JP4309063B2 - トランシーバー、通信方法及び無線電話システム - Google Patents

Description

【０００１】
［発明の背景］
・発明の分野
本発明は、デジタル信号処理システムに係り、特に、連続的なシンボル・レートの範囲に亘ってデジタル変調信号を与えるデジタル可変シンボル・レート変調に関する。
【０００２】
・関連技術の説明
送信機から受信機へのデジタルデータ伝送は、送信機を用いてデータを送信し、受信機を用いてデータを正しく再現するため、多様なデジタル信号処理技術を必要とする。デジタル無線電話システムにおいて、無線電話送受器ユニットは、デジタル無線信号を用いて基地ユニットと通信し、基地ユニットは標準的な電話回線を介して外部電話網に接続される。このように、利用者は、基地ユニット及び電話網を介して、別の利用者との電話呼を繋ぐため無線送受話器を利用する。
【０００３】
多重回線無線電話システムは、多数の電話利用者とのビジネスのようは多様な状況で使用される。このようなシステムは、典型的にスペクトラム拡散、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）のようなデジタル通信スキームを使用して、同時に最大Ｎ台の送受話器と通信する送受話器を利用する。スペクトラム拡散システムにおいて、帯域幅リソースは、いわゆるシャノンの定理に従って、性能利得を取引する。スペクトラム拡散システムの利点には、低い電力スペクトル密度と、改良された狭帯域妨害阻止と、ビルトイン選択性アドレッシング能力（符号選択付き）と、本来的なチャネル多元接続能力とが含まれる。スペクトラム拡散システムは、直接シーケンシング（ＤＳ）、周波数ホッピング（ＦＨ）、チャープ・システム、及び、ＤＳ／ＦＨハイブリッド・システムなどの多数の技術を利用する。
【０００４】
ＴＤＭＡシステムでは、単一のＲＦチャネルが使用され、各送受話器は、全ＴＤＭＡサイクル又はエポック期間内の専用タイムスライス又はタイムスロットの間に、オーディオ・データパケット及びオーディオ以外のデータパケットを送受信する。他の通信スキームには、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）スキームと、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）スキームと、このようなスキームの組み合わせとが含まれる。キャリアレス・振幅／位相（ＣＡＰ）及び直角振幅変調（ＱＡＭ）のような多様な変調スキームが使用される。
【０００５】
このようなデジタルデータは、屡々、データのバイナリ・ビットの形式でＲＦチャネルのような伝送媒体を介して変調信号として送信される。（デジタル通信のため屡々使用される他の伝送媒体は、アシンメトリック・デジタル加入者ループ（ＡＤＳＬ）システム又はケーブル・モデム・システムを含む。）デジタルデータは、屡々、変調され、複素デジタルデータ形式で送信され、送信されたデータは、受信機によって元のデータを再生するため使用されるシンボルを含む。複素デジタルシンボルデータは、典型的に、実部（同相、すなわち、Ｉ）データと、虚部（直交位相、すなわち、Ｑ）データとを含む（Ｉ−Ｑペア）。Ｉ−Ｑペアの各シンボルは、多重ビットの数であり、Ｉ−Ｑ平面上の信号点配置内の点を表現する。各シンボルは、ルックアップテーブル（たとえば、ＲＯＭ）を用いて４象限デカルト座標空間であるＩ−Ｑ平面内の予め決められた座標に写像又は割り当てられる。全シンボル座標の集合は信号点配置である。所定の数のシンボルが変調フォーマットに応じてＩ−Ｑ平面内の割り当てられた領域を占有する。所与の変調フォーマットのビット／シンボルの数に依存して、信号点配置は、Ｉ−Ｑ軸に関して所定の座標に多数のシンボルを収容する。たとえば、ＱＰＳＫ変調フォーマットの場合、各サンプルは、象限毎に１個ずつの４（２^２）個の位相位置の中の一つの位置を有するので、各シンボルペアはデータのデータの２ビットを表現する。
【０００６】
複素データシステム内で所与の入力データ値を送信するため、送信されるべき入力データ値は、シンボルペア、又は、実数軸Ｉ及び虚数軸Ｑを有する複素信号点配置上の対応した信号点配置の点の座標Ｉ，Ｑのペアに写像される。元のデータ値を表すこれらのＩ、Ｑシンボルは、変調されたチャネルによってデータパケットの一部として送信される。受信機は、Ｉ−Ｑペアを再現し、そこから、信号点配置の場所を判定し、元の入力データ値又はその近似値を得るために逆写像される。
【０００７】
スペクトラム拡散システムにおいて、各シンボルは、擬似乱数（ＰＮ）バイナリ文字列をシンボル回数で乗算することにより得られた「サブシンボル」又は「チップ」の文字列によって送信される。このようなシステムは、シンボル・レートに関連したチップ・レートによって特徴付けられる。スペクトラム拡散システムは、一般的に、複素フォーマットであるかどうかとは無関係に、デジタルデータを送信するため使用される。
【０００８】
