス（すなわちシーケンス０）に対し
ては、Ｒc＝ＺsおよびＲs＝Ｚsである。ビット／ワード
同期部分２１０の第２ワードに対応するビットのシーケ
ンス（すなわちシーケンス１）については、ＡIおよび
ＡQが反転され、Ｒc＝ＺsおよびＲs＝−Ｚcである。こ
こに負符号はＭＳＫキャリアがπラジアンの奇数倍に等
しい位相シフトを経験した結果としてシーケンス０の終
わりに生じたπラジアンの位相シフトを意味する。同様
にしてプリアンブルのメッセージ開始部分２１２内の２
９ワードのビットシーケンス各々に対するＲcおよびＲs
の値が表１に掲載してある。ここでＭ４はプリアンブル
の始まりからワードの始まりまでモジュロ４で計数した
ビット数であり、現在ワードのビット数を計数するもの
ではない。
はそれぞれ、cos θおよびsin θに比例するが、ここに
θは推定すべき信号位相であり、ＺcおよびＺsに関連す
る。ビット／ワード同期部分２１６の第１ワードに相当
するビットシーケンス（すなわちシーケンス０）に対し
ては、Ｒc＝ＺsおよびＲs＝Ｚsである。ビット／ワード
同期部分２１０の第２ワードに対応するビットのシーケ
ンス（すなわちシーケンス１）については、ＡIおよび
ＡQが反転され、Ｒc＝ＺsおよびＲs＝−Ｚcである。こ
こに負符号はＭＳＫキャリアがπラジアンの奇数倍に等
しい位相シフトを経験した結果としてシーケンス０の終
わりに生じたπラジアンの位相シフトを意味する。同様
にしてプリアンブルのメッセージ開始部分２１２内の２
９ワードのビットシーケンス各々に対するＲcおよびＲs
の値が表１に掲載してある。ここでＭ４はプリアンブル
の始まりからワードの始まりまでモジュロ４で計数した
ビット数であり、現在ワードのビット数を計数するもの
ではない。
【００３４】 表 １シーケンス Ｍ４ Ｒ c Ｒ s ０, ４, ８, ．．２４, ２８ ０ Ｚc Ｚs １, ５, ９, ．．．２５ ３ Ｚs −Ｚc ２, ６, １０, ．．．２６ ２ −Ｚc −Ｚs ３, ７, １１, ．．．２７ １ −Ｚs Ｚc １ビットあたりの位相ドリフト△bは、ワードの各７ビ
ットバーカーシーケンスの位相の決定、隣接するビット
シーケンスの位相推定値の差異の計算、および総ての推
定位相差の平均の計算により推定される。７ビットバー
カーシーケンスの位相の推定値は当該シーケンスの中央
ビット（第４ビット）の位相θの推定値と定義される。
ットバーカーシーケンスの位相の決定、隣接するビット
シーケンスの位相推定値の差異の計算、および総ての推
定位相差の平均の計算により推定される。７ビットバー
カーシーケンスの位相の推定値は当該シーケンスの中央
ビット（第４ビット）の位相θの推定値と定義される。
【００３５】
【式８】 （尚、これ以後、都合上「θ＾」という記号を用いる
が、この記号は上記の式（９）で用いられるようにθの
頭上に＾を重ねて表記した１つの記号を表すものとす
る。）ここにθ＾はＲcおよびＲsの符号を考慮すると−
πからπまでの範囲にわたり変化することができること
がわかる。
が、この記号は上記の式（９）で用いられるようにθの
頭上に＾を重ねて表記した１つの記号を表すものとす
る。）ここにθ＾はＲcおよびＲsの符号を考慮すると−
πからπまでの範囲にわたり変化することができること
がわかる。
【００３６】７ビットワードあたりの位相変化率は
【００３７】
【式９】 であり、ここにθ＾iはワードｉの推定位相である。こ
こにＳＯＭの第１ワードについてはｉ＝０である。下に
説明するように、ワード２８は位相変化の推定に使用さ
れない。
こにＳＯＭの第１ワードについてはｉ＝０である。下に
説明するように、ワード２８は位相変化の推定に使用さ
れない。
【００３８】位相△sの推定位相変化率はバイアスされ
ていない。すなわち隣接するビットの極性の効果に起因
するバイアスを受けない。他のメッセージ開始シーケン
スを選択すれば補正が必要なバイアスを生ずることがあ
る。ワード２８が使用されないのは、これが位相変化推
定にバイアスを導入することになるからである。
ていない。すなわち隣接するビットの極性の効果に起因
するバイアスを受けない。他のメッセージ開始シーケン
スを選択すれば補正が必要なバイアスを生ずることがあ
る。ワード２８が使用されないのは、これが位相変化推
定にバイアスを導入することになるからである。
【００３９】１シーケンスあたり７ビットあるので、１
ビットあたりの位相変化率は △b ＝ △s/７ （11） である。
ビットあたりの位相変化率は △b ＝ △s/７ （11） である。
【００４０】コンピューターシミュレーションが示すと
ころによれば、△ｆ＝０．０２／ＴおよびＥb／Ｎ0＝４
ｄＢの場合、△b は精度約０．１°で推定することがで
きる。位相変化率の推定ができれば周波数のいっそう良
好な推定を得ることができる。コンピューターシミュレ
ーションでは△ｆを０．０００３／Ｔまで低減できる。
ころによれば、△ｆ＝０．０２／ＴおよびＥb／Ｎ0＝４
ｄＢの場合、△b は精度約０．１°で推定することがで
きる。位相変化率の推定ができれば周波数のいっそう良
好な推定を得ることができる。コンピューターシミュレ
ーションでは△ｆを０．０００３／Ｔまで低減できる。
【００４１】△bの推定値は図３の位相トラッキングブ
ロック３３０に印加され、信号位相トラッキングの助け
とされる。初期ＭＳＫキャリア位相推定値はθ＾0で、
これは位相変化の推定に関して上に計算したワード位相
推定値である。この位相推定値は図４に関して以下に説
