JP2002528963A - デジタル可変シンボル・レート変調 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、複数の無線送受話器及び基地ユニットを有し、基地ユニットが基地トランシーバーを含む、無線電話システムである。各送受話器は、共用チャネルを介して、基地トランシーバーを用いる基地ユニットと無線リンクを確立する送受話器トランシーバーを有し、基地トランシーバーは、順次的なシンボルを表現する第１の信号を第１のシンボル・レートで送受トランシーバーへ送信する。送受話器トランシーバーは、受信機及び送信機と、局部クロック周波数で信号を同期させる局部クロック信号発生器とを含む。受信機は、第１の信号を表すサンプルを受信し、受信サンプルに応じて受信機側補間器に第１の信号の順次的なシンボルと同期した時間に取得されたサンプルを生成させるため使用されるシンボル誤差測定量を発生する。送受話器送信機は、第２のシンボル・レートが第１のシンボル・レートと実質的に一致するようにシンボル誤り測定量に従って第２のシンボル・レートを修正することにより、順次的なシンボルを表す第２の信号を第２のシンボル・レートで基地トランシーバーへ送信する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 ［発明の背景］ ・発明の分野 本発明は、デジタル信号処理システムに係り、特に、連続的なシンボル・レー
トの範囲に亘ってデジタル変調信号を与えるデジタル可変シンボル・レート変調
に関する。

【０００２】 ・関連技術の説明 送信機から受信機へのデジタルデータ伝送は、送信機を用いてデータを送信し
、受信機を用いてデータを正しく再現するため、多様なデジタル信号処理技術を
必要とする。デジタル無線電話システムにおいて、無線電話送受器ユニットは、
デジタル無線信号を用いて基地ユニットと通信し、基地ユニットは標準的な電話
回線を介して外部電話網に接続される。このように、利用者は、基地ユニット及
び電話網を介して、別の利用者との電話呼を繋ぐため無線送受話器を利用する。

【０００３】 多重回線無線電話システムは、多数の電話利用者とのビジネスのようは多様な
状況で使用される。このようなシステムは、典型的にスペクトラム拡散、時分割
多元接続（ＴＤＭＡ）のようなデジタル通信スキームを使用して、同時に最大Ｎ
台の送受話器と通信する送受話器を利用する。スペクトラム拡散システムにおい
て、帯域幅リソースは、いわゆるシャノンの定理に従って、性能利得を取引する
。スペクトラム拡散システムの利点には、低い電力スペクトル密度と、改良され
た狭帯域妨害阻止と、ビルトイン選択性アドレッシング能力（符号選択付き）と
、本来的なチャネル多元接続能力とが含まれる。スペクトラム拡散システムは、
直接シーケンシング（ＤＳ）、周波数ホッピング（ＦＨ）、チャープ・システム
、及び、ＤＳ／ＦＨハイブリッド・システムなどの多数の技術を利用する。

【０００４】 ＴＤＭＡシステムでは、単一のＲＦチャネルが使用され、各送受話器は、全Ｔ
ＤＭＡサイクル又はエポック期間内の専用タイムスライス又はタイムスロットの
間に、オーディオ・データパケット及びオーディオ以外のデータパケットを送受
信する。他の通信スキームには、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）スキームと、
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）スキームと、このようなスキームの組み合わせと
が含まれる。キャリアレス・振幅／位相（ＣＡＰ）及び直角振幅変調（ＱＡＭ）
のような多様な変調スキームが使用される。

【０００５】 このようなデジタルデータは、屡々、データのバイナリ・ビットの形式でＲＦ
チャネルのような伝送媒体を介して変調信号として送信される。（デジタル通信
のため屡々使用される他の伝送媒体は、アシンメトリック・デジタル加入者ルー
プ（ＡＤＳＬ）システム又はケーブル・モデム・システムを含む。）デジタルデ
ータは、屡々、変調され、複素デジタルデータ形式で送信され、送信されたデー
タは、受信機によって元のデータを再生するため使用されるシンボルを含む。複
素デジタルシンボルデータは、典型的に、実部（同相、すなわち、Ｉ）データと
、虚部（直交位相、すなわち、Ｑ）データとを含む（Ｉ−Ｑペア）。Ｉ−Ｑペア
の各シンボルは、多重ビットの数であり、Ｉ−Ｑ平面上の信号点配置内の点を表
現する。各シンボルは、ルックアップテーブル（たとえば、ＲＯＭ）を用いて４
象限デカルト座標空間であるＩ−Ｑ平面内の予め決められた座標に写像又は割り
当てられる。全シンボル座標の集合は信号点配置である。所定の数のシンボルが
変調フォーマットに応じてＩ−Ｑ平面内の割り当てられた領域を占有する。所与
の変調フォーマットのビット／シンボルの数に依存して、信号点配置は、Ｉ−Ｑ
軸に関して所定の座標に多数のシンボルを収容する。たとえば、ＱＰＳＫ変調フ
ォーマットの場合、各サンプルは、象限毎に１個ずつの４（２^２）個の位相位置
の中の一つの位置を有するので、各シンボルペアはデータのデータの２ビットを
表現する。

【０００６】 複素データシステム内で所与の入力データ値を送信するため、送信されるべき
入力データ値は、シンボルペア、又は、実数軸Ｉ及び虚数軸Ｑを有する複素信号
点配置上の対応した信号点配置の点の座標Ｉ，Ｑのペアに写像される。元のデー
タ値を表すこれらのＩ、Ｑシンボルは、変調されたチャネルによってデータパケ
ットの一部として送信される。受信機は、Ｉ−Ｑペアを再現し、そこから、信号
点配置の場所を判定し、元の入力データ値又はその近似値を得るために逆写像さ
れる。

