JP6551690B2 - 送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法 - Google Patents

Description

本開示は、送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法に関する。

［アナログ信号伝送］
アナログ信号伝送は、受信側において参照信号などを用いないで受信信号を復調でき、受信装置の構成が簡易であることなどから、従来ではラジオ伝送などに用いられてきた。アナログ信号には、伝送する信号を搬送波の振幅成分に変調する振幅変調（ＡＭ：Amplitude Modulation）信号などがある。

アナログ信号伝送は、簡易な構成によって実現できることなどから、将来の無線通信を構成する技術の１つとして注目されている（例えば、非特許文献１を参照）。例えば、アナログ信号伝送は、参照信号などを用いないで受信信号を復調できることから、秘匿性を必要としない１送信対複数受信の放送型の通信などに有効と考えられる。

アナログ信号伝送には、デジタル信号伝送と比較して、次のような特徴がある。

まず、利点は、アナログ信号伝送ではデジタル信号伝送と比較して低遅延に伝送できることである。デジタル信号伝送では、音声信号のようなアナログ情報を送信する場合でも、アナログ情報をデジタル信号に量子化する処理、及び、チャネル符号化、復号などの信号処理が必要となる。アナログ信号伝送では、このような処理が不要なため、その処理によって発生する遅延が抑えられる。

一方、欠点は、伝送特性が悪いことである。一般的に、アナログ信号伝送は、音声信号の伝送に用いるために、デジタル信号伝送と比較して信号帯域が狭い。アナログ信号伝送の信号帯域が狭いため、その帯域内では周波数非選択性フェージングとなり、信号帯域全体の受信レベルが大きく低下する場合が発生してしまう。このような受信レベルの低下は、マルチパス伝搬路によるフェージング（マルチパスフェージング）の影響によるものであるため、信号の送信時間、送信周波数、受信側の場所に依存せず、どこでも起こり得る。受信側において、受信信号の受信レベルの低下が発生すると、信号電力に対する雑音電力の比率が大きくなるので伝送特性の劣化が生じることになる。

ヴォ ダン ハイ他、"アナログSC-FDEを用いるSSB伝送"、信学技報 RCS2013-60、2013年6月

上述したようにアナログ信号伝送においては、マルチパスフェージング環境下の伝送特性が劣化する。

本開示の一態様は、アナログ信号伝送において、マルチパスフェージング環境下でも伝送特性を向上させることができる送信装置、受信装置、送信方法及び受信方法を提供することである。

本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。

本開示の一態様の送信装置は、受信信号の自己相関値を用いてタイミング同期をとり、前記受信信号に対して周波数領域等化を行う受信装置へアナログ信号を送信する送信装置であって、前記アナログ信号の周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置する配置部と、前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、前記アナログ信号とを時間多重して送信信号を生成する多重部と、を具備する構成を採る。

本開示の一態様の受信装置は、周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置されたアナログ信号と、前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、が時間多重された受信信号の自己相関値を用いて、タイミング同期をとる制御部と、前記タイミング同期の結果に基づいて、前記受信信号を、前記アナログ信号と前記プリアンブル信号とに分割する分割部と、前記プリアンブル信号を用いてチャネル応答を推定する推定部と、前記アナログ信号の周波数成分において連続する位置に配置する配置部と、前記チャネル応答を用いて、前記周波数成分が連続配置されたアナログ信号に対して周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、を具備する構成を採る。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示によれば、アナログ信号伝送において、マルチパスフェージング環境下でも伝送特性を向上させることができる。

図１は、本開示の実施の形態１に係る送信装置の構成を示す。 図２は、本開示の実施の形態１に係る受信装置の構成を示す。 図３は、本開示の実施の形態２に係るアナログ信号の信号波形を示す。 図４は、本開示の実施の形態２に係る送信装置の構成を示す。 図５は、本開示の実施の形態２に係る受信装置の構成を示す。 図６は、本開示の実施の形態２に係るプリアンブル信号の信号波形を示す。 図７は、本開示の実施の形態２に係るフレーム構成を示す。 図８は、本開示の実施の形態２のバリエーションに係るフレーム構成を示す。 図９は、本開示の実施の形態３に係る送信装置の構成を示す。 図１０は、本開示の実施の形態３に係る受信装置の構成を示す。

以下、本開示の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
［送信ダイバーシチ技術］
伝送特性を改善する技術の１つに、送信ダイバーシチ技術がある。ただし、上述したように、アナログ信号伝送では、アナログ信号そのものに複雑な信号処理を適用しにくい。そこで、アナログ信号伝送に送信ダイバーシチ技術を適用する場合、例えば、複数のアンテナから同じ信号を送信するＳＦＮ（Single Frequency Network）を適用することが考えられる。

ＳＦＮでは、複数のアンテナから同じ信号を送信するので、受信側では平均的な受信信号電力の改善が見込まれる。一方、ＳＦＮではマルチパス環境を人工的に形成していることから、瞬間的な受信状況を見た場合に、信号の送信時間、送信周波数又は受信位置によっては、マルチパスフェージングの影響により、各アンテナから送信された信号が互いに打ち消し合い、受信レベルが大きく低下し、伝送特性の劣化が生じる可能性もある。

そこで、本実施の形態では、送信ダイバーシチ技術の一例として、空間ダイバーシチ技術を用いて、マルチパスフェージング環境下であってもアナログ信号の伝送特性を向上させることができる方法について説明する。