明するように、メッセージ開始および２次位相トラッキ
ングループを利用して、精密化される。トラッキング期
間中、信号位相の推定値は１ビットあたり△b（正また
は負）だけ増大される。△bは１ビットあたり０．１°
の精度を有するので、捕捉し追跡したＭＳＫキャリア信
号位相は高々１ビットあたり０．１°だけ変化する。そ
のような小さな未補償の位相変化率は、ＦＥＣ符号化し
たシステムで通常得られる良好な位相推定性能を低信号
／ノイズ比で達成できる程度に、ループ帯域を低減す
る。
ロック３３０に印加され、信号位相トラッキングの助け
とされる。初期ＭＳＫキャリア位相推定値はθ＾0で、
これは位相変化の推定に関して上に計算したワード位相
推定値である。この位相推定値は図４に関して以下に説
明するように、メッセージ開始および２次位相トラッキ
ングループを利用して、精密化される。トラッキング期
間中、信号位相の推定値は１ビットあたり△b（正また
は負）だけ増大される。△bは１ビットあたり０．１°
の精度を有するので、捕捉し追跡したＭＳＫキャリア信
号位相は高々１ビットあたり０．１°だけ変化する。そ
のような小さな未補償の位相変化率は、ＦＥＣ符号化し
たシステムで通常得られる良好な位相推定性能を低信号
／ノイズ比で達成できる程度に、ループ帯域を低減す
る。
【００４２】１ビットあたりの推定位相変化（△b）お
よびワード０の推定位相値（θ＾0））は、図３のデー
タ路３２９を通して位相変化推定ブロック３２４から位
相トラッキングブロック３３０に送られる。
よびワード０の推定位相値（θ＾0））は、図３のデー
タ路３２９を通して位相変化推定ブロック３２４から位
相トラッキングブロック３３０に送られる。
【００４３】図４の簡単なブロック線図は本発明に基づ
く位相トラッキングループを示すが、これは図３の位相
トラッキングブロック３３０である。記号相関ブロック
３１９により計算されかつその中に格納されているＸＣ
ＯＲＲおよびＹＣＯＲＲの値は、図４において、現在ビ
ットの推定信号位相φkとともにエラー信号発生器４１
０に印加される。初めメッセージ開始データのみがキャ
リア位相捕捉に使用される。ブロック４１０は前に決定
したＸＣＯＲＲおよびＹＣＯＲＲの値を使用して信号ｒ
cおよびｒsを形成する。これらの信号はそれぞれ位相△
θのサインおよびコサインに関連する。ビット計数（co
unt ）が偶数であるときは ｒc ＝ ＸＣＯＲＲ cosφk ＋ ＹＣＯＲＲ sinφk ｒs ＝ ＹＣＯＲＲ cosφk − ＸＣＯＲＲ sinφk （12） であり、ビット計数が奇数であるときは、 ｒc ＝ −ＹＣＯＲＲ cosφk ＋ ＸＣＯＲＲ sinφk ｒs ＝ ＸＣＯＲＲ cos φk − ＹＣＯＲＲ sinφk （13） である。ここにφk は現在の推定キャリア位相である。
ビット計数はＳＯＭの第１ビットで始まる。
く位相トラッキングループを示すが、これは図３の位相
トラッキングブロック３３０である。記号相関ブロック
３１９により計算されかつその中に格納されているＸＣ
ＯＲＲおよびＹＣＯＲＲの値は、図４において、現在ビ
ットの推定信号位相φkとともにエラー信号発生器４１
０に印加される。初めメッセージ開始データのみがキャ
リア位相捕捉に使用される。ブロック４１０は前に決定
したＸＣＯＲＲおよびＹＣＯＲＲの値を使用して信号ｒ
cおよびｒsを形成する。これらの信号はそれぞれ位相△
θのサインおよびコサインに関連する。ビット計数（co
unt ）が偶数であるときは ｒc ＝ ＸＣＯＲＲ cosφk ＋ ＹＣＯＲＲ sinφk ｒs ＝ ＹＣＯＲＲ cosφk − ＸＣＯＲＲ sinφk （12） であり、ビット計数が奇数であるときは、 ｒc ＝ −ＹＣＯＲＲ cosφk ＋ ＸＣＯＲＲ sinφk ｒs ＝ ＸＣＯＲＲ cos φk − ＹＣＯＲＲ sinφk （13） である。ここにφk は現在の推定キャリア位相である。
ビット計数はＳＯＭの第１ビットで始まる。
【００４４】プリアンブル変調の効果はｒcおよびｒsに
ｋ番目のＭＳＫパルスの極性ｍk（これは＋１または−
１である）をｒcおよびｒsに乗じて除去される。
ｋ番目のＭＳＫパルスの極性ｍk（これは＋１または−
１である）をｒcおよびｒsに乗じて除去される。
【００４５】 ｒ′c ＝ ｍkｒc ｒ′s ＝ ｍkｒs (14） それ故、ｒ′cおよびｒ′sはそれぞれ未変調ＭＳＫキャ
リアの位相エラーのコサインおよびサインに比例する。
リアの位相エラーのコサインおよびサインに比例する。
【００４６】位相エラーの新たな推定ｅが行われる。
【００４７】
【式１０】
【００４８】ここにおいて、γはビットｂkに対し１つ
おいて隣接するビットｂk-1およびｂk+1の等しくない極
性に起因するバイアスである。ｂk-1＝ｂk+1であるとき
の値はγ＝０であり、そうでないときはγ〜０．５７で
ある。なぜならばarctan(2／π）＝０．５７ラジアンで
あるからである。バイアス項γの値は、ｒ′cが１に規
格化されているとき、かつもしも位相エラーがゼロであ
るなら、ｒ′sが２／πに等しく（ただし現在ビットｂk
が前回ビットｂk-1に等しいとする）、そうでないとき
は−２／πに等しい、ということに注意することにより
導かれる。
おいて隣接するビットｂk-1およびｂk+1の等しくない極
性に起因するバイアスである。ｂk-1＝ｂk+1であるとき
の値はγ＝０であり、そうでないときはγ〜０．５７で
ある。なぜならばarctan(2／π）＝０．５７ラジアンで
あるからである。バイアス項γの値は、ｒ′cが１に規