【０００７】 スペクトラム拡散システムにおいて、各シンボルは、擬似乱数（ＰＮ）バイナ
リ文字列をシンボル回数で乗算することにより得られた「サブシンボル」又は「
チップ」の文字列によって送信される。このようなシステムは、シンボル・レー
トに関連したチップ・レートによって特徴付けられる。スペクトラム拡散システ
ムは、一般的に、複素フォーマットであるかどうかとは無関係に、デジタルデー
タを送信するため使用される。

【０００８】 上述の通り、デジタルデータ伝送は、送信機によってデータを送信し、受信機
によってデータを正しく再現するために、多様なデジタル信号処理技術を必要と
する。たとえば、スペクトラム拡散デジタル無線電話システムにおけるデータ伝
送の受信機側は、送信されたＲＦ信号からデータを再生するため多様な機能を利
用する。これらの機能には、シンボル同期用のタイミング再生、搬送波再生（周
波数復調）、及び、等化が含まれる。受信機は、自動利得制御（ＡＧＣ）と、リ
ンク毎の等化器ループと、搬送波追従ループ（ＣＴＬ）とを含む。タイミング再
生は、受信機クロック（時間基準）を送信機クロックに同期させる処理である。
これにより、受信信号は、受信シンボル値の意思決定指向の処理と関連したスラ
イシング・エラーの起こる可能性を低減するため、最適な時点でサンプリングさ
れる。一部の受信機の場合、受信信号は、送信機シンボル・レートの倍数でサン
プリングされる。たとえば、ある受信機は、送信機シンボル・レートの２倍で受
信信号をサンプリングする。いずれにしても、受信機のサンプリング・クロック
は、送信機のシンボル・クロックと同期させる必要がある。

【０００９】 搬送波再生は、変調用ベースバンド情報を再生するため、受信ＲＦ信号がより
低い通過バンドへ周波数シフトされた後、ベースバンドへ周波数シフトされる処
理である。等化は、受信信号上の伝送チャネル妨害の影響を補償する処理である
。より詳細には、等化は、伝送チャネル妨害によって生じたシンボル間干渉（Ｉ
ＳＩ）を除去する。ＩＳＩは、所与のシンボルの値が前後のシンボルの値によっ
て歪む原因になる。これらの機能及び関連した機能と、関連した変調スキーム及
びシステムは、文献：Edward A. Lee & David G. Messerschmitt, Digital Comm
unication, 2d ed., Boston, Kluwer Academic Publishers, 1994に記載されて
いる。

【００１０】 受信機は、送信機シンボル・クロックにロックさせることができるように制御
可能である比較的安定したサンプリング・クロック信号源を必要とする。電圧制
御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）はこの機能のため使用される。その理由は、ＶＣＸ
Ｏによって生成されるクロック信号が安定であり、比較的狭い範囲で制御可能で
あり、送信機シンボル・クロックにロックさせ得るからである。しかし、ＶＣＸ
Ｏ及び同様の部品は、アナログであるため、かなり高価であり、時間的にドリフ
トする傾向がある。その上、異なるシンボル・クロック周波数を有する種々の送
信機から信号を受信する必要がある場合、送信機毎に対応したＶＣＸＯを設ける
必要があり、受信機のコストが更に増加する。出願日が1997年2月20日、出願人
がThomson Consumer Electronics, Inc.、発明者がKnutson, Ramaswamy, McNeel
y （Knutson外）である欧州特許出願EP 0 793 363には、改良されたデジタル信
号プロセッサ用タイミング再生システム（"Timing recovery system for a digi
tal signal processor"）が記載されている。

【００１１】 受信機内でアナログ時間基準を使用する別の欠点は、たとえば、多重回線無線
電話システムにおいて、基地局及び送受話器は別々の時間基準を利用するため、
基地局は、各送受話器のタイムスロット中にその送受話器の信号を取得するため
、多数の送受話器のタイミング・オフセットを追跡しなければならないことであ
る。

【００１２】 ［発明の概要］ 無線電話システムは、複数の無線送受話器及び基地ユニットを含み、基地ユニ
ットは基地トランシーバーを有する。各送受話器は、共用チャネルを介して、基
地トランシーバーを用いる基地ユニットと無線リンクを確立する送受話器トラン
シーバーを有し、基地トランシーバーは、順次的なシンボルを表現する第１の信
号を第１のシンボル・レートで送受トランシーバーへ送信する。送受話器トラン
シーバーは、受信機及び送信機と、局部クロック周波数で信号を同期させる局部
クロック信号発生器とを含む。受信機は、第１の信号を表すサンプルを受信し、
受信サンプルに応じて受信機側補間器に第１の信号の順次的なシンボルと同期し
た時間に取得されたサンプルを生成させるため使用されるシンボル誤差測定量を
発生する。送受話器送信機は、第２のシンボル・レートが第１のシンボル・レー
トと実質的に一致するようにシンボル誤り測定量に従って第２のシンボル・レー
トを修正することにより、順次的なシンボルを表す第２の信号を第２のシンボル
・レートで基地トランシーバーへ送信する。

【００１３】 ［好ましい実施例の説明］ 本発明は、デジタル可変シンボル・レート変調器を有する改良型送信機を備え
たトランシーバーを提供する。これにより、ＶＣＸＯのように高価であり、かつ
、ドリフトしやすいアナログタイミング部品が避けられ、単一の固定周波数シス
テム・クロックを使用して、広範囲のシンボル・レート又はチップ・レートを達
成することができる。本発明は、デジタル域を進行にシンボル・レートを変更す
ることができる。さらに、本発明のデジタル可変シンボル・レート変調器を使用
することにより、送信機は、第１のトランシーバーがその受信機部を用いて通信
する相手の別のトランシーバーのシンボル・レートを反映したシンボル・レート
を実現するため、変調を修正することができる。したがって、通信システム内の
基地ユニットは、送受話器のタイムスロット中に、各送受話器の信号を素早く獲
得するため、多数の送受話器のタイミング・オフセットを追跡しなくてもよい。
直接シーケンス・スペクトラム拡散システムの場合、望ましいシンボル・レート
は、望ましいチップ・レートを獲得することにより実現されることが認められる
。