本実施の形態に係る通信システムは、送信装置１００と受信装置２００とを有する。

［送信装置１００の構成］
図１は、本実施の形態に係る送信装置１００の構成を示すブロック図である。図１において、送信装置１００は、サンプリング部１０１、時間−周波数変換部１０２、時空間符号化部１０３、周波数−時間変換部１０４−１、１０４−２、ＣＰ（Cyclic Prefix）付加部１０５−１、１０５−２、及び、アンテナ１０６−１、１０６−２を有する。

サンプリング部１０１には、送信装置１００から受信装置２００へ送信されるアナログ信号が入力される。アナログ信号は、例えば音声信号であり、時間的に連続したアナログ波形の信号である。

サンプリング部１０１は、入力されるアナログ信号に対して一定時間間隔毎にサンプリング処理を行い、サンプリング信号を時間−周波数変換部１０２へ出力する。

時間−周波数変換部１０２は、サンプリング部１０１から受け取るサンプリング信号を所定数になるまで蓄積し、所定数のサンプリング信号から構成される信号ブロック毎に、時間波形を周波数成分に変換する。この時間−周波数変換として、例えば、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transformation）がある。時間−周波数変換部１０２は、周波数成分を時空間符号化部１０３へ出力する。

時空間符号化部１０３は、時間−周波数変換部１０２から受け取る周波数成分に対して、時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ：Space Time Block Coding）を適用する。そして、時空間符号化部１０３は、得られる各アンテナ１０６から送信される信号を、各アンテナ１０６に対応する周波数−時間変換部１０４へ出力する。

周波数−時間変換部１０４−１及びＣＰ付加部１０５−１はアンテナ１０６−１に対応し、周波数−時間変換部１０４−２及びＣＰ付加部１０５−２はアンテナ１０６−２に対応する。

周波数−時間変換部１０４−１、１０４−２は、時空間符号化部１０３から受け取る信号に対して、周波数成分を信号ブロック毎の時間波形に変換する。この周波数−時間変換として、例えば、逆離散フーリエ変換（Inverse Discrete Fourier transformation）がある。周波数−時間変換部１０４−１、１０４−２は、信号ブロック毎の時間波形信号をＣＰ付加部１０５−１、１０５−２へそれぞれ出力する。

ＣＰ付加部１０５−１、１０５−２は、周波数−時間変換部１０４−１、１０４−２から受け取る信号ブロックの時間波形信号に対してＣＰを付加する。例えば、ＣＰ付加部１０５−１、１０５−２は、信号ブロックの先頭の一部分をＣＰとして信号ブロックの最後尾に付加してもよい。ＣＰが付加された信号は、アンテナ１０６−１、１０６−２を介して送信される。ここで、ＣＰ付加部１０５−１、１０５−２から出力された信号はＲＦ周波数に周波数変換され、送信される。

このように、送信装置１００は、アナログ信号に対して時空間符号化送信ダイバーシチ（ＳＴＴＤ：Space Time Block Coding based Transmit Diversity）アルゴリズムを適用する。

［受信装置２００の構成］
図２は、本実施の形態に係る受信装置２００の構成を示すブロック図である。図２において、受信装置２００は、アンテナ２０１−１、２０１−２、ＣＰ除去部２０２−１、２０２−２、時間−周波数変換部２０３−１、２０３−２、時空間符号復号部２０４、周波数−時間変換２０５、及び、再生部２０６を有する。

アンテナ２０１−１、２０１−２を介して、送信装置１００から送信された信号が受信される。受信信号はＲＦ周波数からベースバンド帯域へ変換され、ＣＰ除去部２０２−１、２０２−２へ出力される。

ＣＰ除去部２０２−１及び時間−周波数変換部２０３−１はアンテナ２０１−１に対応し、ＣＰ除去部２０２−２及び時間−周波数変換部２０３−２はアンテナ２０１−２に対応する。

ＣＰ除去部２０２−１、２０２−２は、アンテナ２０１−１、２０１−２から受け取る受信信号からＣＰを除去する。ＣＰ除去部２０２−１、２０２−２は、ＣＰが除去された信号（信号ブロック毎の時間波形信号）を時間−周波数変換部２０３−１、２０３−２へ出力する。

時間−周波数変換部２０３−１、２０３−２は、ＣＰ除去部２０２−１、２０２−２から受け取る信号に対して、時間波形を周波数成分に変換する。この時間−周波数変換として、例えばＤＦＴがある。時間−周波数変換部２０３−１、２０３−２は、周波数成分を時空間符号復号部２０４へ出力する。

時空間符号復号部２０４は、時間−周波数変換部２０３−１、２０３−２からそれぞれ受け取る周波数成分を用いて、周波数成分毎（例えば、サブキャリア毎）に時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）の復号処理を行う。時空間符号復号部２０４は、復号処理後の信号を周波数−時間変換部２０５へ出力する。

周波数−時間変換部２０５は、時空間符号復号部２０４から受け取る信号に対して、周波数成分を時間波形のブロック（離散的な時間波形）に変換する。この周波数−時間変換として、例えばＩＤＦＴがある。周波数−時間変換部２０５は、時間波形信号を再生部２０６へ出力する。

再生部２０６は、周波数−時間変換部２０５から受け取る時間波形信号（離散的な時間波形）を用いて、時間的に連続的なアナログ信号を再生する。例えば、再生部２０６は、離散的な時間波形をＬＰＦ（Low Pass Filter）に通すことにより、離散信号を連続信号に再生してもよい。これにより、時間的に連続するアナログ信号が得られる。

