JPH08265211A - 集積回路および送受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 コードレス電話機の主要回路を１チップＩＣ
化する。 【構成】 スーパーヘテロダイン方式の受信回路１０
と、送信回路４０とを設ける。受信回路１０における局
部発振信号を形成するためのＰＬＬ３１と、送信回路４
０におけるキャリア信号を形成するためのＰＬＬ４３と
を設ける。デジタルデータを送信用のオーディオ帯域の
信号に変換する回路と、水晶発振子６により発振を行う
発振回路３０とを設ける。発振回路３０の発振信号を分
周してＰＬＬ３１、４３に供給される基準周波数の分周
信号を形成する分周回路３５と、発振信号を分周して、
変換する回路で必要とされるクロックを形成する分周回
路とを設ける。発振信号を分周して、受信した音声信号
の秘話処理を解除するための信号を形成する分周回路
と、発振信号を分周して、送信する音声信号に秘話処理
を行うための信号を形成する分周回路とを設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ＩＣ（集積回路）お
よびこれを使用する送受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】例えば、日本における小電力タイプのコ
ードレス電話機には、89チャンネル分の周波数帯域が割
り当てられているが、そのチャンネル番号CHNOと、親機
および子機の送信周波数（相手機からみれば、受信周波
数）との関係は、図７に示すとおりである。そして、こ
のとき、チャンネル間の周波数間隔は、すべて12.5ｋHz
で一定である。

【０００３】そして、そのような周波数で送信（あるい
は受信）を行う場合には、一般にＰＬＬが使用される
が、チャンネル間の周波数間隔が12.5ｋHzなので、ＰＬ
Ｌの基準周波数は12.5ｋHzとなる。そして、このため、
ＰＬＬには、12.5ｋHzの２の累乗の周波数で発振する水
晶発振回路が必要となる。

【０００４】一方、コードレス電話機においては、例え
ば、 発呼のため、子機から親機に、両者間の接続を要求する
場合 着呼により、親機から子機に、両者間の接続を要求する
場合 には、親機と子機との間で、その要求やパラメータなど
を示すコマンド信号が送受信される。

【０００５】図８は、そのコマンド信号CMNDの信号フォ
ーマットの一例を示し、この信号CMNDは、先頭に16ビッ
トのビット同期信号BSYNを有し、続いて16ビットのフレ
ーム同期信号FSYNを有する。この場合、同期信号BSYN、
FSYNは、それぞれ所定のビットパターンとされている
が、子機から親機に送信されるフレーム同期信号FSYN
と、親機から子機に送信されるフレーム同期信号FSYNと
では、そのビットパターンが違えられている。

【０００６】さらに、コマンド信号CMNDは、信号FSYNに
続いて25ビットのシステム識別コードSYIDと、このコー
ドSYIDのための12ビットの誤り訂正コードECCと、５バ
イトの制御コードCTRLとを有する。この場合、システム
識別コードSYIDは、自機と他機とを区別するためのデー
タである。また、制御コードCTRLは、その第１バイト
が、子機および親機の制御内容を示すコードとされ、第
２バイト〜第５バイトは、第１バイトに関連するパラメ
ータないしデータとされる。

【０００７】そして、子機あるいは親機が、このコマン
ド信号CMNDを受信したときには、そのコマンド信号CMND
に含まれる識別コードSYIDが自機に記憶されている識別
コードSYIDと一致するかどうかがチェックされ、一致し
たときのみ、そのコマンド信号CMNDが有効とされ、一致
しないときには無効とされる。

【０００８】そして、このコマンド信号CMNDが親機と子
機との間で送受信される場合、コマンド信号CMNDは、Ｍ
ＳＫ信号（変形ＭＳＫ信号）に変換された状態で送受信
される。

【０００９】この場合、このＭＳＫ信号は、例えば、コ
マンド信号CMNDのビットが、 “０”のとき、周波数2.4ｋHzの正弦波信号の１サイク
ル “１”のとき、周波数1.2ｋHzの正弦波信号の半サイク
ル とされる。