【００１４】 一般的に、信号は順次的なシンボルを表現する。スペクトラム拡散システムの
場合、信号はシンボルの順次的なチップを表現し、チップは、機能的にはシンボ
ルと同様にみなされる。シンボルは、信号によって伝達されるデータ又は情報の
基本要素であり、複素シンボル若しくはシンボルペア、複素シンボルを表現する
ＰＮシーケンスのチップ、又は、単にバイナリの１若しくは０を表現する。

【００１５】 受信信号はサンプルを得るためにサンプリングされる。サンプルは、シンボル
（又はチップ）を表現する信号を表す。トランシーバーの受信機側は、アナログ
・デジタル変換器（ＡＤＣ又はＡ／Ｄ）を用いて受信信号をサンプリングし、ア
ナログ・デジタル変換器は、シンボルを表現する信号を表すサンプルを与える。
トランシーバーの送信機側は、シンボルを、信号を構成するサンプルに変換し、
信号はデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いてアナログ信号に変換される
。

【００１６】 図１を参照するに、本発明の一実施例によるＴＤＭＡ多重回線無線通信システ
ム１００が示されている。ＴＤＭＡシステム１００は、受信機ユニット（Ｒｘ）
１１２及び送信機ユニット（Ｔｘ）１１１を含む基地ユニット１００を含み、基
地ユニット１００は、電話回線１１５を介して外部電話ネットワーク１１６へ接
続される。システム１００は、Ｎ台の無線送受話器１２０_１、１２０_２、．．．
、１２０_Ｎを含む。各送受話器は、送受話器１２０_１の送信機（Ｔｘ）１２１及
び受信機（Ｒｘ）１２２のような送信機及び受信機ユニット（トランシーバー）
を有する。所与の時点で、一部の送受話器（若しくは、０台の送受話器）が動作
中、若しくは、オフフックである（すなわち、電話呼の伝達処理中である）。シ
ステム１００は、基地局１１０と各送受話器１２０_ｉ（１≦ｉ≦Ｎ）の間に無線
ネットワーク又はリンクを設ける。一実施例において、システム１００は、４台
の送受話器１２０_１乃至１２０_４を含み、全ての送受話器が同時にアクティブ状
態になり得る。別の一実施例では、システム１００の送受話器の台数は異なり、
たとえば、１２台であり、その中の最大で８台の送受話器が同時にアクティブ状
態若しくは動作的になり得る。

【００１７】 各送信機１２１は、信号を変調し、変調信号を送信する。このようなシステム
では、ＱＡＭ、ＣＡＰ、ＰＳＫ（位相シフトキーイング）、ＰＡＭ（パルス振幅
変調）、ＶＳＢ（残留側波帯変調）、ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）、ＯＦ
ＤＭ（直交周波数分割多重化）、及び、ＤＭＴ（離散マルチトーン変調）などの
多様なデジタル変調フォーマットが利用される。

【００１８】 本発明では、デジタル通信システムのトランシーバーにおいて、アナログ時間
基準を利用し、基地ユニットが多数の送受話器のタイミング・オフセットを追跡
する代わりに、又は、それに加えて、各送受話器１２０_ｉの送信機１２１は、本
発明のデジタル可変シンボル・レート変調を実現する。基地ユニット１１０の送
信機１１１は、本発明の変調スキームを実現する。各送受話器トランシーバーの
受信機部１２２は、好ましくは、上述のKnutson外による文献に記載されている
ように、タイミング再生システムのようなデジタル変調スキームを実現する。

【００１９】 各送受話器の送信機１２１によって実現される変調スキームにおいて、各送受
話器送信機は、以下に詳述するように、連続的なシンボル・レートの範囲に亘っ
て、デジタル変調信号を合成する。これにより、送受話器は、送受話器と基地と
の時間基準が独立である場合でも、基地と同じシンボル・レートで送信が行える
。各送受話器は、基地シンボル・レートを反映させるため、アナログ部品を用い
ることなく、固有の伝送シンボル・タイミングを調節し、このため、基地は、多
数の送受話器のタイミング・オフセットを追跡しなくても、信号を素早く獲得で
きるようになる。

【００２０】 図２を参照するに、本発明の一実施例による図１のシステム１００の送信機１
２１を詳細に表すブロック図が示されている。送信機１２１は、マスタークロッ
ク２２１と、クロック分周器２２２と、データ供給源２１１と、データフォーマ
ット器２１２と、チップシーケンスユニット２１３と、パルス成形フィルタ２１
４と、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２５４と、可変レート制御器とを含
み、可変レート制御器は、数値制御遅延器（ＮＣＤ）２５２と、補間器２５１と
、Ｎ分周カウンタ２５３とを含む。ＮＣＤ２５２は、ライン２６１にクロックイ
ネーブル信号を出力し、ライン２６２を介して入力遅延パラメータ又は係数（遅
延制御値）を受信する。遅延パラメータは、補間器２５１のための入力サンプル
（チップ）レートと、出力サンプル（チップ）レートの間の比を決める。

【００２１】 マスタークロック２２１は、水晶発振器のような安定した発振器であり、少な
くとも２×（チップ・レート）のマスタークロック周波数を有するクロック信号
を供給する。スペクトラム拡散システム以外のシステムの場合、実際のシンボル
・レートは、チップ・レートよりも意味がある。たとえば、マスタークロック周
波数は５０ＭＨｚでもよく、その場合に、クロック分周器２２２は２５ＭＨｚの
クロックを供給し、これにより、ＤＡＣ２５４の出力に一定サンプリング周波数
２５ＭＨｚが得られる。