［送信装置１００及び受信装置２００の動作］
以上の構成を有する送信装置１００及び受信装置２００の動作について説明する。

送信装置１００は、アナログ信号を一定時間間隔毎にサンプリングして、サンプリングされた離散的なアナログ信号を所定数毎にまとめた信号ブロックを生成する。そして、送信装置１００は、信号ブロック毎に時間波形を周波数成分に変換し、周波数成分毎にＳＴＢＣ符号化を適用する。

例えば、図１に示すように２アンテナ送信におけるＳＴＢＣ符号化において用いられるＳＴＢＣ行列Ｓは次式のように表される。

ここで、S_n,fは、第ｎ信号ブロックにおける周波数成分ｆの信号を表し、S_n+1,fは、第ｎ＋１信号ブロックにおける周波数成分ｆの信号を表す。上添字＊は複素共役を示す。

すなわち、送信装置１００は、第｛ｎ，ｎ＋１｝信号ブロックにおいて、一方のアンテナ１０６から｛S_n,f, -S^* _n+1,f｝を送信し、他方のアンテナ１０６から｛S_n+1,f, S^* _n,f｝を送信することにより、周波数成分ｆに対してＳＴＢＣ符号化を適用する。

送信装置１００は、周波数成分ｆ（例えば、サブキャリア単位）毎にＳＴＢＣ符号化を適用することにより、送信信号全体に対してＳＴＢＣ符号化を適用する。

そして、送信装置１００は、信号ブロック毎にＳＴＢＣ符号化が適用された信号を、アンテナ１０６−１、１０６−２のそれぞれにおいて周波数成分から時間波形信号へ変換し、ＣＰを付加して送信する。

一方、受信装置２００は、アンテナ２０１−１、２０１−２を介して受信した受信信号からＣＰを除去し、時間波形信号から周波数成分へ変換し、周波数成分に対してＳＴＢＣ復号を適用する。

こうすることで、受信装置２００ではＳＴＴＤアルゴリズムを用いることにより、送信点の異なる複数の伝送路の最大比合成利得が得られるため、高い送信ダイバーシチ利得を得ることができる。よって、受信装置２００では、上述したＳＦＮを適用する場合のように信号の送信時間、送信周波数又は受信位置に依存してマルチパスフェージングの影響により信号レベルが大きく低下することは生じない。

また、ＳＴＴＤアルゴリズムでは送信信号を時間方向において入れ替える処理（例えば、式（１）を参照）が行われるため、送信装置１００は、アナログ信号のような時間的に連続する信号に対して、一定時間間隔毎にサンプリングして得られる離散的なアナログ信号に対してＳＴＴＤを適用する。こうすることで、アナログ信号伝送に対するＳＴＴＤアルゴリズムの適用が可能となる。

ここで、信号の伝送方法には、サンプリングした時系列の信号（サンプリング信号）をそのまま逐次送信する「シリアル伝送」と、サンプリング信号を所定数まとめて送信する「ブロック伝送」とがある。マルチパスフェージング環境下では、各伝送方法に対して、マルチパスフェージングを補償するために適用される方法が異なる。

具体的には、シリアル伝送では、マルチパスフェージングによって、送信されたサンプリング信号間に干渉が生じるため、この干渉を除去するために適応フィルタによる逐次的な等化器が必要となる。よって、シリアル伝送においてＳＴＢＣを適用する場合、送信側において信号のサンプリング点毎に入れ替えを行ったり、ブロック符号の乗算を行ったりなど、処理が複雑になる。また、受信側では、サンプリング点毎にＳＴＢＣの復号処理が必要となり、当該復号処理とサンプリング点毎の逐次的な等化処理とを合わせると処理が複雑になってしまう。

一方、ブロック伝送では、ブロック間干渉に対してはＣＰを用いることにより抑えることができ、ブロック内の送信サンプリング信号間の干渉に対しては、周波数領域等化などのブロック毎の等化処理を適用することができる。

よって、本実施の形態のように、ブロック伝送のＳＴＢＣを適用することにより、送受信側では、ＳＴＢＣの符号化処理及び復号処理と、マルチパスフェージングの等化処理とをブロック毎に行うことができる。すなわち、本実施の形態のように、アナログ信号に対してブロック伝送を適用することにより、サンプリング信号の逐次的な処理を行うことなく、ブロック毎の一括処理が可能となる。これにより、送受信側の双方において簡易に送受信処理の実施が可能となる。

以上より、本実施の形態によれば、アナログ信号に対してＳＴＢＣを適用することにより、各送信アンテナからの伝送路の最大比合成利得、つまり、空間ダイバーシチ効果を得ることができる。よって、本実施の形態によれば、アナログ信号伝送においてマルチパスフェージング環境下でも伝送特性を向上させることができる。

更に、本実施の形態によれば、アナログ信号伝送に対してブロック伝送を適用することにより、ブロック毎の送受信処理が可能となり、送受信側の各装置の構成を簡易にすることができる。

なお、本実施の形態では、送信装置１００のアンテナ数が２本の場合について説明したが、送信装置１００のアンテナ数は２本に限らず、３本以上であってもよい。また、本実施の形態では、受信装置２００のアンテナ数が２本の場合について説明したが、受信装置２００のアンテナ数は２本に限らず、１本以上であればよい。