上述の通り、デジタルデータ伝送は、送信機によってデータを送信し、受信機によってデータを正しく再現するために、多様なデジタル信号処理技術を必要とする。たとえば、スペクトラム拡散デジタル無線電話システムにおけるデータ伝送の受信機側は、送信されたＲＦ信号からデータを再生するため多様な機能を利用する。これらの機能には、シンボル同期用のタイミング再生、搬送波再生（周波数復調）、及び、等化が含まれる。受信機は、自動利得制御（ＡＧＣ）と、リンク毎の等化器ループと、搬送波追従ループ（ＣＴＬ）とを含む。タイミング再生は、受信機クロック（時間基準）を送信機クロックに同期させる処理である。これにより、受信信号は、受信シンボル値の意思決定指向の処理と関連したスライシング・エラーの起こる可能性を低減するため、最適な時点でサンプリングされる。一部の受信機の場合、受信信号は、送信機シンボル・レートの倍数でサンプリングされる。たとえば、ある受信機は、送信機シンボル・レートの２倍で受信信号をサンプリングする。いずれにしても、受信機のサンプリング・クロックは、送信機のシンボル・クロックと同期させる必要がある。
【０００９】
搬送波再生は、変調用ベースバンド情報を再生するため、受信ＲＦ信号がより低い通過バンドへ周波数シフトされた後、ベースバンドへ周波数シフトされる処理である。等化は、受信信号上の伝送チャネル妨害の影響を補償する処理である。より詳細には、等化は、伝送チャネル妨害によって生じたシンボル間干渉（ＩＳＩ）を除去する。ＩＳＩは、所与のシンボルの値が前後のシンボルの値によって歪む原因になる。これらの機能及び関連した機能と、関連した変調スキーム及びシステムは、文献：Edward A. Lee & David G. Messerschmitt, Digital Communication, 2d ed., Boston, Kluwer Academic Publishers, 1994に記載されている。
【００１０】
受信機は、送信機シンボル・クロックにロックさせることができるように制御可能である比較的安定したサンプリング・クロック信号源を必要とする。電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）はこの機能のため使用される。その理由は、ＶＣＸＯによって生成されるクロック信号が安定であり、比較的狭い範囲で制御可能であり、送信機シンボル・クロックにロックさせ得るからである。しかし、ＶＣＸＯ及び同様の部品は、アナログであるため、かなり高価であり、時間的にドリフトする傾向がある。その上、異なるシンボル・クロック周波数を有する種々の送信機から信号を受信する必要がある場合、送信機毎に対応したＶＣＸＯを設ける必要があり、受信機のコストが更に増加する。出願日が1997年2月20日、出願人がThomson Consumer Electronics, Inc.、発明者がKnutson, Ramaswamy, McNeely （Knutson外）である欧州特許出願EP 0 793 363には、改良されたデジタル信号プロセッサ用タイミング再生システム（"Timing recovery system for a digital signal processor"）が記載されている。
【００１１】
受信機内でアナログ時間基準を使用する別の欠点は、たとえば、多重回線無線電話システムにおいて、基地局及び送受話器は別々の時間基準を利用するため、基地局は、各送受話器のタイムスロット中にその送受話器の信号を取得するため、多数の送受話器のタイミング・オフセットを追跡しなければならないことである。
【００１２】
［発明の概要］
無線電話システムは、複数の無線送受話器及び基地ユニットを含み、基地ユニットは基地トランシーバーを有する。各送受話器は、共用チャネルを介して、基地トランシーバーを用いる基地ユニットと無線リンクを確立する送受話器トランシーバーを有し、基地トランシーバーは、順次的なシンボルを表現する第１の信号を第１のシンボル・レートで送受トランシーバーへ送信する。送受話器トランシーバーは、受信機及び送信機と、局部クロック周波数で信号を同期させる局部クロック信号発生器とを含む。受信機は、第１の信号を表すサンプルを受信し、受信サンプルに応じて受信機側補間器に第１の信号の順次的なシンボルと同期した時間に取得されたサンプルを生成させるため使用されるシンボル誤差測定量を発生する。送受話器送信機は、第２のシンボル・レートが第１のシンボル・レートと実質的に一致するようにシンボル誤り測定量に従って第２のシンボル・レートを修正することにより、順次的なシンボルを表す第２の信号を第２のシンボル・レートで基地トランシーバーへ送信する。
【００１３】
［好ましい実施例の説明］
本発明は、デジタル可変シンボル・レート変調器を有する改良型送信機を備えたトランシーバーを提供する。これにより、ＶＣＸＯのように高価であり、かつ、ドリフトしやすいアナログタイミング部品が避けられ、単一の固定周波数システム・クロックを使用して、広範囲のシンボル・レート又はチップ・レートを達成することができる。本発明は、デジタル域を進行にシンボル・レートを変更することができる。さらに、本発明のデジタル可変シンボル・レート変調器を使用することにより、送信機は、第１のトランシーバーがその受信機部を用いて通信する相手の別のトランシーバーのシンボル・レートを反映したシンボル・レートを実現するため、変調を修正することができる。したがって、通信システム内の基地ユニットは、送受話器のタイムスロット中に、各送受話器の信号を素早く獲得するため、多数の送受話器のタイミング・オフセットを追跡しなくてもよい。直接シーケンス・スペクトラム拡散システムの場合、望ましいシンボル・レートは、望ましいチップ・レートを獲得することにより実現されることが認められる。