【００２２】 データは、たとえば、データ供給源２１１によってメモリから供給される。メ
モリ２１１によって供給されたデータは、チャネル符号化データ、ランダム化デ
ータ及び訓練データが含まれる。フォーマット器２１２は、データ供給源２１１
唐のデータビットストリームをシンボルに変換する。ＱＰＳＫの場合、２ビット
が４個のシンボル候補の中の一つに写像される。８ＶＳＢの場合、３ビットが８
個のシンボル候補の中の一つに写像される。ＱＰＳＫスペクトラム拡散の場合、
２ビットが４個のＩ−Ｑシンボルの中の一つに写像され、Ｉ−Ｑシンボルは、シ
ーケンサ２１３内でＰＮシーケンスによって乗算される。

【００２３】 データフォーマット器２１２は、データ供給源２１１からの未加工入力データ
をパケット及びシンボルＩｄ、Ｑｄに変換する。チップシーケンサ２１３は、ス
ペクトラム拡散の目的のため、これらのシンボルを、バイナリ・シーケンス全体
に拡散させる。この拡散は、たとえば、＋１又は−１の入力を取り、入力をＮビ
ットの同一文字列（たとえば、Ｎ＝１６）に変換し、それにバイナリ・シーケン
スの各ビットを乗算することにより行われる。かくして、シンボル毎に、ビット
・シーケンス又はその反転が送信される。バイナリ・シーケンスは、ＰＮシーケ
ンスのように良好な相関特性を有するシーケンスでもよい。スペクトラム拡散パ
ルスは、パルス成形フィルタ２１４による送信用に成形され、ＤＡＣ２５４によ
るＲＦチャネルへの周波数シフトの準備ができる。

【００２４】 フィルタ２１４は、シンボル（又は、スペクトラム拡散システムの場合には、
チップ）を伝搬するパルス形状を作成する。パルスの形状は、パルスが正しい時
点でサンプリングされたとき、前後の全てのパルスが現在のパルスに影響を与え
ないように成形される。パルス成形フィルタは、一般的に公知である（たとえば
、文献：Lee and Messerschmitt: "Digital Communications", section 8.2 Det
ection of Passband Signals-Matched Filters, Kluwer Academic Press, Bosto
n, 1988を参照のこと）。

【００２５】 ＮＣＤ２５２は、システムのシンボル・レートを変更するため、入力遅延パラ
メータに応じて、補間器２５１を制御する。パルス成形フィルタ２１４からのサ
ンプルが多数のチップ・レートで生成されるため、シンボル・レートは調節され
る（チップ・レートとシンボル・レートが一定の関係、すなわち、１５チップ／
シンボルであるとき、典型的に２サンプル／チップ）。補間器２５１は、４タッ
プ区分放物線フィルタのような可変位相遅延フィルタである。たとえば、１０Ｍ
Ｈｚ（補間器２１５の入力におけるサンプル・レートの半分）のチップ・レート
を達成するため、ＮＣＤ２５２は、パルス成形フィルタ２１４と、それに応じて
送信機１２１のその他の部品のタイミングを制御し、かつ、補間器２５１がパル
ス成形フィルタ２１４によって供給される入力サンプル毎に１．２５サンプルを
（２サンプル／チップで）ＤＡＣ２５４へ出力するように、補間器２５１を制御
しなければならない。したがって、発振器がある程度の実装余裕を含む最大サン
プル・レートよりも高速であり（たとえば、チップ・レート又はシンボル・レー
トの２倍を超える）、かつ、マスタークロックが所望のチップ・レートの倍数で
あるならば、本発明の可変レート制御器２５０ベースの送信機１２１は、唯一の
発振器を使用して、連続的なシンボル・レートの範囲に亘って、デジタル変調信
号を合成することができる。これにより、チップシーケンサ２１３及びパルス成
形フィルタ２１４に供給されるクロックを変更し、それに応じて、補間器２５１
を直接修正することによって簡単に所望のチップ・レートへ変更することができ
る。十分に高速かつ安定な発振器が利用されるので、送受話器システムでは、プ
ロセッサクロックのような十分なクロックが使用される。

【００２６】 したがって、本発明によれば、可変レート制御器２５０は、所望のレートでク
ロック信号をイネーブルにさせ、補間器２５１をそのレートに制御する。可変レ
ート制御器２５０は、一定システム・クロックから、ゲート制御又はイネーブル
にされたクロックを取り出し、補間器２５１に、所望のシンボル・レートでシン
ボルＩｆ，Ｑｆを受信させ、一定サンプル・レートで出力信号Ｉｔ，Ｑｔを発生
させる。ＮＣＤ２５２の制御下で、補間器２５１は、ＤＡＣレートで均等に間隔
が空けられたサンプルを生成する遅延器を通して進められる。ＤＡＣ信号は、制
御を簡単化するため、補間器へ入力された最高レートよりも高いマスタークロッ
クで均等にサンプリングされる。