（実施の形態２）
本実施の形態では、送信ダイバーシチ技術として、周波数ダイバーシチ送信を用いる場合について説明する。

アナログ信号における周波数非選択性フェージングの影響による受信レベルの落ち込みに対して、周波数ダイバーシチ送信によってダイバーシチ効果を得ることにより、伝送特性を改善する方法が検討されている（例えば、非特許文献１を参照）。非特許文献１では、アナログ信号のブロック伝送において、送信信号ブロックの周波数成分（サブキャリア）を等間隔に離散的に配置することにより、元の信号の周波数帯域より広帯域化して送信する方法が開示されている。この際、送信側は、ブロック間干渉を除去するために、送信信号ブロックにＣＰを付加して送信し、受信側は、ブロック等化処理として、周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）を適用することが可能である。

例えば、図３Ａに示すようにアナログ信号の周波数成分を等間隔に離散配置することにより、次のような２つの効果が得られる。

１つ目は、信号帯域を広帯域化できるため、周波数ダイバーシチ効果が得られることである。狭帯域なアナログ信号では、周波数によっては帯域全体の受信レベルが低下してしまう可能性があるのに対して、信号帯域を広帯域化することにより、アナログ信号の周波数成分の全ての受信レベルが低下することを回避できる。

２つ目は、周波数成分が等間隔に配置されることにより、元の信号と同じＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）を維持できることである。一般的に、複数の周波数成分を用いるマルチキャリア伝送ではＰＡＰＲが大きくなってしまう。これに対して、等間隔に離散配置された複数の周波数成分を用いたマルチキャリア伝送では、周波数成分を離散配置しない元のシングルキャリア伝送の場合のＰＡＰＲを維持できる特徴がある。ＰＡＰＲが大きくなると送信側の増幅器における非線形歪を避けるために高い出力バックオフを設定する必要があるため電力効率が低下してしまう。このため、送信信号には低いＰＡＰＲが求められている。

一方で、等間隔に離散配置した周波数成分は、図３Ｂに示すように、時間領域では、一定期間内に同一の時間波形が繰り返される信号となる。

受信側では、信号ブロックのタイミング同期をとる必要があり、同期方法として受信信号の自己相関値を算出して、自己相関値の最大ピークを検出して、信号ブロックのタイミング同期をとる方法がある。この自己相関を算出する具体的な方法としては、受信信号ブロックのスライディング相関を算出する方法が挙げられる。スライディング相関とは、対象とする信号ブロックの信号列を少しずつ（たとえば１信号ずつ）ずらしながら相関値を算出する計算方法である。

受信側において時間波形が繰り返す信号（図３Ｂ）に対して自己相関値を算出した場合、図３Ｃに示すように、自己相関値に複数のピークが存在することになる。このため、上述した自己相関値によってタイミング同期をとる場合、受信側は、最大ピーク以外のピークを誤って検出する可能性があるので正確なタイミング同期をとることができなくなるという課題がある。

更に、受信側においてＦＤＥ処理を行う場合にはチャネル応答の推定値（チャネル推定値）が必要となる。しかしながら、非特許文献１に開示されたようなアナログ信号の伝送方法では、そもそもチャネル推定値を取得できる構成ではなく、受信側においてＦＤＥ処理を行うことができないという課題もある。

そこで、本実施の形態では、周波数成分が等間隔に離散配置されたアナログ信号を用いる場合でも、受信側においてタイミング同期を精度良く行い、かつ、チャネル推定値を精度良く得ることができる方法について説明する。

図４は、本実施の形態に係る送信装置３００の構成を示すブロック図である。なお、図４において、実施の形態１（図１）と同一構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

図４に示す送信装置３００において、配置部３０１は、時間−周波数変換部１０２から受け取る周波数成分（狭帯域のアナログ信号）を、元の信号が配置された周波数帯域よりも広い帯域に等間隔に離散配置する（例えば、図３Ａを参照）。配置部３０１は、離散配置した周波数成分を周波数−時間変換部１０４へ出力する。

時間多重部３０２は、入力されるプリアンブル信号と、周波数−時間変換部１０４から受け取る時間波形信号とを時間多重する。時間多重部３０２は、プリアンブル信号の送信区間では、プリアンブル信号をＣＰ付加部１０５へ出力し、アナログ信号の送信区間では、周波数−時間変換部１０４から受け取る時間波形信号をＣＰ付加部１０５へ出力する。

なお、プリアンブル信号は、送信装置３００と受信装置４００との間において予め定められ、共有されるデータ系列を用いたデジタル信号である。プリアンブル信号は、プリアンブル信号の送信区間において時間波形の繰り返しが無い信号である。換言すると、プリアンブル信号は、周波数領域において送信帯域全体に周波数成分が連続配置された信号である。

図５は、本実施の形態に係る受信装置４００の構成を示すブロック図である。なお、図５において、実施の形態１（図２）と同一構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

図５に示す受信装置４００において、自己相関算出部４０１は、ＣＰ除去部２０２から受け取る受信信号の自己相関値を算出する。自己相関算出部４０１は、例えば、１つの信号ブロックに相当する受信信号列に対して、スライディング相関を適用することにより自己相関値を算出する。自己相関算出部４０１は、算出した自己相関値を検出部４０２に出力する。

検出部４０２は、自己相関算出部４０１から受け取る自己相関値を用いて、単一のピークが存在する信号ブロックを検出する。検出部４０２は、検出結果をタイミング制御部４０３へ出力する。

タイミング制御部４０３は、検出部４０２から受け取る検出結果に基づいて、時間分割部４０４に対して、受信装置４００における受信処理のタイミングを制御する。具体的には、タイミング制御部４０３は、単一のピークが存在する信号ブロックを、プリアンブル信号の信号ブロックのタイミングとして判定し、判定結果を時間分割部４０４に対する制御情報として出力する。このようにタイミング制御部４０３は、受信信号の自己相関値を用いてタイミング同期をとる。