【００１０】したがって、このようなＭＳＫ信号を形成
するため、2.4ｋHzの整数倍の周波数、例えば4.8ＭHzの
周波数で発振する水晶発振回路が必要となる。

【００１１】さらに、コードレス電話機における秘話
は、一般に、送信側で、音声信号の周波数スペクトルを
反転してから送信し、受信側で、受信した音声信号の周
波数スペクトルを再反転してもとの周波数スペクトルと
することにより、実現している。

【００１２】したがって、この秘話処理にも、周波数の
安定なサブキャリア信号が必要であり、このため、やは
り水晶発振回路が必要とされる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上述ように、コードレ
ス電話機においては、親機および子機のそれぞれに、 (1) チャンネル設定用 (2) ＭＳＫ信号の形成用（コマンド信号の送信用） (3) 秘話処理用 として、少なくとも３つの水晶発振回路が必要となる。

【００１４】ところが、１つのシステムの中に複数の発
振回路を設けると、これらの間で干渉を生じやすくな
り、特にＩＣ化した場合、干渉を避けることが困難であ
る。

【００１５】また、実際には、水晶発振回路の発振信号
を分周して使用するので、その発振信号および分周信号
の高調波信号が数多く発生することになるが、もとの発
振信号は互いに独立した発振周波数なので、その高調波
信号も互い関係のない周波数となり、新たなビート信号
を生じることがある。そして、そのような高調波信号や
ビート信号は、システムに各種の妨害を与え、回路のＩ
Ｃ化が困難になってしまう。

【００１６】一方、親機および子機の送受信回路には、
例えば音声信号の周波数帯域を制限したり、不要な周波
数成分を除去したりするために、各種のフィルタが必要
とされる。

【００１７】しかし、これらのフィルタをＩＣに対して
外付けにすると、ＩＣの外部端子（外部接続ピン）の数
が増加してしまう。さらに、この外部端子数の増加によ
り、送受信回路の全体を複数のＩＣに分割する必要もで
てくる。

【００１８】また、フィルタをＩＣに内蔵できるとして
も、ＩＣにおいては、コンデンサおよび抵抗器の絶対値
が大きくばらつくので、フィルタのカットオフ特性など
が大きくばらついてしまい、結果として、コードレス電
話機としての特性が問題になってしまう。

【００１９】この発明は、以上のような点を解決した送
受信機用のＩＣを提供しようとするものである。

【００２０】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、スーパーヘテロダイン方式の受信回路と、送信
回路と、上記受信回路における局部発振信号を形成する
ための第１のＰＬＬと、上記送信回路におけるキャリア
信号を形成するための第２のＰＬＬと、デジタルデータ
を送信用のオーディオ帯域の信号に変換する回路と、水
晶発振子により発振を行う発振回路と、この発振回路の
発振信号を分周して上記第１および第２のＰＬＬに供給
される基準周波数の分周信号を形成する分周回路と、上
記発振信号を分周して、上記変換する回路で必要とされ
るクロックを形成する分周回路と、上記発振信号を分周
して、受信した音声信号の秘話処理を解除するための信
号を形成する分周回路と、上記発振信号を分周して、送
信する音声信号に秘話処理を行うための信号を形成する
分周回路とを有する集積回路とするものである。

【００２１】

【作用】１つのＩＣにより、送信および受信が行われ
る。

【００２２】

【実施例】

［全体の構成および動作（音声信号の場合）］図１およ
び図２は、この発明におけるコードレス電話機の受信回
路および送信回路の一例を、図面で都合で分割して示
し、図１の*1〜*3と図２の*1〜*3とがつながる。そし
て、鎖線で囲った部分１が１チップＩＣ化されるととも
に、この例においては、そのＩＣ１を子機に使用した場
合を示す。