【００２７】 ｔ_ｄａｃがＤＡＣ２５４のサンプル周期を表し、ｔ_ｐｓｆがパルス成形フィル
タ２１４のサンプル周期であるとき、以下の式： ｔ_ｄａｃ／ｔ_ｐｓｆ は、ＮＣＤ２５２のための遅延制御値を表す。この式は、ＮＣＤで使用されるデ
ータパスへ正規化され、たとえば、整数部２ビットと小数部２０ビットを含む２
２ビットのデータパスは、その比を、データパス番号付けシステムにおける１を
表現する２^２０倍する必要がある。補間器によって出力されたサンプル（Ｉ_ｔ，
Ｑ_ｔ）は、入力サンプル（Ｉ_ｆ，Ｑ_ｆ）よりも時間的に間隔が狭められているの
で、上記式は、入力サンプル毎に、補間器２５１の位相が、出力サンプル・レー
ト（ＤＡＣ）の入力サンプル・レート（パルス成形フィルタ）に対する比によっ
て進められるべきことを意味する。これは、図３の信号２６２の値である。制御
された補間器の遅延範囲は、１サンプルだけ広がるので、付加的な入力サンプル
が必要とされるとき、補間器の位相は、図３の信号３２０によって表現される次
の式： （ｔ_ｄａｃ／ｔ_ｐｓｆ）−１ を用いて調節される。補間器２５１の入力レジスタ、パルス成形フィルタ２１４
、及び、先行信号処理ロジックのクロックイネーブルは、位相変化が補間器のス
パンの範囲内に収まるとき（たとえば、信号２６２が選択されたとき）、ディス
エーブルにされ、新しいデータがパルス成形フィルタ２１４から補間器へ入力さ
れるべきとき（たとえば、信号３２０が選択されたとき）、イネーブルにされる
。ＮＣＤ２５２のＮＣＤ機能は、パルス成形フィルタ２１４から入力されたサン
プルに関する遅延を累算する。

【００２８】 図３を参照するに、本発明の一実施例による送信機１２１の可変レート制御器
２５０がより詳細に示されている。同図に示されるように、遅延制御値は、加算
ノード３１５からライン２６２を介して供給される。加算ノード３１５は、オフ
セット訂正３１０及び周波数係数３１２を受ける。周波数係数３１２は、ＮＣＤ
データパスの数値フォーマットでは、以下の式： ｔ_ｄａｃ／ｔ_ｐｓｆ によって表現され、式中、ｔ_ｄａｃはＤＡＣ２５４のサンプル周期を表し、ｔ_{ｐ ｓｆ} は補間器２５１のサンプル周期を表す。オフセット訂正３１０は、ｔ_ｄａｃ が予想された値と一致しないとき、発振器を調節するため使用される偏差である
。補間器の遅延スパンが超過したとき、すなわち、ＮＣＤ累算器３２２における
値が１よりも大きい値になったとき、補間器２５１の入力データレジスタが付加
的なデータを獲得するため（先行の全データパスと同じように）イネーブルにさ
れ、ＮＣＤは、１出力遅延を表す信号２６２から１入力遅延を減算する信号３２
０を用いて調節される。補間器３２４への制御信号μは、ＮＣＤ累算器３２２の
小数部である。累算器３２２は、補間器によって生じるサンプル・レート変化を
正確に表現するため十分なビットをもつ必要があるが、補間器２５１へ送られる
位相情報３２４は、送信機及び補間器データパスのビット幅によって表現された
信号を再生するために十分な精度さえあればよい。一実施例において、２０ビッ
トの小数部ビットがＮＣＤ累算器において使用されるが、７ビットの小数部ビッ
トだけが補間器２５１への位相制御として信号３２４を用いて伝搬される。

【００２９】 容易に認められるように、制御器２５０のＮＣＤ２５２及びＤＡＣ２５４は、
先行のシステム、すなわち、部品２１１、２１２、２１３及び２１４のサンプル
・レートよりも大きい一定クロック、好ましくは、チップ・レート（マスターク
ロック２２１のレート）の２倍のクロックに基づいて動作する。クロックイネー
ブルライン２６１がシステムの残りの部分に対しアクティブ状態ではないとき、
ＮＣＤ２５２は、入力クロック毎に、多重出力クロック用の補間器位相番号を生
成する。補間器フィルタ状態は、クロックイネーブルが無い場合に維持されるが
、位相データ（遅延制御）は、１ＤＡＣ周期の遅延量で遅延させられる。

【００３０】 上述の通り、各送受話器のトランシーバーの受信機部１２２は、好ましくは、
Knutson外による文献に記載されているタイミング再生システムのようなデジタ
ル変調スキームを実現する。これにより、受信機は、任意のシンボル・レートで
受信信号をデジタル復調できるようになる。

【００３１】 たとえば、基地ユニット１１０の送信機１１１は、データリンクを介して、送
受器１２０の受信機１２２へ信号を送信し、受信機１２２は、送信機１１１で使
用された正確なシンボル及びサンプル・レートで受信信号にロックすることによ
り、受信信号をデジタル復調する。以下で詳述されるように、受信機１２２が基
地ユニット１１０から受信した信号のタイミングにロックするとき、受信機は、
受信機の局部時間基準に対する受信信号のシンボル（チップ）タイミング・レー
トの正確な測定量を生成する。これらの測定量は、受信シンボル・タイミング周
波数誤差測定量とも称され、受信機１２２は、送信機１１１によって使用された
シンボル・レートと同じシンボル・レートを得るため、この測定量を用いて、Ａ
ＧＣ、ＣＴＬ及び等化のような多数のループを調節する。したがって、誤差測定
量は、マスタークロック２２１によって生成されるであろう送受話器のシンボル
・レートと、入力信号のシンボル・レートとの差を表す。

【００３２】 この誤差情報（局部時間基準に対するタイミング・レート測定量）はデジタル
であり、オフセット訂正３１０を生成するため、送受話器トランシーバーの送信
機１２２へ供給される。これにより、送信機１２２のシンボル・レートは、受信
機１２１のデジタル変調にしたがって修正されるので、送信機１２２のシンボル
・レートは、受信機１２１のシンボル・レートと正確に一致し、基地ユニット１
１０の送信機１１１のシンボル・レートと一致する。したがって、送受話器トラ
ンシーバーの受信機と送信機の両方にデジタル復調を組みこむことによって、送
信機は、基地ユニット１１０のシンボル・レートを正確に反映させることができ
る。