【００１４】
一般的に、信号は順次的なシンボルを表現する。スペクトラム拡散システムの場合、信号はシンボルの順次的なチップを表現し、チップは、機能的にはシンボルと同様にみなされる。シンボルは、信号によって伝達されるデータ又は情報の基本要素であり、複素シンボル若しくはシンボルペア、複素シンボルを表現するＰＮシーケンスのチップ、又は、単にバイナリの１若しくは０を表現する。
【００１５】
受信信号はサンプルを得るためにサンプリングされる。サンプルは、シンボル（又はチップ）を表現する信号を表す。トランシーバーの受信機側は、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ又はＡ／Ｄ）を用いて受信信号をサンプリングし、アナログ・デジタル変換器は、シンボルを表現する信号を表すサンプルを与える。トランシーバーの送信機側は、シンボルを、信号を構成するサンプルに変換し、信号はデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いてアナログ信号に変換される。
【００１６】
図１を参照するに、本発明の一実施例によるＴＤＭＡ多重回線無線通信システム１００が示されている。ＴＤＭＡシステム１００は、受信機ユニット（Ｒｘ）１１２及び送信機ユニット（Ｔｘ）１１１を含む基地ユニット１００を含み、基地ユニット１００は、電話回線１１５を介して外部電話ネットワーク１１６へ接続される。システム１００は、Ｎ台の無線送受話器１２０_１、１２０_２、．．．、１２０_Ｎを含む。各送受話器は、送受話器１２０_１の送信機（Ｔｘ）１２１及び受信機（Ｒｘ）１２２のような送信機及び受信機ユニット（トランシーバー）を有する。所与の時点で、一部の送受話器（若しくは、０台の送受話器）が動作中、若しくは、オフフックである（すなわち、電話呼の伝達処理中である）。システム１００は、基地局１１０と各送受話器１２０_ｉ（１≦ｉ≦Ｎ）の間に無線ネットワーク又はリンクを設ける。一実施例において、システム１００は、４台の送受話器１２０_１乃至１２０_４を含み、全ての送受話器が同時にアクティブ状態になり得る。別の一実施例では、システム１００の送受話器の台数は異なり、たとえば、１２台であり、その中の最大で８台の送受話器が同時にアクティブ状態若しくは動作的になり得る。
【００１７】
各送信機１２１は、信号を変調し、変調信号を送信する。このようなシステムでは、ＱＡＭ、ＣＡＰ、ＰＳＫ（位相シフトキーイング）、ＰＡＭ（パルス振幅変調）、ＶＳＢ（残留側波帯変調）、ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）、及び、ＤＭＴ（離散マルチトーン変調）などの多様なデジタル変調フォーマットが利用される。
【００１８】
本発明では、デジタル通信システムのトランシーバーにおいて、アナログ時間基準を利用し、基地ユニットが多数の送受話器のタイミング・オフセットを追跡する代わりに、又は、それに加えて、各送受話器１２０_ｉの送信機１２１は、本発明のデジタル可変シンボル・レート変調を実現する。基地ユニット１１０の送信機１１１は、本発明の変調スキームを実現する。各送受話器トランシーバーの受信機部１２２は、好ましくは、上述のKnutson外による文献に記載されているように、タイミング再生システムのようなデジタル変調スキームを実現する。
【００１９】
各送受話器の送信機１２１によって実現される変調スキームにおいて、各送受話器送信機は、以下に詳述するように、連続的なシンボル・レートの範囲に亘って、デジタル変調信号を合成する。これにより、送受話器は、送受話器と基地との時間基準が独立である場合でも、基地と同じシンボル・レートで送信が行える。各送受話器は、基地シンボル・レートを反映させるため、アナログ部品を用いることなく、固有の伝送シンボル・タイミングを調節し、このため、基地は、多数の送受話器のタイミング・オフセットを追跡しなくても、信号を素早く獲得できるようになる。
【００２０】
図２を参照するに、本発明の一実施例による図１のシステム１００の送信機１２１を詳細に表すブロック図が示されている。送信機１２１は、マスタークロック２２１と、クロック分周器２２２と、データ供給源２１１と、データフォーマット器２１２と、チップシーケンスユニット２１３と、パルス成形フィルタ２１４と、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２５４と、可変レート制御器とを含み、可変レート制御器は、数値制御遅延器（ＮＣＤ）２５２と、補間器２５１と、Ｎ分周カウンタ２５３とを含む。ＮＣＤ２５２は、ライン２６１にクロックイネーブル信号を出力し、ライン２６２を介して入力遅延パラメータ又は係数（遅延制御値）を受信する。遅延パラメータは、補間器２５１のための入力サンプル（チップ）レートと、出力サンプル（チップ）レートの間の比を決める。