時間分割部４０４は、タイミング制御部４０３から受け取る制御情報（タイミング同期の結果）を用いて、受信信号を、プリアンブル信号とアナログ信号とに分割する。具体的には、時間分割部４０４は、プリアンブル信号の信号ブロックに相当する区間では、ＣＰ除去部２０２から受け取る信号をプリアンブル信号としてチャネル推定部４０５へ出力し、アナログ信号の信号ブロックに相当する区間では、ＣＰ除去部２０２から受け取る信号をアナログ信号として時間−周波数変換部２０３へ出力する。

チャネル推定部４０５には、プリアンブル信号と、時間分割部４０４から受け取る信号とが入力される。当該プリアンブル信号は、送信装置３００と受信装置４００との間において予め共有された信号である。チャネル推定部４０５は、プリアンブル信号を用いて、時間分割部４０４から受け取る信号（つまり、受信したプリアンブル信号）に対してチャネル応答の推定を行う。チャネル推定部４０５は、推定したチャネル推定値を周波数領域等化部４０７へ出力する。

配置部４０６は、時間−周波数変換部２０３から受け取る信号（周波数成分が等間隔に離散配置されたアナログ信号）を、周波数領域において連続する位置に配置する。配置部４０６は、周波数成分が連続配置された信号を周波数領域等化部４０７へ出力する。

周波数領域等化部４０７は、チャネル推定部４０５から受け取るチャネル推定値を用いて、配置部４０６から受け取る信号に対して周波数領域等化（ＦＤＥ）処理を行う。この際、周波数領域等化部４０７は、アナログ信号が実際に送信された周波数成分と同一の周波数成分のチャネル推定値を用いる。周波数領域等化部４０７は、ＦＤＥ後の信号を周波数−時間変換部２０５へ出力する。

次に、本実施の形態に係る送信装置３００及び受信装置４００の動作について説明する。

送信装置３００は、デジタル信号であるプリアンブル信号系列を用いて、図６Ａに示すように、周波数成分が連続に配置されたプリアンブル信号の信号ブロックを生成する。

例えば、図６Ａに示すように、プリアンブル信号は、周波数領域において、一定の振幅を有する周波数成分が送信帯域全体に連続配置されたデジタル信号（ＩＱ信号）である。このプリアンブル信号は、図６Ｂに示すように、時間領域の一定期間において時間波形の繰り返しが無い信号となる。

また、送信装置３００及び受信装置４００は、周波数成分を連続配置した場合でもＰＡＰＲが小さくなるデジタル信号のプリアンブル信号系列を予め設定する。この信号系列は、送信装置３００と受信装置４００とが共有する。ＰＡＰＲを小さく抑えられる系列には、例えば、Chu系列又はZadoff-Chu系列などが挙げられる。ただし、プリアンブル信号には、Chu系列又はZadoff-Chu系列に限らず、送信帯域全体に渡って周波数成分を配置してもＰＡＰＲを小さく抑えられる系列であればよい。

そして、図７に示すように、送信装置３００は、プリアンブル信号（Ｐ）とアナログ信号（Ｄ）とを時間多重して送信信号を生成する。この際、送信装置３００は、アナログ信号の送信ブロック数に対して予め定められた割合に応じて、プリアンブル信号の信号ブロック数を決定する。

すなわち、送信装置３００は、一定期間内に時間波形が繰り返すアナログ信号（図３Ｂを参照）に、一定期間内に時間波形が繰り返さないデジタル信号であるプリアンブル信号（図６Ｂを参照）を付加する。換言すると、送信装置３００は、周波数成分が等間隔に離散配置されたアナログ信号（図３Ａを参照）に、アナログ信号の帯域と同一帯域に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号（図６Ｂを参照）を付加する。

受信装置４００は、受信信号の時間波形に対してスライディング相関により自己相関値を算出し、ピークを検出してタイミング同期をとる。具体的には、受信装置４００は、１つの送信ブロックに相当する受信信号列に対してスライディング相関により自己相関値を算出する。

ここで、受信装置４００において、図６Ａ及び図６Ｂに示すプリアンブル信号について、時間波形の自己相関値を算出すると、図６Ｃに示すように、単一のピークが得られる。すなわち、受信装置４００は、信号ブロック内において単一のピークのみを検出することができる。一方、受信装置４００において、図３Ａ及び図３Ｂに示すアナログ信号について、時間波形の自己相関値を算出すると、図３Ｃに示すように、複数のピークが得られる。

そこで、受信装置４００は、算出した自己相関値に対して１信号ブロック内に現れるピークが単一か否かを判定する。受信装置４００は、信号ブロック内のピークが単一の場合には、そのピークのサンプル位置を検出して、受信信号に対するタイミング同期を行う。受信装置４００は、ピークが単一であると判定した信号ブロックを、プリアンブル信号が送信されている信号ブロックと判定し、送信フレームのタイミング同期をとる。

単一のピークを検出する方法としては、次のような方法がある。例えば、信号ブロック内の最大電力に対して予め閾値を設定してもよい。受信装置４００は、信号ブロック内に閾値より高い電力となるサンプル点が１つしか存在しない場合には、当該信号ブロックを単一のピークが存在するブロック、つまり、プリアンブル信号が送信されている信号ブロックと判定する。一方、受信装置４００は、信号ブロック内に閾値より高い電力となる点が複数存在する場合には、当該信号ブロックを複数のピークが存在する信号ブロック（アナログ信号が送信されている信号ブロック）と判定する。