【００３３】 図４には、本発明の一実施例によるシステム１００の基地ユニット１１０及び
送受話器１２０のトランシーバーの部分を例示するブロック図が示されている。
基地ユニット１１０のトランシーバーは、共通基地時間基準又はクロック４１１
によって駆動される送信機１１１及び受信機１１２を含む。送受話器１２０のト
ランシーバーは、共通送受話器時間基準又はクロック２２１によって駆動される
送信機１２１及び受信機１２２を含む。２台のトランシーバーは、ＲＦチャネル
４２０を用いて送信された信号によって通信する。各送信機１１１及び１２１は
、本発明のデジタル可変シンボル・レート変調を実現し、各受信機１１２及び１
２２は、好ましくは、上述のデジタル復調スキームを実現する。

【００３４】 クロック４１１及び２２１は、一定時間基準であり、ＶＣＸＯを利用しなくて
もよい。送信機１１１は、時間基準４１１に従って、所与のシンボル（チップ）
レートで受信機１２２へ信号を送信する。送信機１１１のＤＡＣ４１２は、入力
シンボルを、ＲＦチャネル４２０を介して送信されるアナログサンプルに変換す
る。このアナログ信号は、受信機１２２のＡＤＣ４３３によって受信され、ＡＤ
Ｃ４３３はデジタルサンプルを補間器４３１へ供給し、このデジタルサンプルは
局部クロック又は時間基準２１１から得られた初期一定サンプル・レートで取り
出され、この初期一定サンプル・レートは、基地ユニットによって送信された信
号の最大シンボル（又はチップ）レートの少なくとも２倍である。受信機１２２
が送信機シンボル・レートの２倍以上で入力シンボルをサンプリングするとき、
受信機１２２は、初期一定サンプル・レートの半分未満のシンボル・レートに適
合し、入力を受信することができる。たとえば、初期サンプルクロック（２２１
）周波数が６２ＭＨｚの場合、２０Ｍシンボル／秒乃至３０Ｍシンボル／秒のシ
ンボル・レートをサポートすることができる。

【００３５】 補間器４３１は、基地ユニット１１０の送信機１１１によって送信された順次
的なシンボルに同期した時点で取得されたサンプルを生成する。タイミング位相
及び周波数ロックループ４３２は、補間器４３１によって生成された送信機に同
期したサンプル時間と、順次的な送信機シンボルとの間の位相誤差を検出し、位
相誤差信号（受信シンボル・タイミング周波数誤差測定量とも呼ばれる）を生成
する。これは、補間器４３１を制御するための遅延制御信号を生成するためにも
使用される。補間機能は、タイミング調節機能であり、デジタル位相シフト及び
サンプリング・レート変換とも称される。したがって、受信機１２２は、この信
号、すなわち、補間器４３１とタイミング位相及び周波数ロックループ４３２と
を経由した基地ユニット１１０からのタイミングにロックし、受信シンボル・タ
イミング周波数誤差測定量を生成する。受信機１２２のデジタルタイミング再生
システムは、 ｔ_{２ｃｈｉｐ}／ｔ_ａｄ 又は ｔ_{２ｃｈｉｐ}−ｔ_ａｄ に比例した数である受信シンボル誤差測定量を生成する。式中、ｔ_{２ｃｈｉｐ}は
、ＤＡＣ４１２へ供給される送信機１１１のチップ・レートの２倍のサンプル周
期であり、ｔ_ａｄは、受信機１２２のＤＡＣ４２３のサンプル周期であり、ｔ_{ａ ｃ} と同じである。ｔ_ａｄ及びｔ_ｄａｃは同一であるため、オフセット訂正３１０
の形式でＮＣＤ２５２へ誤差を与えることにより、処理を厳密に反転させ、基地
ユニットから送信されたシンボル（チップ）レートと同じレートを有する信号を
基地ユニットへ返送する。これにより、基地ユニット１１０は、各送受話器のタ
イムスロット中に、各送受話器の信号を獲得することができるように、多数の送
受話器のタイミング・オフセットを追跡する必要が無くなる。本発明は、デジタ
ル域で多数のトランシーバーをまとめて効率的にロックする。

【００３６】 上述の無線電話システムのデジタル通信に加えて、本発明は、ＢＰＳＫ、ＱＰ
ＳＫ、ＣＡＰ及びＱＡＭ、並びに、たとえば、米国で使用するため提案された高
品位テレビジョンシステム（Grand Alliance High Definition Television syst
em(HDTV)）のようなＶＳＢ変調システムに適用される。当業者は、ここに開示さ
れた送信機変調システムを望ましい変調スキームに適合させるためにどのような
設計変更が必要であるかを認識し、望ましい変調スキームと協働させるため、例
示された部品をどのように設計すべきであるかがわかる。

【００３７】 上記の多重シンボル・レート変調システムは、有線若しくは無線デジタル家庭
内ネットワーク、デジタルテレビジョン変調器、又は、たとえば、ＱＰＳＫから
ＱＡＭのように別のフォーマットへ復調及び再変調するためのトランスモジュレ
ータに使用できる点で有利である。

【００３８】 上記の利点の他に、ＶＣＸＯの使用が回避され、入手可能な安定した発振器が
代わりに使用され、この発振器は、トランシーバーの受信機側と送信機側の両方
で共用される。さらに、基地ユニットにおいて、基地ユニットと多数のトランシ
ーバーをデジタル的にロックすることによって、基地ユニットは、論理的な全て
の受信機に対して唯一の時間基準だけを使用することができ、同じタイミング及
びクロックを全ての送受話器で共用できるので、多数のＶＣＸＯを使用する必要
が無くなる。