【００２１】
マスタークロック２２１は、水晶発振器のような安定した発振器であり、少なくとも２×（チップ・レート）のマスタークロック周波数を有するクロック信号を供給する。スペクトラム拡散システム以外のシステムの場合、実際のシンボル・レートは、チップ・レートよりも意味がある。たとえば、マスタークロック周波数は５０ＭＨｚでもよく、その場合に、クロック分周器２２２は２５ＭＨｚのクロックを供給し、これにより、ＤＡＣ２５４の出力に一定サンプリング周波数２５ＭＨｚが得られる。
【００２２】
データは、たとえば、データ供給源２１１によってメモリから供給される。メモリ２１１によって供給されたデータは、チャネル符号化データ、ランダム化データ及び訓練データが含まれる。フォーマット器２１２は、データ供給源２１１唐のデータビットストリームをシンボルに変換する。ＱＰＳＫの場合、２ビットが４個のシンボル候補の中の一つに写像される。８ＶＳＢの場合、３ビットが８個のシンボル候補の中の一つに写像される。ＱＰＳＫスペクトラム拡散の場合、２ビットが４個のＩ−Ｑシンボルの中の一つに写像され、Ｉ−Ｑシンボルは、シーケンサ２１３内でＰＮシーケンスによって乗算される。
【００２３】
データフォーマット器２１２は、データ供給源２１１からの未加工入力データをパケット及びシンボルＩｄ、Ｑｄに変換する。チップシーケンサ２１３は、スペクトラム拡散の目的のため、これらのシンボルを、バイナリ・シーケンス全体に拡散させる。この拡散は、たとえば、＋１又は−１の入力を取り、入力をＮビットの同一文字列（たとえば、Ｎ＝１６）に変換し、それにバイナリ・シーケンスの各ビットを乗算することにより行われる。かくして、シンボル毎に、ビット・シーケンス又はその反転が送信される。バイナリ・シーケンスは、ＰＮシーケンスのように良好な相関特性を有するシーケンスでもよい。スペクトラム拡散パルスは、パルス成形フィルタ２１４による送信用に成形され、ＤＡＣ２５４によるＲＦチャネルへの周波数シフトの準備ができる。
【００２４】
フィルタ２１４は、シンボル（又は、スペクトラム拡散システムの場合には、チップ）を伝搬するパルス形状を作成する。パルスの形状は、パルスが正しい時点でサンプリングされたとき、前後の全てのパルスが現在のパルスに影響を与えないように成形される。パルス成形フィルタは、一般的に公知である（たとえば、文献：Lee and Messerschmitt: "Digital Communications", section 8.2 Detection of Passband Signals-Matched Filters, Kluwer Academic Press, Boston, 1988を参照のこと）。
【００２５】
ＮＣＤ２５２は、システムのシンボル・レートを変更するため、入力遅延パラメータに応じて、補間器２５１を制御する。パルス成形フィルタ２１４からのサンプルが多数のチップ・レートで生成されるため、シンボル・レートは調節される（チップ・レートとシンボル・レートが一定の関係、すなわち、１５チップ／シンボルであるとき、典型的に２サンプル／チップ）。補間器２５１は、４タップ区分放物線フィルタのような可変位相遅延フィルタである。たとえば、１０ＭＨｚ（補間器２１５の入力におけるサンプル・レートの半分）のチップ・レートを達成するため、ＮＣＤ２５２は、パルス成形フィルタ２１４と、それに応じて送信機１２１のその他の部品のタイミングを制御し、かつ、補間器２５１がパルス成形フィルタ２１４によって供給される入力サンプル毎に１．２５サンプルを（２サンプル／チップで）ＤＡＣ２５４へ出力するように、補間器２５１を制御しなければならない。したがって、発振器がある程度の実装余裕を含む最大サンプル・レートよりも高速であり（たとえば、チップ・レート又はシンボル・レートの２倍を超える）、かつ、マスタークロックが所望のチップ・レートの倍数であるならば、本発明の可変レート制御器２５０ベースの送信機１２１は、唯一の発振器を使用して、連続的なシンボル・レートの範囲に亘って、デジタル変調信号を合成することができる。これにより、チップシーケンサ２１３及びパルス成形フィルタ２１４に供給されるクロックを変更し、それに応じて、補間器２５１を直接修正することによって簡単に所望のチップ・レートへ変更することができる。十分に高速かつ安定な発振器が利用されるので、送受話器システムでは、プロセッサクロックのような十分なクロックが使用される。
【００２６】
したがって、本発明によれば、可変レート制御器２５０は、所望のレートでクロック信号をイネーブルにさせ、補間器２５１をそのレートに制御する。可変レート制御器２５０は、一定システム・クロックから、ゲート制御又はイネーブルにされたクロックを取り出し、補間器２５１に、所望のシンボル・レートでシンボルＩｆ，Ｑｆを受信させ、一定サンプル・レートで出力信号Ｉｔ，Ｑｔを発生させる。ＮＣＤ２５２の制御下で、補間器２５１は、ＤＡＣレートで均等に間隔が空けられたサンプルを生成する遅延器を通して進められる。ＤＡＣ信号は、制御を簡単化するため、補間器へ入力された最高レートよりも高いマスタークロックで均等にサンプリングされる。