格化されているとき、かつもしも位相エラーがゼロであ
るなら、ｒ′sが２／πに等しく（ただし現在ビットｂk
が前回ビットｂk-1に等しいとする）、そうでないとき
は−２／πに等しい、ということに注意することにより
導かれる。
【００４９】図４のブロック４１０により生じたエラー
信号ｅは大きさが以下のループエラー信号ｅkを形成す
るように制限される。
信号ｅは大きさが以下のループエラー信号ｅkを形成す
るように制限される。
【００５０】 λ （ｅ＞λのとき） ｅk ＝ ｅ （−λ≦θ≦λのとき） （16） -λ （ｅ＜−λのとき） ここで制限値λはラジアンで表される。
【００５１】図４の発生器４１０は上述したようにｋ番
ビットに対するループエラー信号ｅkを発生する。エラ
ー信号ｅkは１ビットにわたる残留位相変化（residual
phasechange）ｆkと共にエラー信号発生器４１０からブ
ロック４１２に与えられる。ブロック４１２は２ビット
にわたる残留位相ビットの値ｇk ｇk ＝ ２ｆk-1 ＋ β1ｅk-1 ＋ β2ｅk-2 （17） を決定する。ここでｆk-1は前回のループトラバーサル
から得た格納済みの値でありβ1およびβ2は次式により
βに関係付けられるループパラメータである。
ビットに対するループエラー信号ｅkを発生する。エラ
ー信号ｅkは１ビットにわたる残留位相変化（residual
phasechange）ｆkと共にエラー信号発生器４１０からブ
ロック４１２に与えられる。ブロック４１２は２ビット
にわたる残留位相ビットの値ｇk ｇk ＝ ２ｆk-1 ＋ β1ｅk-1 ＋ β2ｅk-2 （17） を決定する。ここでｆk-1は前回のループトラバーサル
から得た格納済みの値でありβ1およびβ2は次式により
βに関係付けられるループパラメータである。
【００５２】
【式１１】
【００５３】図４のブロック４１２により発生される２
ビットにわたる残留位相変化（ｇk）はブロック４１６
に与えられる。ブロック４１６は２番先行のビット（se
condprior bit）に対して前に決定した位相推定値φk-2
と、前に決定した１ビットにわたる位相ドリフトまたは
位相変化△bと、２ビットにわたる残留位相シフト
（ｇk）との和 φk ＝ φk-2 ＋ ２△b ＋ ｇk （19） として現在ビット位相推定値φk を決定する。φk の値
は、エラー信号発生器４１０に関して上述した処理をお
こなうため、エラー信号発生器４１０に戻されると共
に、ブロック４１４にも与えられる。ブロック４１４は
次式 ｆk ＝ φk − φk-1 − △b （20） にしたがって１ビットにわたる残留位相シフトを決定す
る。この値は現在ビットと先行ビットの差であって、こ
れから前回決定した１ビットあたりの位相変化または位
相ドリフト△bが減算される。
ビットにわたる残留位相変化（ｇk）はブロック４１６
に与えられる。ブロック４１６は２番先行のビット（se
condprior bit）に対して前に決定した位相推定値φk-2
と、前に決定した１ビットにわたる位相ドリフトまたは
位相変化△bと、２ビットにわたる残留位相シフト
（ｇk）との和 φk ＝ φk-2 ＋ ２△b ＋ ｇk （19） として現在ビット位相推定値φk を決定する。φk の値
は、エラー信号発生器４１０に関して上述した処理をお
こなうため、エラー信号発生器４１０に戻されると共
に、ブロック４１４にも与えられる。ブロック４１４は
次式 ｆk ＝ φk − φk-1 − △b （20） にしたがって１ビットにわたる残留位相シフトを決定す
る。この値は現在ビットと先行ビットの差であって、こ
れから前回決定した１ビットあたりの位相変化または位
相ドリフト△bが減算される。
【００５４】図４のループは、プリアンブルのメッセー
ジ開始部分のビットから推定位相信号φkを発生する。
位相の捕捉（phase acquisition ）はプリアンブルのメ
ッセージ開始部分のビット計数３から始まる。その理由
はこの処理には現在ビットを基準とした２番先行ビッ
ト、先行ビットおよび後続ビットの位相に関する知識が
必要となるからである。位相捕捉は計数値２０２のＳＯ
Ｍビットで終了する。このビットは値が先験的に既知で
ある最終ビットである。
ジ開始部分のビットから推定位相信号φkを発生する。
位相の捕捉（phase acquisition ）はプリアンブルのメ
ッセージ開始部分のビット計数３から始まる。その理由
はこの処理には現在ビットを基準とした２番先行ビッ
ト、先行ビットおよび後続ビットの位相に関する知識が
必要となるからである。位相捕捉は計数値２０２のＳＯ
Ｍビットで終了する。このビットは値が先験的に既知で
ある最終ビットである。
【００５５】図４の２次デジタルループは減衰係数１／
◆２をもつアナログループと同様のインパルス応答を有
する。このループのノイズ帯域ＢLは、β＜＜１の場
合、ＢL〜３β／２である。
◆２をもつアナログループと同様のインパルス応答を有
する。このループのノイズ帯域ＢLは、β＜＜１の場
合、ＢL〜３β／２である。
【００５６】図４のループは初期値としてφ3＝θ0；φ
2＝θ0−△b；ｅ3＝０；ｅ2＝０に設定される。ここに
θ0は方程式９および１０に関連して述べたように、ワ
ード０の位相の推定値である。シミュレーションの示す
ところでは図４のループに使用するパラメータβの値は
β〜０．０２に近い値になるようにすべきであるが、β
が０．０２よりも◆２大きいか小さいときはビットエラ
ー率（bit error rate)（ＢＥＲ）の変化量はほんの僅