【００３９】 本発明の原理による上記の無線システムは、基地ユニット１１０がセルラー電
話ネットワーク内の一つのセルにサービスを提供する基地局を表すセルラーシス
テムでも構わないということが当業者には認められるであろう。

【００４０】 本発明の内容を明らかにするために説明、図示された部品の細部、材料及び配
置に関する種々の変更は、請求項に係る発明の原理及び範囲を逸脱することなく
、当業者によってなし得ることが認められる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例によるスペクトラム拡散ＴＤＭＡ多重回線無線電話システム
のブロック図である。

【図２】 本発明の一実施例による図１のシステムの送信機の詳細構成図である。

【図３】 本発明の一実施例による図２の送信機の可変レート制御器の詳細構成図である
。

【図４】 本発明の一実施例による図１のシステムの基地ユニットトランシーバー及び送
受話器トランシーバーのブロック図である。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１２年１２月４日（２０００．１２．４）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４０】 本発明の内容を明らかにするために説明、図示された部品の細部、材料及び配
置に関する種々の変更は、請求項に記載された事項の原理及び範囲を逸脱するこ
となく、当業者によってなし得ることが認められる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｒ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ， ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，Ｋ Ｚ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ， ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，Ｓ Ｋ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 シュー，ドン−チャン アメリカ合衆国 インディアナ州 46033 −4168 カーメル ブリッジャー・ドライ ヴ・ナンバー 3772 (72)発明者 ナットソン，ポール ゴサード アメリカ合衆国 インディアナ州 46219 −6308 インディアナポリス エス・エマ ーソン・アヴェニュー 148 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FE10 FF01 FG02 FH01 5K022 EE01 EE21 EE31 5K067 AA33 AA41 CC10 EE02 EE10 GG01 GG11