【００２７】
ｔ_ｄａｃがＤＡＣ２５４のサンプル周期を表し、ｔ_ｐｓｆがパルス成形フィルタ２１４のサンプル周期であるとき、以下の式：
ｔ_ｄａｃ／ｔ_ｐｓｆ
は、ＮＣＤ２５２のための遅延制御値を表す。この式は、ＮＣＤで使用されるデータパスへ正規化され、たとえば、整数部２ビットと小数部２０ビットを含む２２ビットのデータパスは、その比を、データパス番号付けシステムにおける１を表現する２^２０倍する必要がある。補間器によって出力されたサンプル（Ｉ_ｔ，Ｑ_ｔ）は、入力サンプル（Ｉ_ｆ，Ｑ_ｆ）よりも時間的に間隔が狭められているので、上記式は、入力サンプル毎に、補間器２５１の位相が、出力サンプル・レート（ＤＡＣ）の入力サンプル・レート（パルス成形フィルタ）に対する比によって進められるべきことを意味する。これは、図３の信号２６２の値である。制御された補間器の遅延範囲は、１サンプルだけ広がるので、付加的な入力サンプルが必要とされるとき、補間器の位相は、図３の信号３２０によって表現される次の式：
（ｔ_ｄａｃ／ｔ_ｐｓｆ）−１
を用いて調節される。補間器２５１の入力レジスタ、パルス成形フィルタ２１４、及び、先行信号処理ロジックのクロックイネーブルは、位相変化が補間器のスパンの範囲内に収まるとき（たとえば、信号２６２が選択されたとき）、ディスエーブルにされ、新しいデータがパルス成形フィルタ２１４から補間器へ入力されるべきとき（たとえば、信号３２０が選択されたとき）、イネーブルにされる。ＮＣＤ２５２のＮＣＤ機能は、パルス成形フィルタ２１４から入力されたサンプルに関する遅延を累算する。
【００２８】
図３を参照するに、本発明の一実施例による送信機１２１の可変レート制御器２５０がより詳細に示されている。同図に示されるように、遅延制御値は、加算ノード３１５からライン２６２を介して供給される。加算ノード３１５は、オフセット訂正３１０及び周波数係数３１２を受ける。周波数係数３１２は、ＮＣＤデータパスの数値フォーマットでは、以下の式：
ｔ_ｄａｃ／ｔ_ｐｓｆ
によって表現され、式中、ｔ_ｄａｃはＤＡＣ２５４のサンプル周期を表し、ｔ_ｐｓｆは補間器２５１のサンプル周期を表す。オフセット訂正３１０は、ｔ_ｄａｃが予想された値と一致しないとき、発振器を調節するため使用される偏差である。補間器の遅延スパンが超過したとき、すなわち、ＮＣＤ累算器３２２における値が１よりも大きい値になったとき、補間器２５１の入力データレジスタが付加的なデータを獲得するため（先行の全データパスと同じように）イネーブルにされ、ＮＣＤは、１出力遅延を表す信号２６２から１入力遅延を減算する信号３２０を用いて調節される。補間器３２４への制御信号μは、ＮＣＤ累算器３２２の小数部である。累算器３２２は、補間器によって生じるサンプル・レート変化を正確に表現するため十分なビットをもつ必要があるが、補間器２５１へ送られる位相情報３２４は、送信機及び補間器データパスのビット幅によって表現された信号を再生するために十分な精度さえあればよい。一実施例において、２０ビットの小数部ビットがＮＣＤ累算器において使用されるが、７ビットの小数部ビットだけが補間器２５１への位相制御として信号３２４を用いて伝搬される。
【００２９】
容易に認められるように、制御器２５０のＮＣＤ２５２及びＤＡＣ２５４は、先行のシステム、すなわち、部品２１１、２１２、２１３及び２１４のサンプル・レートよりも大きい一定クロック、好ましくは、チップ・レート（マスタークロック２２１のレート）の２倍のクロックに基づいて動作する。クロックイネーブルライン２６１がシステムの残りの部分に対しアクティブ状態ではないとき、ＮＣＤ２５２は、入力クロック毎に、多重出力クロック用の補間器位相番号を生成する。補間器フィルタ状態は、クロックイネーブルが無い場合に維持されるが、位相データ（遅延制御）は、１ＤＡＣ周期の遅延量で遅延させられる。
【００３０】
上述の通り、各送受話器のトランシーバーの受信機部１２２は、好ましくは、Knutson外による文献に記載されているタイミング再生システムのようなデジタル変調スキームを実現する。これにより、受信機は、任意のシンボル・レートで受信信号をデジタル復調できるようになる。
【００３１】
たとえば、基地ユニット１１０の送信機１１１は、データリンクを介して、送受器１２０の受信機１２２へ信号を送信し、受信機１２２は、送信機１１１で使用された正確なシンボル及びサンプル・レートで受信信号にロックすることにより、受信信号をデジタル復調する。以下で詳述されるように、受信機１２２が基地ユニット１１０から受信した信号のタイミングにロックするとき、受信機は、受信機の局部時間基準に対する受信信号のシンボル（チップ）タイミング・レートの正確な測定量を生成する。これらの測定量は、受信シンボル・タイミング周波数誤差測定量とも称され、受信機１２２は、送信機１１１によって使用されたシンボル・レートと同じシンボル・レートを得るため、この測定量を用いて、ＡＧＣ、ＣＴＬ及び等化のような多数のループを調節する。したがって、誤差測定量は、マスタークロック２２１によって生成されるであろう送受話器のシンボル・レートと、入力信号のシンボル・レートとの差を表す。