かである。β＝０．０１の値はＥb／Ｎ0＝６ｄＢのとき
ＢＥＲに２ｄＢの低下をもたらした。
2＝θ0−△b；ｅ3＝０；ｅ2＝０に設定される。ここに
θ0は方程式９および１０に関連して述べたように、ワ
ード０の位相の推定値である。シミュレーションの示す
ところでは図４のループに使用するパラメータβの値は
β〜０．０２に近い値になるようにすべきであるが、β
が０．０２よりも◆２大きいか小さいときはビットエラ
ー率（bit error rate)（ＢＥＲ）の変化量はほんの僅
かである。β＝０．０１の値はＥb／Ｎ0＝６ｄＢのとき
ＢＥＲに２ｄＢの低下をもたらした。
【００５７】プリアンブルから信号位相を捕捉するのに
使用する図４のループは、メッセージの情報データ部分
の期間中の位相トラッキングを行うためにも使用され
る。同一のトラッキングループを使用することの利点
は、データの復調が始まる前に既にこのループが定常状
態のオペレーションに達していることである。プリアン
ブルのメッセージ開始部分の後、計数２０３のビットか
ら始まった送信ビットは先験的に既知ではない。その結
果、図４のループと共同して図３のブロック３３０およ
び３３２で決定のためのトラッキング（decision-direc
ted tracking、以下、決定トラッキングという）が採用
される。この決定トラッキングは、上述のトラッキング
ではｂk-1、ｂkおよびｂk+1が既知ビット値であるがこ
こではｂk-1、ｂkおよびｂk+1が復調されたビット値で
ある点を除き、上述のトラッキングと同一である。決定
は情報データビットが１であるかまたは−１であるか否
かについてなされなければならない。このビット決定は
コヒーレントＭＳＫ復調ブロック３３２で行われる。プ
リアンブルのメッセージ開始部分の始まりから開始した
とき、ビット計数（bit count)ｋが偶数であるときの値
ｒk（これは信号位相が除去されたマッチ済みフィルタ
ー出力を表す）は、 ｒk ＝ ＸＣＯＲＲ cosφk ＋ ＹＣＯＲＲ sinφk （21） により決定され、ビット計数ｋが奇数であるときは ｒk ＝ ＹＣＯＲＲ cosφk ＋ ＸＣＯＲＲ sinφk （22） により決定される。ここで、φkは位相推定ブロック３
３０により与えられる位相推定値である。このコヒーレ
ントＭＳＫ復調ブロック３３０は （ｋ mod ４）＝ ０または１のとき、 Ｚk ＝ ｒk （ｋ mod ４）＝ ２または３のとき、 Ｚk ＝ −ｒk を設定する。ビット復調または極性ｂk に対する決定の
規則は
使用する図４のループは、メッセージの情報データ部分
の期間中の位相トラッキングを行うためにも使用され
る。同一のトラッキングループを使用することの利点
は、データの復調が始まる前に既にこのループが定常状
態のオペレーションに達していることである。プリアン
ブルのメッセージ開始部分の後、計数２０３のビットか
ら始まった送信ビットは先験的に既知ではない。その結
果、図４のループと共同して図３のブロック３３０およ
び３３２で決定のためのトラッキング（decision-direc
ted tracking、以下、決定トラッキングという）が採用
される。この決定トラッキングは、上述のトラッキング
ではｂk-1、ｂkおよびｂk+1が既知ビット値であるがこ
こではｂk-1、ｂkおよびｂk+1が復調されたビット値で
ある点を除き、上述のトラッキングと同一である。決定
は情報データビットが１であるかまたは−１であるか否
かについてなされなければならない。このビット決定は
コヒーレントＭＳＫ復調ブロック３３２で行われる。プ
リアンブルのメッセージ開始部分の始まりから開始した
とき、ビット計数（bit count)ｋが偶数であるときの値
ｒk（これは信号位相が除去されたマッチ済みフィルタ
ー出力を表す）は、 ｒk ＝ ＸＣＯＲＲ cosφk ＋ ＹＣＯＲＲ sinφk （21） により決定され、ビット計数ｋが奇数であるときは ｒk ＝ ＹＣＯＲＲ cosφk ＋ ＸＣＯＲＲ sinφk （22） により決定される。ここで、φkは位相推定ブロック３
３０により与えられる位相推定値である。このコヒーレ
ントＭＳＫ復調ブロック３３０は （ｋ mod ４）＝ ０または１のとき、 Ｚk ＝ ｒk （ｋ mod ４）＝ ２または３のとき、 Ｚk ＝ −ｒk を設定する。ビット復調または極性ｂk に対する決定の
規則は
【００５８】
【式１２】 である。次の後続ビットｂk+1に対する初期ビット決定
は、方程式２１および２２においてφkの代わりにφk＋
△bを使って行われ、初期ビット決定は新規位相推定値
が利用可能となったときに再決定される。
は、方程式２１および２２においてφkの代わりにφk＋
△bを使って行われ、初期ビット決定は新規位相推定値
が利用可能となったときに再決定される。
【００５９】バーストの受信期間中、プリアンブルの格
納、および処理を行うための多重読み出しは、顕著な遅
延を来すように思えるかも知れない。そうなるとこの遅
延がその直後に続くバーストの捕捉を阻止するかも知れ
ない。しかし、ビット／ワード同期処理は受信開始した
直後に開始することができ、ＭＳＫバーストのデータ部
分の受信および格納を待つ必要がなく、またプリアンブ
ルの受信および格納の完了を待つ必要もない。キャリア
位相はバーストメッセージ部分の受信が完了する前に捕
捉することができる。それゆえ復調はメッセージ部分の
受信が完了する前に、メッセージデータの早期受信部分
の受信時に開始することができる。復調率はデータ受信