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 順次的なシンボルを表す第１の信号を第１のシンボル・レー
   トで送信する第２のトランシーバーと通信するトランシーバーであって、 第１の信号を表すサンプルを受信し、受信されたサンプルに応じて、受信機補
   間器に第１の信号の順次的なサンプルに同期した時点で取得されたサンプルを生
   成させるため使用されるシンボル誤差測定量を作成する受信機と、 第１のシンボル・レートと実質的に一致するようにシンボル誤差測定量に応じ
   て修正された第２のシンボル・レートで、順次的なシンボルを表す第２の信号を
   第２のトランシーバーへ送信する送信機と、 を有するトランシーバー。
2. 【請求項２】 送信機は、 第２のシンボル・レートでサンプルを受信し、補間されたサンプルをあるサン
   プル・レートでデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）へ与える送信機補間器と、 第２のシンボル・レートとサンプル・レートとの間の所望の比に略一致する周
   波数係数、シンボル誤差測定量に基づくオフセット係数、及び、局部クロック周
   波数を有する局部クロックを受信し、周波数係数及びオフセット係数に基づいて
   補間器制御信号を送信機補間器へ与える数値制御遅延器（ＮＣＤ）と、 を有する、請求項１記載のトランシーバー。
3. 【請求項３】 局部クロック信号を発生する一定周波数クロック信号源を更
   に有し、 局部クロック周波数は、第１のシンボル・レートの予想最高値の少なくとも２
   倍の一定周波数である、請求項２記載のトランシーバー。
4. 【請求項４】 数値制御遅延器は、周波数係数、オフセット係数及び局部ク
   ロック信号に基づいて送信機補間器の入力側に接続された送信機内の回路を制御
   するクロックイネーブル信号を供給する、請求項２記載のトランシーバー。
5. 【請求項５】 第１の無線送受話器の送受話器トランシーバーであり、 第２のトランシーバーは基地ユニットの基地トランシーバーであり、 第１の無線送受話器および基地ユニットは、複数の他の無線送受話器を有する
   無線電話システムの一部であり、 各送受話器は、基地トランシーバーを介して基地ユニットと、共用チャネルを
   経由する無線リンクを確立する送受話器トランシーバーを具備する、 請求項１記載のトランシーバー。
6. 【請求項６】 無線リンクは、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）リンクであり、 各送受話器は、タイムスロットを送受話器に割り当てるＴＤＭＡスキームの排
   他的なタイムスロットの間に通信する、 請求項５記載のトランシーバー。
7. 【請求項７】 無線電話システムは、順次的な各シンボルがシンボルとｎチ
   ップ拡散シーケンスの積によって表される直接シーケンス・スペクトラム拡散シ
   ステムである、請求項５記載のトランシーバー。
8. 【請求項８】 送信機補間器は区分放物線フィルタを含む、請求項１記載の
   トランシーバー。
9. 【請求項９】 局部クロック信号発生器、受信機及び送信機を有するトラン
   シーバーにおいて、順次的なシンボルを表す第１の信号を第１のシンボル・レー
   トで送信する第２のトランシーバーと通信する方法であって、 局部クロック信号発生器で、局部クロック周波数のクロック信号を供給する手
   順と、 受信機で、第１の信号を表すサンプルを受信し、受信されたサンプルに応じて
   、受信機補間器に第１の信号の順次的なサンプルに同期した時点で取得されたサ
   ンプルを生成させるため使用されるシンボル誤差測定量を作成する手順と、 第１のシンボル・レートと実質的に一致するようにシンボル誤差測定量に応じ
   て修正された第２のシンボル・レートで、順次的なシンボルを表す第２の信号を
   第２のトランシーバーへ送信する手順と、 を有する方法。
10. 【請求項１０】 送信機は、 第２のシンボル・レートでサンプルを受信し、補間されたサンプルをあるサン
    プル・レートでデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）へ与える送信機補間器と、 第２のシンボル・レートとサンプル・レートとの間の所望の比に略一致する周
    波数係数、シンボル誤差測定量に基づくオフセット係数、及び、局部クロック周
    波数を有する局部クロックを受信し、周波数係数及びオフセット係数に基づいて
    補間器制御信号を送信機補間器へ与える数値制御遅延器（ＮＣＤ）と、 を有する、請求項９記載の方法。
11. 【請求項１１】 トランシーバーは第１の無線送受話器の送受話器トランシ
    ーバーであり、 第２のトランシーバーは基地ユニットの基地トランシーバーであり、 第１の無線送受話器および基地ユニットは、複数の他の無線送受話器を有する
    無線電話システムの一部であり、 各送受話器は、基地トランシーバーを介して基地ユニットと、共用チャネルを
    経由する無線リンクを確立する送受話器トランシーバーを具備する、 請求項９記載の方法。
12. 【請求項１２】 無線リンクは、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）リンクであり
    、 各送受話器は、タイムスロットを送受話器に割り当てるＴＤＭＡスキームの排
    他的なタイムスロットの間に通信する、 請求項１１記載の方法。
13. 【請求項１３】 無線電話システムは、順次的な各シンボルがシンボルとｎ
    チップ拡散シーケンスの積によって表される直接シーケンス・スペクトラム拡散
    システムである、請求項１１記載の方法。
14. 【請求項１４】 局部クロック信号発生器は一定周波数クロック信号源であ
    り、 局部クロック周波数は第１のシンボル・レートの予想最高値の少なくとも２倍
    である、 請求項９記載の方法。
15. 【請求項１５】 送信機補間器は区分放物線フィルタを含む、請求項９記載
    の方法。
16. 【請求項１６】 基地トランシーバーを有する基地ユニットと、複数の無線
    送受話器とを含む無線電話システムであって、 各送受話器は、各送受話器がＴＤＭＡエポックの排他的なタイムスロットの間
    に通信するＴＤＭＡスキームに従って、基地トランシーバーを介して基地ユニッ
    トと、共用チャネルを経由する無線リンクを確立する送受話器トランシーバーを
    具備し、 基地ユニットは、順次的なシンボルを表す第１の信号を第１のシンボル・レー
    トで送受話器トランシーバーへ送信し、 送受話器トランシーバーは、 第１の信号を表すサンプルを受信し、受信されたサンプルに応じて、受信機補
    間器に第１の信号の順次的なサンプルに同期した時点で取得されたサンプルを生
    成させるため使用されるシンボル誤差測定量を作成する受信機と、 第１のシンボル・レートと実質的に一致するようにシンボル誤差測定量に応じ
    て修正された第２のシンボル・レートで、順次的なシンボルを表す第２の信号を
    第２のトランシーバーへ送信する送信機と、 を有する、無線電話システム。
17. 【請求項１７】 送信機は、 第２のシンボル・レートでサンプルを受信し、補間されたサンプルをあるサン
    プル・レートでデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）へ与える送信機補間器と、 第２のシンボル・レートとサンプル・レートとの間の所望の比に略一致する周
    波数係数、シンボル誤差測定量に基づくオフセット係数、及び、局部クロック周
    波数を有する局部クロックを受信し、周波数係数及びオフセット係数に基づいて
    補間器制御信号を送信機補間器へ与える数値制御遅延器（ＮＣＤ）と、 を有する、請求項１６記載のシステム。
18. 【請求項１８】 送受話器トランシーバーは、局部クロック信号を発生する
    一定周波数クロック信号源を更に有し、 局部クロック周波数は、第１のシンボル・レートの予想最高値の少なくとも２
    倍の一定周波数である、請求項１７記載のシステム。
19. 【請求項１９】 送信された信号の順次的な各シンボルは、シンボルとｎチ
    ップ拡散シーケンスの積によって表されるスペクトラム拡散システムである、請
    求項１６記載のシステム。
20. 【請求項２０】 デジタル・シンボル・データストリームを処理する送信方
    法であって、 送信チャネルによって送信されるべき順次的なシンボルからなり、二つ以上の
    シンボル・レートを示すシンボル・データストリームを供給する手順と、 前記データストリームを補間する手順と、 所定サンプル・レートで出力データを生成するため、前記補間する手順で補間
    されたデータを一定サンプル・レートでデジタル・アナログ変換する手順と、 前記変換する手順において前記一定サンプル・レートと適合する一定サンプ
    ル・レートで補間されたデータが生成されるように、サンプル周期を変更するた
    め前記補間する手順におけるデータの補間を制御する手順と、 前記出力データを送信チャネルへ伝達する手順と、 を有する送信方法。
21. 【請求項２１】 入力サンプル・レートと、前記補間する手順において生成
    される出力サンプル・レートの比を表すパラメータを与える手順と、 前記補間する手順の遅延を前記パラメータの関数として制御する手順と、 を更に有する請求項２０記載の送信方法。
22. 【請求項２２】 前記補間する手順と、前記制御する手順と、前記変換する
    手順とを単一の一定クロックで動作させる手順を更に有する、請求項２０記載の
    送信方法。
23. 【請求項２３】 前記補間する手順の前に、シンボル・データストリームを
    フィルタリングする手順と、 前記変換する手順における前記一定サンプル・レートと関連したサンプル周期
    （ｔ_ｄａｃ）と、前記フィルタリングする手順と関連したサンプル周期（ｔ_{ｐｓ ｆ} ）との間の差（ｔ_ｄａｃ−ｔ_ｐｓｆ）の関数として、前記補間する手順を制御
    する手順と、 を更に有する請求項２０記載の送信方法。
24. 【請求項２４】 前記制御する手順は、前記差（ｔ_ｄａｃ−ｔ_ｐｓｆ）の関
    数として、前記補間する手順のための数値制御された遅延値を与える手順を含む
    、請求項２３記載の送信方法。