このように、受信装置４００において、図６Ｃに示す単一のピークを検出することにより、図３Ｃに示すようなピークを誤って検出することが無くなり、正確なタイミング同期をとることができる。

以上のように、本実施の形態では、受信装置４００は、信号ブロック内の自己相関値のピークが単一となるデジタル信号であるプリアンブル信号を用いて、タイミング同期をとる。具体的には、プリアンブル信号として、時間波形に繰り返しがない信号であって、周波数成分が連続に配置された信号が用いられる。受信装置４００は、このようなプリアンブル信号を用いることにより、周波数成分が等間隔に離散配置されたアナログ信号を受信する場合でも、タイミング同期を精度良くとることができる。

また、一般に、周波数成分が連続に配置された任意のマルチキャリア信号は、ＰＡＰＲが大きくなってしまう傾向がある。しかしながら、本実施の形態では、プリアンブル信号として、ＰＡＰＲが小さくなる系列を予め定めているので、送信装置３００及び受信装置４００は、その系列を用いることにより、ＰＡＰＲを抑えた、周波数成分が連続に配置された信号をプリアンブル信号として用いることが可能となる。

また、受信装置４００は、送信装置３００と受信装置４００との間で共有するプリアンプル信号系列を用いて、受信したプリアンブル信号に対してチャネル応答を推定する。受信装置４００が受信するプリアンブル信号は、送信装置３００から送信されたプリアンブル信号に、送信装置３００と受信装置４００との間のチャネル応答が乗算されたものである。よって、受信装置４００は、受信したプリアンブル信号を、送信装置３００での送信に用いられたプリアンブル信号のシンボル点で除算することにより、受信したプリアンブル信号に乗算されているチャネル応答を推定することができる。

このようにして、本実施の形態によれば、受信装置４００は、チャネル推定値を推定する際、デジタル信号であるプリアンブル信号を用いる。受信装置４００では、チャネル推定にデジタル信号を用いることにより、振幅成分と位相成分を含んだチャネル推定値を検出することができるのでチャネル推定精度が向上する。よって、本実施の形態によれば、受信装置４００は、アナログ信号に対するＦＤＥ処理を精度良く行うことが可能となる。

以上より、本実施の形態によれば、ＦＤＥ処理を精度良く行うことにより、周波数ダイバーシチ効果を得ることができるので、アナログ信号伝送においてマルチパスフェージング環境下でも伝送特性を向上させることができる。

［実施の形態２のバリエーション］
なお、本実施の形態において、送信装置３００がアナログ信号の周波数成分を等間隔に離散配置する際、複数のユーザ又は複数のアンテナ毎に、周波数成分の配置位置をずらして配置することにより、複数のユーザ又は複数のアンテナ毎の異なるアナログ信号を多重してもよい。

複数のユーザ又は複数のアンテナにおけるプリアンブル信号の送信方法には次のような方法がある。アンテナ毎に別々にチャネル推定を行う場合、又は、ユーザ毎に別々にチャネル推定を行う場合、送信側ではデジタルのプリアンブル信号を多重送信することにより、受信側においてそれぞれのアンテナ又はユーザのチャネル応答を別々に推定することが可能となる。Ｎアンテナ送信時（Ｎは２以上の整数）におけるプリアンブル信号を図８に示す。

図８に示すようなプリアンブル信号の多重方法として、例えば、デジタル信号であるプリアンブル信号に対して、予め定められた遅延量を用いた循環遅延を適用する方法がある。循環遅延とは、プリアンブル信号が時系列に並んだ系列である場合に、系列全体を所定数（遅延量）のシンボルだけ後方に遅延させ、系列の後方の所定数（遅延量）のシンボルを系列の先頭に移動（循環）させる方法である。循環遅延を適用する場合、複数のアンテナ又は複数のユーザに対して、それぞれ個別の遅延量（シンボル数）を定めることにより、受信側ではアンテナ又はユーザのそれぞれのチャネル応答を推定することが可能となる。

また、デジタル信号であるプリアンブル信号の多重方法には、循環遅延の他に時間多重、又は、符号多重を用いることもできる。時間多重では、複数のアンテナ又は複数のユーザに対して、個別の時間、例えば送信ブロックを割り当てることにより、受信側ではアンテナ又はユーザのそれぞれのチャネル応答を個別に推定することが可能となる。また、符号多重では、複数のアンテナ又は複数のユーザに対して、個別の符号を割り当てることにより、受信側ではアンテナ又はユーザのそれぞれのチャネル応答を個別に推定することが可能となる。

さらに、プリアンブル信号の多重方法には、周波数多重を用いることもできる。上述したように周波数成分が等間隔に離散配置された信号は時間波形が繰り返す信号になってしまう。そこで、周波数成分が等間隔ではない間隔で離散配置された信号をプリアンブル信号として用いて、複数のアンテナ又は複数のユーザに対してそれぞれ異なる位置に離散配置されるプリアンブル信号を割り当てることにより周波数多重を実現できる。これにより、受信側では複数のアンテナ又は複数のユーザにそれぞれのチャネル応答を個別に推定することが可能となる。

（実施の形態３）
本実施の形態は、実施の形態１と実施の形態２との組み合わせである。すなわち、本実施の形態では、実施の形態１と同様にしてアナログ信号に対してブロック毎のＳＴＴＤアルゴリズムを適用し、かつ、実施の形態２と同様にしてアナログ信号の周波数成分を等間隔に離散配置し、時間波形に繰り返しが無いデジタル信号であるプリアンブル信号を付加する。