率によって制限されず、プロセッサの速さによって制限
される。プロセッサの速さは多分にずっと大きい。それ
ゆえ、復調はデータに「追いつく」ことができ、復調は
メッセージデータと実質上同時に完了することができ
る。
納、および処理を行うための多重読み出しは、顕著な遅
延を来すように思えるかも知れない。そうなるとこの遅
延がその直後に続くバーストの捕捉を阻止するかも知れ
ない。しかし、ビット／ワード同期処理は受信開始した
直後に開始することができ、ＭＳＫバーストのデータ部
分の受信および格納を待つ必要がなく、またプリアンブ
ルの受信および格納の完了を待つ必要もない。キャリア
位相はバーストメッセージ部分の受信が完了する前に捕
捉することができる。それゆえ復調はメッセージ部分の
受信が完了する前に、メッセージデータの早期受信部分
の受信時に開始することができる。復調率はデータ受信
率によって制限されず、プロセッサの速さによって制限
される。プロセッサの速さは多分にずっと大きい。それ
ゆえ、復調はデータに「追いつく」ことができ、復調は
メッセージデータと実質上同時に完了することができ
る。
【００６０】当業者には本発明の別の実施例が明瞭であ
ろう。例えば上記バーカーシーケンスの代わりに他のシ
ーケンスを使用することができる。その選択に影響する
因子は、選択したシーケンスの副ローブのレベル（side
lobe levels）を含む。つまり、コヒーレント積分時間
（シーケンスが長くなると積分時間が長くなり、それゆ
えいっそう良好な周波数推定が必要となる）、受信器ハ
ードウェアの処理速度、等々がある。また、プリアンブ
ルが情報データに先行するものとして実施例を記述した
が、プリアンブルは情報データの内部あるいは後にあっ
てもよい。なぜならば情報およびプリアンブルのシーケ
ンス全体が格納されるのでメモリから取り出したときは
任意の順序で処理することができるからである。同様の
理由で、プリアンブルのビット／ワード同期部分がメッ
セージ同期部分に続いてもよい。プリアンブルの持続波
部分を処理する代わりの方法は、周波数捕捉すべくデー
タ路３１２を周波数捕捉ブロック３２０に結合し、アナ
ログ信号を周波数捕捉ブロック３２０に結合することで
ある。
ろう。例えば上記バーカーシーケンスの代わりに他のシ
ーケンスを使用することができる。その選択に影響する
因子は、選択したシーケンスの副ローブのレベル（side
lobe levels）を含む。つまり、コヒーレント積分時間
（シーケンスが長くなると積分時間が長くなり、それゆ
えいっそう良好な周波数推定が必要となる）、受信器ハ
ードウェアの処理速度、等々がある。また、プリアンブ
ルが情報データに先行するものとして実施例を記述した
が、プリアンブルは情報データの内部あるいは後にあっ
てもよい。なぜならば情報およびプリアンブルのシーケ
ンス全体が格納されるのでメモリから取り出したときは
任意の順序で処理することができるからである。同様の
理由で、プリアンブルのビット／ワード同期部分がメッ
セージ同期部分に続いてもよい。プリアンブルの持続波
部分を処理する代わりの方法は、周波数捕捉すべくデー
タ路３１２を周波数捕捉ブロック３２０に結合し、アナ
ログ信号を周波数捕捉ブロック３２０に結合することで
ある。
【図１】情報のバーストを含むＭＳＫ変調信号をプリア
ンブルと共に送信するためのＭＳＫ変調器を示す簡単な
ブロック線図である。
ンブルと共に送信するためのＭＳＫ変調器を示す簡単な
ブロック線図である。
【図２】本発明に基づくプリアンブルの構成の詳細を示
す図である。
す図である。
【図３】本発明に基づく受信器の簡単なブロック線図で
ある。
ある。
【図４】図３の受信器に含まれる２次トラッキングルー
プの方式を例示する簡単なブロック線図である。
プの方式を例示する簡単なブロック線図である。
１０ 送信機 １２ デジタル情報源 １６ 制御装置（コントローラ） １８ 単極２切換えスイッチ ２２ａ メモリ ２２ｂ メモリ ２８ エラー符号化ブロック ３０ マルチプレクサ ３２ プリアンブル発生器 ３６ ＭＳＫ変換器 ４０ 上方変換器 ４２ ローカル発振器 ２１６ ビット／ワード同期部分 ２１８ メッセージ同期部分 ３１４ アナログ−デジタル変換器 ３１８ ＲＡＭ ３２０ 周波数捕捉装置 ３２２ タイミング取得ブロック ３２４ 位相変化推定ブロック ３３０ 位相トラッキングブロック ３３２ コヒーレントＭＳＫ復調器 ３３４ 復号ブロック（前方エラー補正復号器） ３４０ 下方変換器 ３４２ ローカル発振器
Claims (12)
- 【請求項１】 データワードの循環シーケンスを使って
ＭＳＫ変調した下方変換済みキャリア信号を復調する方
法において、各該シーケンスにプリアンブルが続き、該
プリアンブルは互に同一の「ビット／ワード同期」ワー
ドのシーケンスとワードのシーケンスとを含み、これら
シーケンスが合同して「メッセージ同期」を構成し、低
い自己相関が得られるように該「ビット／ワード同期」
ワードの該ビットが選択されるようにされた信号復調方
法であって、 該下方変換済みキャリア信号を、少なくとも１ビットあ
たり２サンプルを発生するサンプル率でデジタル形式に
変換して受信デジタル信号を形成する段階と、 該シーケンスの少なくとも一つとそれに付随するプリア
ンブルとを表す該デジタル信号をメモリ内に格納して格
納済み受信信号を形成する段階と、 初めに、少なくとも該「ビット／ワード同期」ワードと
該格納済み受信信号の該「メッセージ同期」ワードとを
得るべくメモリを読んで第１読み取り受信済み信号を生