【００３２】
この誤差情報（局部時間基準に対するタイミング・レート測定量）はデジタルであり、オフセット訂正３１０を生成するため、送受話器トランシーバーの送信機１２２へ供給される。これにより、送信機１２２のシンボル・レートは、受信機１２１のデジタル変調にしたがって修正されるので、送信機１２２のシンボル・レートは、受信機１２１のシンボル・レートと正確に一致し、基地ユニット１１０の送信機１１１のシンボル・レートと一致する。したがって、送受話器トランシーバーの受信機と送信機の両方にデジタル復調を組みこむことによって、送信機は、基地ユニット１１０のシンボル・レートを正確に反映させることができる。
【００３３】
図４には、本発明の一実施例によるシステム１００の基地ユニット１１０及び送受話器１２０のトランシーバーの部分を例示するブロック図が示されている。基地ユニット１１０のトランシーバーは、共通基地時間基準又はクロック４１１によって駆動される送信機１１１及び受信機１１２を含む。送受話器１２０のトランシーバーは、共通送受話器時間基準又はクロック２２１によって駆動される送信機１２１及び受信機１２２を含む。２台のトランシーバーは、ＲＦチャネル４２０を用いて送信された信号によって通信する。各送信機１１１及び１２１は、本発明のデジタル可変シンボル・レート変調を実現し、各受信機１１２及び１２２は、好ましくは、上述のデジタル復調スキームを実現する。
【００３４】
クロック４１１及び２２１は、一定時間基準であり、ＶＣＸＯを利用しなくてもよい。送信機１１１は、時間基準４１１に従って、所与のシンボル（チップ）レートで受信機１２２へ信号を送信する。送信機１１１のＤＡＣ４１２は、入力シンボルを、ＲＦチャネル４２０を介して送信されるアナログサンプルに変換する。このアナログ信号は、受信機１２２のＡＤＣ４３３によって受信され、ＡＤＣ４３３はデジタルサンプルを補間器４３１へ供給し、このデジタルサンプルは局部クロック又は時間基準２１１から得られた初期一定サンプル・レートで取り出され、この初期一定サンプル・レートは、基地ユニットによって送信された信号の最大シンボル（又はチップ）レートの少なくとも２倍である。受信機１２２が送信機シンボル・レートの２倍以上で入力シンボルをサンプリングするとき、受信機１２２は、初期一定サンプル・レートの半分未満のシンボル・レートに適合し、入力を受信することができる。たとえば、初期サンプルクロック（２２１）周波数が６２ＭＨｚの場合、２０Ｍシンボル／秒乃至３０Ｍシンボル／秒のシンボル・レートをサポートすることができる。
【００３５】
補間器４３１は、基地ユニット１１０の送信機１１１によって送信された順次的なシンボルに同期した時点で取得されたサンプルを生成する。タイミング位相及び周波数ロックループ４３２は、補間器４３１によって生成された送信機に同期したサンプル時間と、順次的な送信機シンボルとの間の位相誤差を検出し、位相誤差信号（受信シンボル・タイミング周波数誤差測定量とも呼ばれる）を生成する。これは、補間器４３１を制御するための遅延制御信号を生成するためにも使用される。補間機能は、タイミング調節機能であり、デジタル位相シフト及びサンプリング・レート変換とも称される。したがって、受信機１２２は、この信号、すなわち、補間器４３１とタイミング位相及び周波数ロックループ４３２とを経由した基地ユニット１１０からのタイミングにロックし、受信シンボル・タイミング周波数誤差測定量を生成する。受信機１２２のデジタルタイミング再生システムは、
ｔ_{２ｃｈｉｐ}／ｔ_ａｄ 又は ｔ_{２ｃｈｉｐ}−ｔ_ａｄ
に比例した数である受信シンボル誤差測定量を生成する。式中、ｔ_{２ｃｈｉｐ}は、ＤＡＣ４１２へ供給される送信機１１１のチップ・レートの２倍のサンプル周期であり、ｔ_ａｄは、受信機１２２のＤＡＣ４２３のサンプル周期であり、ｔ_ａｃと同じである。ｔ_ａｄ及びｔ_ｄａｃは同一であるため、オフセット訂正３１０の形式でＮＣＤ２５２へ誤差を与えることにより、処理を厳密に反転させ、基地ユニットから送信されたシンボル（チップ）レートと同じレートを有する信号を基地ユニットへ返送する。これにより、基地ユニット１１０は、各送受話器のタイムスロット中に、各送受話器の信号を獲得することができるように、多数の送受話器のタイミング・オフセットを追跡する必要が無くなる。本発明は、デジタル域で多数のトランシーバーをまとめて効率的にロックする。
【００３６】
上述の無線電話システムのデジタル通信に加えて、本発明は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＣＡＰ及びＱＡＭ、並びに、たとえば、米国で使用するため提案された高品位テレビジョンシステム（Grand Alliance High Definition Television system(HDTV)）のようなＶＳＢ変調システムに適用される。当業者は、ここに開示された送信機変調システムを望ましい変調スキームに適合させるためにどのような設計変更が必要であるかを認識し、望ましい変調スキームと協働させるため、例示された部品をどのように設計すべきであるかがわかる。