図９は、本実施の形態に係る送信装置５００の構成を示すブロック図である。なお、図９において、実施の形態１（図１）及び実施の形態２（図４）と同一構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

図９に示す送信装置５００では、配置部３０１、周波数−時間変換部１０４、時間多重部３０２、ＣＰ付加部１０５は、アンテナ１０６−１及びアンテナ１０６−２の各々に対応して２個ずつ備えられる。

配置部３０１−１、３０１−２は、時空間符号化部１０３において生成されたアンテナ１０６−１、１０６−２の各々から送信される信号（アナログ信号）の周波数成分の各々を、元の信号が配置された周波数帯域よりも広い帯域（送信帯域内）に等間隔に離散配置する。

また、時間多重部３０２−１、３０２−２は、アンテナ１０６−１、１０６−２の各々から送信される信号（アナログ信号）の各々と、時間波形に繰り返しが無いデジタル信号であるプリアンブル信号とを時間多重する。

図１０は、本実施の形態に係る受信装置６００の構成を示すブロック図である。なお、図１０において、実施の形態１（図２）及び実施の形態２（図５）と同一構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

図１０に示す受信装置６００では、ＣＰ除去部２０２、時間分割部４０４、時間−周波数変換部２０３、配置部４０６、周波数領域等化部４０７は、アンテナ２０１−１、２０１−２の各々に対応して２個ずつ備えられる。

自己相関算出部４０１、検出部４０２及びタイミング制御部４０３は、ＣＰ除去部２０２−１又はＣＰ除去部２０２−２から受け取るプリアンブル信号を用いて、自己相関値を算出し、算出した自己相関値を用いてピークを検出することにより、タイミング同期をとる。

時間分割部４０４−１、４０４−２は、タイミング制御部４０３から受け取る制御情報に基づいて、アンテナ２０１−１、２０１−２において受信した受信信号を、プリアンブル信号とアナログ信号とに分割する。チャネル推定部４０５−１、４０５−２は、プリアンブル信号を用いて、各アンテナ２０１−１、２０１−２において受信した受信信号に対してチャネル応答の推定を行う。配置部４０６−１、４０６−２は、各アンテナ２０１−１、２０１−２において受信した受信信号（周波数成分が等間隔に離散配置されたアナログ信号）を、周波数領域において連続する位置に配置する。周波数領域等化部４０７−１、４０７−２は、チャネル推定部４０５−１、４０５−２から受け取るチャネル推定値を用いて、配置部４０６−１、４０６−２から受け取る信号に対して周波数領域等化処理を行う。

そして、時空間符号復号部２０４は、周波数領域等化部４０７−１、４０７−２からそれぞれ受け取るＦＤＥ後の周波数成分を用いて、周波数成分毎に時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）の復号処理を行う。

以上のように、本実施の形態によれば、送信装置５００は、周波数成分を等間隔に離散配置したアナログ信号に対してＳＴＴＤアルゴリズムを適用して、各アンテナ１０６の信号の周波数成分を等間隔に離散配置する。更に、送信装置５００は、アナログ信号に対して、時間波形に繰り返しが無いデジタル信号であるプリアンブル信号を時間多重して、ＣＰを付加して送信する。また、受信装置６００は、各アンテナ２０１において受信した受信信号に対して、プリアンブル信号を用いて算出したチャネル推定値によるＦＤＥ処理を行い、ＦＤＥ処理後の信号を用いてＳＴＢＣ復号を行う。

こうすることで、本実施の形態によれば、狭帯域なアナログ信号に対して、空間ダイバーシチ効果及び周波数ダイバーシチ効果を同時に得ることができるので、アナログ信号の伝送特性を更に向上させることができる。また、本実施の形態によれば、実施の形態２と同様、受信側におけるタイミング同期を高精度に行うことができ、かつ、振幅と位相成分を有するチャネル推定値によって、受信側におけるＦＤＥ処理に加えて、ＳＴＴＤ復調処理も高精度に行うことが可能となる。

以上、本開示の各実施の形態について説明した。

（他の実施の形態）
上記各実施の形態では、本開示をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続若しくは設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

以上、本開示の送信装置は、受信信号の自己相関値を用いてタイミング同期をとり、前記受信信号に対して周波数領域等化を行う受信装置へアナログ信号を送信する送信装置であって、前記アナログ信号の周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置する配置部と、前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、前記アナログ信号とを時間多重して送信信号を生成する多重部と、を具備する構成を採る。

本開示の送信装置において、前記送信信号において、前記アナログ信号は、一定期間内に時間波形が繰り返される信号であり、前記プリアンブル信号は、前記一定期間において時間波形の繰り返しが無い信号である。

本開示の送信装置において、前記プリアンブル信号は、Chu系列又はZadff-Chu系列である。

本開示の送信装置において、前記プリアンブル信号は、前記送信装置と前記受信装置との間で共有される。

本開示の送信装置において、複数のアンテナと、前記アナログ信号を所定数毎にまとめた信号ブロックに対して時空間ブロック符号化を行い、前記複数のアンテナからそれぞれ送信される信号を生成する符号化部と、を更に具備し、前記配置部は、前記複数のアンテナからそれぞれ送信される信号の周波数成分の各々を、前記送信帯域内に等間隔に離散配置し、前記多重部は、前記複数のアンテナからそれぞれ送信される信号の各々と、前記プリアンブル信号とを時間多重する。