ずる段階と、 ビットおよびワードタイミングに関わる情報を生ずるた
め、該プリアンブルに関わる該格納済み情報に該第１読
み取り受信済み信号を相関付ける段階と、 ２回めに、少なくとも該「ビット／ワード同期」ワード
の該シーケンスの少なくとも一つおよび該「メッセージ
同期ワード」の該シーケンスをメモリから読み取り、第
２読み取り信号を生ずる段階と該第２回めの読み取り信
号を、該ビットおよび該相関を開始させる該ワードタイ
ミング情報を使って、該プリアンブルに関わる格納済み
情報に相関付け、「メッセージ同期」ワードの該シーケ
ンスのタイミングに関わる情報を生ずる段階と、 「メッセージ同期」ワードの該シーケンスのうちの該１
つのタイミングおよび該プリアンブルの他の部分の既知
持続時間とに関わる該情報から、該プリアンブルのタイ
ミングを決定する段階と、 ３回めに、少なくとも該プリアンブルの一部をメモリか
ら読み取り、第３読み取り信号を生ずる段階と、 該第３信号を、ＭＳＫ記号特性に関わる格納済み情報に
相関付けて記号相関を生ずる段階と、 該信号相関をメモリに格納して格納済み記号相関を生ず
る段階と、 該格納済み記号相関の少なくともいくつかを初めてメモ
リから読み取り、第１読み取り記号相関を生ずる段階
と、 各ワードにおける該第１読み取り記号相関の位相を決定
する段階にして、各ワードの該特定ビットと対応する後
続ワードの特定ビットとの間で差をとって１ワード位相
差を生じ、該プリアンブルの少なくとも一部にわたり該
１ワード位相差を平均して１ワードあたりの推定位相変
化を発生し、１ワードあたりのビット数で１ワードあた
りの該推定位相変化を除算して１ビットあたりの推定位
相変化を生ずる段階と、 メモリからの少なくとも該格納済み記号相関のいくつか
の２回目読み取りを行い、第２読み取り記号相関を生ず
る段階と、 該第２読み取り記号相関と１ビットあたりの該推定位相
変化とを使用してデジタルデータワードの該シーケンス
の第１ビットのキャリア位相の推定値を生ずる段階と、 デジタルデータワードの該シーケンスの第１ビットの該
キャリア位相推定値および１ビットあたりの該推定位相
変化を使ってデジタルデータワードの該シーケンスの復
調期間中該復調キャリア位相の進行を助ける段階とを含
む復調方法。 - 【請求項２】 デジタル情報を無線通信する方法であっ
て、 該デジタル情報を離散的セグメントに分割してデジタル
情報セグメントを形成する段階と、 「メッセージ開始」部分を含むプリアンブルを発生する
段階にして該プリアンブルの該「メッセージ開始」部分
が「ビット／ワード同期化」部分および「メッセージ同
期化」部分とを含み、該「ビット／ワード同期化」部分
が「ビット／ワード同期」ワードの反復的シーケンスを
含み、該「メッセージ同期化」部分が複数のワードを含
むようにされたプリアンブル発生段階と、 該プリアンブルを各該デジタル情報セグメントに加え、
送信可能な信号パケットを形成する段階と、 各該送信可能信号パケットをキャリア上にＭＳＫ変調し
て基底帯域変調信号を発生する段階と、 該基本帯域変調信号をより高い送信周波数に上方変換し
て上方変換された信号を生ずる段階と、 該上方変換された信号を送信して送信信号を生ずる段階
と、 該送信信号を受信してＭＳＫ記号形式の変調を含むアナ
ログ受信信号を生ずる段階と、 該アナログ受信信号にローカル発振器信号を乗じること
により該アナログ受信信号を下方変換して同位相の受信
信号（Ｉ）および直角位相の受信信号（Ｑ）を生ずる段
階にして、該Ｉ受信信号およびＱ受信信号が、変調を含
むのみならずビットエラーに起因する不要の位相変調を
含んだ下方変換済み受信キャリア信号を表す、段階と、 該下方変換済み受信信号の該ＭＳＫ記号の各期間中に複
数のサンプルを確定するサンプル率で該Ｉ受信信号およ
びＱ受信信号を標本化してＩおよびＱアナログサンプル
を生ずる段階と、 該ＩおよびＱアナログサンプルをアナログ−デジタル変
換してＩデジタルサンプルおよびＱデジタルサンプルを
生ずる段階と、 該ＩデジタルサンプルおよびＱデジタルサンプルを格納
して格納済みＩデジタルサンプルおよび格納済みＱデジ
タルサンプルを生ずる段階と、 該格納済みＩサンプルおよびＱサンプルを該プリアンブ
ルの該「ビット／ワード同期化」部分のレプリカに反復
的に相関付けること、ならびに相関ピークが検出される
まで各反復毎に一対の該格納済みＩデジタルサンプルお
よび格納済みＱデジタルサンプルにより相関ウインドウ
を前進させることによりビット／ワードタイミングを決
定し、ビット／ワードタイミング情報を生ずる段階と、 該ビット／ワードタイミング情報によって同定されるワ
ード境界において該相関を開始させ、相関ピークが検出
されるまで各反復毎に１ワードだけ相関ウインドウを前
進させることにより該相関を反復的に反復することによ
り、該メッセージ同期化部分のレプリカに一対の該格納
済みＩおよびＱデジタルサンプルを相関付けることによ
って、該メッセージ同期化部分の開始時刻を決定し、こ
れによって該メッセージ同期部分の該開始時刻を生ずる
段階と、 （ａ）該「ビット／ワード同期化」部分、および（ｂ）
該「メッセージ同期化」部分の一方の持続時間をそれぞ
れ、（ａ）該「メッセージ同期化」部分および（ｂ）該
「ビットワード同期化」部分のもう一方の開始時間に加
算することにより、該プリアンブルの該メッセージ開始
部分の開始時刻を決定する段階と、 該格納済みＩおよびＱデジタルサンプルを格納済みＭＳ
Ｋパルス（Ｓｉ）テンプレートと反復的に相関付けるこ