【００３７】
上記の多重シンボル・レート変調システムは、有線若しくは無線デジタル家庭内ネットワーク、デジタルテレビジョン変調器、又は、たとえば、ＱＰＳＫからＱＡＭのように別のフォーマットへ復調及び再変調するためのトランスモジュレータに使用できる点で有利である。
【００３８】
上記の利点の他に、ＶＣＸＯの使用が回避され、入手可能な安定した発振器が代わりに使用され、この発振器は、トランシーバーの受信機側と送信機側の両方で共用される。さらに、基地ユニットにおいて、基地ユニットと多数のトランシーバーをデジタル的にロックすることによって、基地ユニットは、論理的な全ての受信機に対して唯一の時間基準だけを使用することができ、同じタイミング及びクロックを全ての送受話器で共用できるので、多数のＶＣＸＯを使用する必要が無くなる。
【００３９】
本発明の原理による上記の無線システムは、基地ユニット１１０がセルラー電話ネットワーク内の一つのセルにサービスを提供する基地局を表すセルラーシステムでも構わないということが当業者には認められるであろう。
【００４０】
本発明の内容を明らかにするために説明、図示された部品の細部、材料及び配置に関する種々の変更は、請求項に記載された事項の原理及び範囲を逸脱することなく、当業者によってなし得ることが認められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施例によるスペクトラム拡散ＴＤＭＡ多重回線無線電話システムのブロック図である。
【図２】 本発明の一実施例による図１のシステムの送信機の詳細構成図である。
【図３】 本発明の一実施例による図２の送信機の可変レート制御器の詳細構成図である。
【図４】 本発明の一実施例による図１のシステムの基地ユニットトランシーバー及び送受話器トランシーバーのブロック図である。

Claims (19)

1. 順次的なシンボルを表す第１の信号を第１のシンボル・レートで送信する第２のトランシーバーと通信するトランシーバーであって、
   前記第１の信号を表すサンプルを受信し、受信されたサンプルに応じて、前記第１の信号の順次的なシンボルに同期した時点で取得されたサンプルを受信機補間器が生成するのに使用されるシンボルタイミング周波数誤差測定量を作成する受信機と、
   順次的なシンボルを表す第２の信号を前記第２のトランシーバーへ第２のシンボル・レートで送信する送信機と、
   を有し、前記送信機は、第１のシンボル・レートと実質的に一致するように、前記シンボルタイミング周波数誤差測定量に応じて前記第２シンボル・レートを修正する送信機補間器を含む、トランシーバー。
2. 前記送信機補間器は、第２のシンボル・レートでサンプルを受信し、補間されたサンプルをあるサンプル・レートでデジタル・アナログ変換器へ与え、
   前記送信機は、前記第２のシンボル・レートとサンプル・レートとの間の所望の比に略一致する周波数係数、前記シンボルタイミング周波数誤差測定量に基づくオフセット係数、及び、局部クロック周波数を有する局部クロックを受信し、前記周波数係数及び前記オフセット係数に基づいて補間器制御信号を前記送信機補間器へ与える数値制御遅延器を更に有する請求項１記載のトランシーバー。
3. 前記局部クロック信号を発生する一定周波数クロック信号源を更に有し、
   前記局部クロック周波数は、第１のシンボル・レートの予想最高値の少なくとも２倍の一定周波数である、請求項２記載のトランシーバー。
4. 数値制御遅延器は、前記周波数係数、前記オフセット係数及び前記局部クロック信号に基づいて、前記送信機補間器の入力側に結合された前記送信機内の回路を制御するクロックイネーブル信号を供給する、請求項２記載のトランシーバー。
5. 当該トランシーバーは、第１の無線送受話器の送受話器トランシーバーであり、
   前記第２のトランシーバーは基地ユニットの基地トランシーバーであり、
   前記第１の無線送受話器および基地ユニットは、複数の他の無線送受話器を有する無線電話システムの一部であり、
   各送受話器は、前記基地トランシーバーを介して前記基地ユニットとの間で共用チャネルを経由する無線リンクを確立する送受話器トランシーバーを有する、請求項１記載のトランシーバー。
6. 前記無線リンクは、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）リンクであり、各送受話器は、タイムスロットを送受話器に割り当てるＴＤＭＡスキームの排他的なタイムスロットの間に通信する、請求項５記載のトランシーバー。
7. 前記無線電話システムは、順次的な各シンボルがシンボルとｎチップ拡散シーケンスの積によって表される直接シーケンス・スペクトラム拡散システムである、請求項５記載のトランシーバー。
8. 前記送信機補間器は区分放物線フィルタを含む、請求項１記載のトランシーバー。