本開示の受信装置は、周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置されたアナログ信号と、前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、が時間多重された受信信号の自己相関値を用いて、タイミング同期をとる制御部と、前記タイミング同期の結果に基づいて、前記受信信号を、前記アナログ信号と前記プリアンブル信号とに分割する分割部と、前記プリアンブル信号を用いてチャネル応答を推定する推定部と、前記アナログ信号の周波数成分において連続する位置に配置する配置部と、前記チャネル応答を用いて、前記周波数成分が連続配置されたアナログ信号に対して周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、を具備する構成を採る。

本開示の送信方法は、受信信号の自己相関値を用いてタイミング同期をとり、前記受信信号に対して周波数領域等化を行う受信装置へアナログ信号を送信する送信方法であって、前記アナログ信号の周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置し、前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、前記アナログ信号とを時間多重して送信信号を生成する。

本開示の受信方法は、周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置されたアナログ信号と、前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、が多重された受信信号の自己相関値を用いて、タイミング同期をとり、前記タイミング同期の結果に基づいて、前記受信信号を、前記アナログ信号と前記プリアンブル信号とに分割し、前記プリアンブル信号を用いてチャネル応答を推定し、前記アナログ信号の周波数成分において連続する位置に配置し、前記チャネル応答を用いて、前記周波数成分が連続配置されたアナログ信号に対して周波数領域等化を行う。

２０１４年２月２１日出願の特願２０１４−０３１５０５の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本開示は、移動体通信システムに有用である。

１００，３００，５００ 送信装置
２００，４００，６００ 受信装置
１０１ サンプリング部
１０２，２０３ 時間−周波数変換部
１０３ 時空間符号化部
１０４，２０５ 周波数−時間変換部
１０５ ＣＰ付加部
１０６，２０１ アンテナ
２０２ ＣＰ除去部
２０４ 時空間符号復号部
２０６ 再生部
３０１，４０６ 配置部
３０２ 時間多重部
４０１ 自己相関算出部
４０２ 検出部
４０３ タイミング制御部
４０４ 時間分割部
４０５ チャネル推定部
４０７ 周波数領域等化部

Claims (9)

1. 受信信号の自己相関値を用いてタイミング同期をとり、前記受信信号に対して周波数領域等化を行う受信装置へアナログ信号を送信する送信装置であって、
   前記アナログ信号の周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置する配置部と、
   前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、前記アナログ信号とを時間多重して送信信号を生成する多重部と、
   を具備し、
   前記連続配置される周波数成分は、離散配置された前記送信帯域内の周波数成分と異なる周波数成分を含む、送信装置。
2. 前記送信信号において、前記アナログ信号は、一定期間内に時間波形が繰り返される信号であり、前記プリアンブル信号は、前記一定期間において時間波形の繰り返しが無い信号である、
   請求項１に記載の送信装置。
3. 前記プリアンブル信号は、Chu系列又はZadff-Chu系列である、
   請求項１に記載の送信装置。
4. 前記プリアンブル信号は、前記送信装置と前記受信装置との間で共有される、
   請求項１に記載の送信装置。
5. 複数のアンテナと、
   前記アナログ信号を所定数毎にまとめた信号ブロックに対して時空間ブロック符号化を行い、前記複数のアンテナからそれぞれ送信される信号を生成する符号化部と、を更に具備し、
   前記配置部は、前記複数のアンテナからそれぞれ送信される信号の周波数成分の各々を、前記送信帯域内に等間隔に離散配置し、
   前記多重部は、前記複数のアンテナからそれぞれ送信される信号の各々と、前記プリアンブル信号とを時間多重する、
   請求項１に記載の送信装置。
6. 周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置されたアナログ信号と、前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、が時間多重された受信信号の自己相関値を用いて、タイミング同期をとる制御部と、
   前記タイミング同期の結果に基づいて、前記受信信号を、前記アナログ信号と前記プリアンブル信号とに分割する分割部と、
   前記プリアンブル信号を用いてチャネル応答を推定する推定部と、
   前記アナログ信号の周波数成分において連続する位置に配置する配置部と、
   前記チャネル応答を用いて、前記周波数成分が連続配置されたアナログ信号に対して周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、
   を具備し、
   前記連続配置される周波数成分は、離散配置された前記送信帯域内の周波数成分と異なる周波数成分を含む、受信装置。
7. 受信信号の自己相関値を用いてタイミング同期をとり、前記受信信号に対して周波数領域等化を行う受信装置へアナログ信号を送信する送信方法であって、
   前記アナログ信号の周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置し、
   前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、前記アナログ信号とを時間多重して送信信号を生成し、
   前記連続配置される周波数成分は、離散配置された前記送信帯域内の周波数成分と異なる周波数成分を含む、送信方法。
8. 周波数成分を送信帯域内に等間隔に離散配置されたアナログ信号と、前記送信帯域全体に周波数成分が連続配置されたデジタル信号であるプリアンブル信号と、が多重された受信信号の自己相関値を用いて、タイミング同期をとり、
   前記タイミング同期の結果に基づいて、前記受信信号を、前記アナログ信号と前記プリアンブル信号とに分割し、
   前記プリアンブル信号を用いてチャネル応答を推定し、
   前記アナログ信号の周波数成分において連続する位置に配置し、
   前記チャネル応答を用いて、前記周波数成分が連続配置されたアナログ信号に対して周波数領域等化を行い、
   前記連続配置される周波数成分は、離散配置された前記送信帯域内の周波数成分と異なる周波数成分を含む、受信方法。
9. 前記アナログ信号の前記信号ブロックの数に基づき、前記プリアンブル信号の信号ブロックの数が決定される、
   請求項５に記載の送信装置。

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