とにより同位相（ＸＣＯＲＲ）記号相関および直角（Ｙ
ＣＯＲＲ）記号相関を決定する段階にして、該記号相関
が該プリアンブルの該メッセージ開始部分の該開始時刻
に始まりＭＳＫパルスの持続期間にわたり継続し、各反
復毎に相関ウインドウを該プリアンブルの１ビットだけ
前進させてＮ対のＸＣＯＲＲ値およびＹＣＯＲＲ値（た
だしＮは該プリアンブルおよび該デジタル情報セグメン
トの該メッセージ開始部分内のビット数）を生ずる段階
と、 該プリアンブルの該メッセージ開始部分の各ワードに対
する未調整同位相相関（Ｚc）を、（ａ）該メッセージ
開始部分の各ワード内の偶数ビットのＭＳＫパルス極性
をＸＣＯＲＲに乗じた積を総和することにより（ビット
数がゼロで始まる場合）、また（ｂ）その総和から、該
ワード内の奇数ビット数に対するＭＳＫパルス極性をＹ
ＣＯＲＲに乗じた積の総和を減算することにより、決定
する段階と、 （ａ）該メッセージ開始部分の各ワード内の奇数ビット
のＭＳＫパルス極性をＹＣＯＲＲに乗じた積を総和する
ことにより、また（ｂ）その総和に、該ワード内の奇数
ビット数に対するＭＳＫパルス極性をＸＣＯＲＲに乗じ
た積の総和を加算することにより、該プリアンブルの該
メッセージ開始部分の各ワードに対する未調整直角位相
相関（Ｚs）を決定する段階と、 ＭＳＫ変調の９０°位相シフトの整数倍を表すため、該
プリアンブル内の各ワードに対する同位相ワード相関
（Ｒc）および直角ワード相関（Ｒs）を決定する段階に
して、該プリアンブルの開始から該ワードの始まりまで
のビット数（ただし該ワード内のビットを計数せず）の
モジュロ４が０、１、２、および３にそれぞれ等しいと
きは該ＲcおよびＲs相関が該未調整同位相ワード相関Ｚ
c および直角ワード相関Ｚsと関係式Ｒc＝Ｚc、−Ｚs、
−ＺcまたはＺs、Ｒs＝Ｚs、Ｚc、−Ｚs、−Ｚcにした
がって関係づけられるようにされた、相関を決定する段
階と、 （ａ）各該プリアンブルの該ワードに対して該Ｒs相関
の振幅と該Ｒc相関の振幅との比をとってアークタンジ
ェント比信号を生じ、（ｂ）各該ワードに対して該アー
クタンジェント信号で表される該下方変換受信信号の位
相を決定し、（ｃ）各ワードの該位相と次の後続のワー
ドの該位相の間の差をとることにより該プリアンブルの
少なくとも一部にわたる１ワード位相差を決定し、
（ｄ）該プリアンブルの該部分にわたる該１ワード位相
差を平均してワードあたりの位相変化の推定率を設立
し、（ｅ）１ワードあたりの位相変化の該推定率を該ワ
ードあたりのビット数で除算して１ビットあたりの該推
定位相変化（△b）を得ることにより、該下方変換した
受信信号１ビットあたりの位相変化を決定する段階と、 デジタル情報セグメントの開始時の変調が現在のプリア
ンブルに関連されている該下方変換済み信号の位相推定
値を決定する段階にして反復的に（Ａ）ループエラー信
号（ｅk）を生ずるべく行う該ＸＣＯＲＲ記号相関およ
びＹＣＯＲＲ記号相関の奇数処理および偶数処理におい
て、該ＸＣＯＲＲおよびＹＣＯＲＲ記号相関の該奇数お
よび偶数処理が、（ａ）ビット計数が偶数であるとき
（この場合、該ビット計数は該プリアンブルの該メッセ
ージ開始部分の第１ビットはゼロで始まる）は（ｉ）該
推定値信号位相のコサインを該ＸＣＯＲＲ記号相関に乗
じた積と（ii）該推定信号位相のサインを該ＹＣＯＲＲ
記号相関に乗じた積とを加算することにより該下方変換
信号の該位相と該推定信号位相との間の位相差エラーの
コサイン項（ｒc）を形成する段階と、（ｉ）該推定値
信号位相のコサインを該ＹＣＯＲＲ記号相関に乗じた積
と（ii）該推定信号位相のサインを該ＸＣＯＲＲ記号相
関に乗じた積との間の差をとることにより該位相エラー
のサイン項（ｒs）を形成する段階と、（ｂ）該ビット
計数が奇数であるときは（ｉ）該推定値信号位相のサイ
ンを該ＸＣＯＲＲ記号相関に乗じた積と（ii）該推定信
号位相のコサインを該ＹＣＯＲＲ記号相関に乗じた積と
の差をとることにより該位相差エラーのコサイン項（ｒ
c）を形成する段階と、（ｉ）該推定値信号位相のコサ
インを該ＸＣＯＲＲ記号相関に乗じた積と（ii）該推定
信号位相のサインを該ＹＣＯＲＲ記号相関に乗じた積と
を加算することにより該位相エラーのサイン項（ｒs）
を形成する段階にして、この場合該サインおよびコサイ
ン項ｒcおよびｒsがそれぞれ該変調と該位相エラーのサ
インおよびコサインとの積に比例するようにされた段階
と、（ｃ）現在ビットが該プリアンブル中にあれば該推
定キャリア位相から少なくともプリアンブルおよびデー
タ変調の一方の効果を除去するため、対応する該プリア
ンブルの既知ビットの変調位相信号（ｍk＝＋１、−
１）を該サイン項（ｒs）およびコサイン項（ｒc）に乗
ずるが、現在ビットがデジタル情報セグメント内にあれ
ば復調されたビットの変調位相信号（ｍk＝＋１、−
１）を該サイン項（ｒs）およびコサイン項（ｒc）に乗
じることにより、該位相エラーの未変調サイン項および
コサイン項に比例する変調済み補償サイン項（ｒs′）
およびコサイン項（ｒc′）を発生する段階と、（ｄ）
該変調補償済みコサイン項で該未変調補償済みサイン項
を除算した比のアークタンジェントをとることにより該
位相エラーの未補正新規推定値を決定する段階にして、
処理済みビットの先行ビットおよび後続ビットが等しく
ないのであれば該位相エラーの上記未補正新規推定値が
隣接ビットの変調に応答したバイアスをもちうるように
された段階と、（ｅ）現在ビットの先行ビットおよび後
続ビットが等しくないのであれば変調積（modulation p