9. 局部クロック信号発生器、受信機及び送信機を有するトランシーバーにおいて、順次的なシンボルを表す第１の信号を第１のシンボル・レートで送信する第２のトランシーバーと通信する方法であって、
   局部クロック信号発生器で、局部クロック周波数のクロック信号を供給する手順と、
   受信機で、第１の信号を表すサンプルを受信し、受信されたサンプルに応じて、前記第１の信号の順次的なサンプルに同期した時点で取得されたサンプルを受信機補間器が生成するのに使用されるシンボルタイミング周波数誤差測定量を作成する手順と、
   順次的なシンボルを表す第２の信号を前記第２のトランシーバーへ第２のシンボル・レートで送信する手順と、
   を有し、前記第２のシンボル・レートが前記第１のシンボル・レートと実質的に一致するように、前記シンボルタイミング周波数誤差測定量に応じて前記第２シンボル・レートを送信機補間器により修正する、方法。
10. 前記送信機補間器は、前記第２のシンボル・レートでサンプルを受信し、補間されたサンプルをあるサンプル・レートでデジタル・アナログ変換器へ与え、
    前記送信機は、前記第２のシンボル・レートとサンプル・レートとの間の所望の比に略一致する周波数係数を受信し、前記シンボルタイミング周波数誤差測定量に基づくオフセット係数を受信し、前記周波数係数及び前記オフセット係数に基づいて補間器制御信号を前記送信機補間器へ与える数値制御遅延器を更に有する、請求項９記載の方法。
11. 前記トランシーバーは第１の無線送受話器の送受話器トランシーバーであり、
    前記第２のトランシーバーは基地ユニットの基地トランシーバーであり、
    前記第１の無線送受話器および基地ユニットは、複数の他の無線送受話器を有する無線電話システムの一部であり、
    各送受話器は、基地トランシーバーを介して基地ユニットとの間で共用チャネルを経由する無線リンクを確立する送受話器トランシーバーを有する、請求項９記載の方法。
12. 無線リンクは、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）リンクであり、各送受話器は、タイムスロットを送受話器に割り当てるＴＤＭＡスキームの排他的なタイムスロットの間に通信する、請求項１１記載の方法。
13. 前記無線電話システムは、順次的な各シンボルがシンボルとｎチップ拡散シーケンスの積によって表される直接シーケンス・スペクトラム拡散システムである、請求項１１記載の方法。
14. 局部クロック信号発生器は一定周波数クロック信号源であり、前記局部クロック周波数は第１のシンボル・レートの予想最高値の少なくとも２倍である、請求項９記載の方法。
15. 前記送信機補間器は区分放物線フィルタを含む、請求項９記載の方法。
16. 基地トランシーバーを有する基地ユニットと、複数の無線送受話器とを含む無線電話システムであって、
    各送受話器は、各送受話器がＴＤＭＡエポックの排他的なタイムスロットの間に通信するＴＤＭＡスキームに従って、基地トランシーバーを介して基地ユニットとの間で共用チャネルを経由する無線リンクを確立する送受話器トランシーバーを有し、
    基地ユニットは、順次的なシンボルを表す第１の信号を第１のシンボル・レートで送受話器トランシーバーへ送信し、
    送受話器トランシーバーは、
    第１の信号を表すサンプルを受信し、受信されたサンプルに応じて、前記第１の信号の順次的なサンプルに同期した時点で取得されたサンプルを受信機補間器が生成するのに使用されるシンボルタイミング周波数誤差測定量を作成する受信機と、
    順次的なシンボルを表す第２の信号を第２のシンボル・レートで第２のトランシーバーへ送信する送信機と、
    を有し、前記送信機は、前記第２のシンボル・レートが、前記第１のシンボル・レートと実質的に一致するように、前記シンボルタイミング周波数誤差測定量に応じて前記第２のシンボル・レートを修正する、無線電話システム。
17. 前記送信機補間器は、第２のシンボル・レートでサンプルを受信し、補間されたサンプルをあるサンプル・レートでデジタル・アナログ変換器へ与え、
    前記送信機は、前記第２のシンボル・レートとサンプル・レートとの間の所望の比に略一致する周波数係数、前記シンボルタイミング周波数誤差測定量に基づくオフセット係数、及び、局部クロック周波数を有する局部クロックを受信し、前記周波数係数及び前記オフセット係数に基づいて補間器制御信号を前記送信機補間器へ与える数値制御遅延器を更に有する請求項１６記載の無線電話システム。
18. 送受話器トランシーバーは、局部クロック信号を発生する一定周波数クロック信号源を更に有し、前記局部クロック周波数は、第１のシンボル・レートの予想最高値の少なくとも２倍の一定周波数である、請求項１７記載の無線電話システム。
19. 送信された信号の順次的な各シンボルは、シンボルとｎチップ拡散シーケンスの積によって表されるスペクトラム拡散システムである、請求項１６記載の無線電話システム。

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