roduct）を乗じたバイアス定数（〜０．５７ラジアン）
の積に等しいある量を該未補正新規位相エラーから減算
することにより、該プリアンブルの該メッセージ開始部
分の各ビット内の該位相エラーの訂正済み新規推定値を
決定する段階にして、該変調積が現在ビットの変調と前
回ビットの変調との積であり、このため該位相エラーの
該補正済み新規推定値を生ずるが、現在ビットの先行ビ
ットおよび後続ビットが等しければ該位相エラーの該未
補正新規推定値を該位相エラーの該訂正済み新規推定値
として使用する段階と、（ｆ）該位相エラーの該補正済
み新規推定値をπ未満に制限して該ループエラー信号
（ｅk）を形成する段階と処理および偶数処理と、 （Ｂ）現在ビット（ビット計数ｋ）に対する該推定信号
位相（φk）を生ずるべく２次トラッキングループによ
り行う該ループエラー信号の２次処理において、該推定
信号位相を生ずる該２次トラッキングループが（ａ）現
在ビット（ビット計数ｋ）の先行の２ビット（ビット計
数ｋ−１およびｋ−２）の推定信号位相（φk-1および
φk-2）間の差をとることにより先行ビットに対する１
ビットにわたる残留位相シフト（ｆk-1）を決定すると
共に該差から１ビットあたりの該推定位相変化を減算す
る段階と（ｂ）（ｉ）先行ビットに対する１ビットにわ
たる該残留位相シフトの２倍と（ii）先行ビットに対す
る該ループエラー信号（ｅk-1）に第１ループ定数β1を
乗じた積と（iii）ビット計数ｋ−２に対する該ループ
エラー信号（ｅk-2）にある第２ループ定数β2に乗じた
積とを総和することにより現在ビットに対する２ビット
（ｇk）にわたる残留位相シフトを決定する段階と
（ｃ）（ｉ）ビット計数ｋ−２に対する該推定位相（φ
k-2）と（ii）１ビットあたりの該位相変化の２倍と（i
ii）現行ビットに対する２ビット（ｇk）にわたる該残
留位相シフトとを総和することにより現在ビット（ビッ
ト計数ｋ）に対する該推定位相を決定する段階とを含む
ループエラー信号２次処理とを反復的に行う下方変換済
み信号位相推定値決定段階と、 現在ビット（ビット計数ｋ）に対する該推定信号位相
（φk）の助けを借りて該下方変換信号を復調する段階
にして（ｉ）該現在ビット（計数ｋ）に対する該復調ビ
ットと（ii）次の後続ビット（計数ｋ＋１）に対する該
推定位相としてφk＋△bを使用することにより得られた
前記次の後続ビット（計数ｋ＋１）に対する該復調済み
ビットと（iii）第２後続ビットに対する該推定位相と
してφk＋２△bを使用することにより得られた該第２後
続ビットに対する該復調済みビットとを生ずる復調段階
とを含むことを特徴とするデジタル情報無線通信方法。 - 【請求項３】 請求項１の方法において、 該プリアンブルの該「ビット／ワード同期化」部分が該
「メッセージ同期」部分に先行することを特徴とする方
法。 - 【請求項４】 請求項１の方法において、 該ビット／ワードタイミングを決定する該段階が該「メ
ッセージ同期」部分の開始時刻を決定する該段階に先行
することを特徴とする方法。 - 【請求項５】 請求項１の方法において、 該プリアンブルの該「ビット／ワード同期」部分が該
「メッセージ同期」部分に先行するとともに、 該プリアンブル開始時刻決定段階において該総和段階
が、該「メッセージ同期」部分の該開始時刻から該「ビ
ット／ワード同期」部分の該持続時間を減算する段階を
含むことを特徴とする方法。 - 【請求項６】 請求項１の方法において、 該メッセージ同期開始時刻決定段階が該ビットタイミン
グ決定段階に続くことを特徴とする方法。 - 【請求項７】 請求項１の方法において、 該プリアンブル開始時刻決定段階が該メッセージ同期開
始時刻決定段階に続くことを特徴とする方法。 - 【請求項８】 請求項１の方法において、 該デジタル情報をセグメントに分解する該段階がエラー
訂正コードを使用して該セグメント化した情報を符号化
して符号化されたデジタル情報セグメントを形成するこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項９】 請求項１の方法において、 プリアンブルを発生する該段階が、低自己相関を得るべ
く各該同期ワード内でビットシーケンスを選択するとと
もに１ビットあたりの位相の非バイアス推定値を得るべ
くワードを選択する段階を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１０】 請求項１の方法において、 該「ビット／ワード同期」が７ビットバーカーシーケン
スＡ0＝111-1-11-1の２０個分のコピーからなり、かつ
７ビットバーカーシーケンスＡ4、Ａ2、Ａ5、Ａ3、
Ａ5、Ａ2、Ａ4、Ａ0、Ａ0（ただしＡ1はｉビットだけ左
にＡ0を循環的にシフトさせたものである）からなる循
環シフトの中から該「メッセージ同期」の該ワードが選
択されることを特徴とする方法。 - 【請求項１１】 請求項２の方法において、 該バイアス定数が近似的に０．５７ラジアンに等しいこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項１２】 請求項２の方法において、該２次処理
が初期条件φ3＝θ0、φ2＝θ0−△b、ｅ3＝０、ｅ2＝
０（ただしθ0は該プリアンブルのワード０の位相推定
値で、△bは１ビットあたりの該位相変化推定値）の下
でビット計数４で始まることを特徴とする方法。
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