【００２３】このＩＣ１は、受信回路１０と、送信回路
４０とを有する。そして、受信回路１０は、ダブルスー
パーヘテロダイン方式で、ダイレクトコンバージョンタ
イプに構成されている。すなわち、親機からの下りチャ
ンネルのＦＭ信号Ｓrがアンテナ２により受信され、端
子Ｔ11→高周波アンプ１１→端子Ｔ12→すべての下りチ
ャンネルを通過帯域とするバンドパスフィルタ３→端子
Ｔ13の信号ラインを通じて直交変換のＩ軸用及びＱ軸用
の第１ミキサ回路１２、２２に供給される。

【００２４】また、マスタ発振回路３０が設けられる。
この発振回路３０は基準となる安定した周波数、例えば
14.4ＭHzの発振信号Ｓ30を形成するためのものであり、
このため、発振回路３０には、端子Ｔ16を通じて水晶発
振子６が接続され、水晶発振回路とされる。

【００２５】そして、その発振信号Ｓ30が分周回路３５
に供給されて例えば１／1152の周波数、すなわち、チャ
ンネル間隔の周波数12.5ｋHzの信号Ｓ35に分周され、こ
の信号Ｓ35がＰＬＬ３１にその基準周波数の信号として
供給される。

【００２６】また、詳細は後述するが、ＰＬＬ３１のＶ
ＣＯ３１２からは、ＦＭ信号Ｓrのキャリア周波数に等
しい周波数の発振信号Ｓ31が取り出される。なお、受信
したＦＭ信号Ｓrのキャリア周波数は、親機の送信周波
数に等しいので、発振信号Ｓ31の周波数も親機の送信周
波数に等しい。

【００２７】そして、この信号Ｓ31がミキサ回路１２に
第１局部発振信号として供給されるとともに、移相回路
３２に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
32がミキサ回路２２に第１局部発振信号として供給され
る。

【００２８】したがって、簡単のため、図６Ａに示すよ
うに、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。

【００２９】また、 Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ31、Ｓ32の振幅 とすれば、 Ｓ31＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ32＝Ｅ1・cosωoｔ である。

【００３０】したがって、 Ｓ12、Ｓ22：ミキサ回路１２、２２の出力信号 とすれば、 Ｓ12＝Ｓr・Ｓ31 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ22＝Ｓr・Ｓ32 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。

【００３１】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ12、Ｓ22がローパスフィルタ１３、２３に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ13、Ｓ23として取り出され、 Ｓ13＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ23＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、上式および図６Ａからも明
らかなように、信号Ｓ13、Ｓ23は、ベースバンドの信号
である。

【００３２】さらに、これら信号Ｓ13、Ｓ23が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１４、２４に供
給される。

【００３３】また、発振回路３０の発振信号Ｓ30が、分
周回路３３に供給されて比較的低い周波数の信号Ｓ33、
例えば262分周されて周波数が約55ｋHzの信号Ｓ33に分
周される。そして、この信号Ｓ33がミキサ回路１４に第
２局部発振信号として供給されるとともに、移相回路３
４に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ34
がミキサ回路２４に第２局部発振信号として供給され
る。

【００３４】したがって、 Ｓ33＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ34＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ33、Ｓ34の振幅 ωs＝２πｆs （ｆs＝約55ｋHz） とするとともに、 Ｓ14、Ｓ24：ミキサ回路１４、２４の出力信号 とすれば、 Ｓ14＝Ｓ13・Ｓ33 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ24＝Ｓ23・Ｓ34 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。

【００３５】そして、これらの信号Ｓ14、Ｓ24におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ14、Ｓ
24を変形すると、 Ｓ14＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ24＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。

【００３６】そして、これら信号Ｓ14、Ｓ24が加算回路
１５に供給されて加算され、加算回路１５からは、 Ｓ15＝Ｓ14＋Ｓ24 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ で示される加算信号Ｓ15が取り出される。

【００３７】そして、この加算信号Ｓ15を図示すると、
図６Ｂに示すようになり、この信号Ｓ15は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信
号Ｓ15は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。

【００３８】そこで、この第２中間周波信号Ｓ15が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６およびリミ
ッタアンプ１７を通じてＦＭ復調回路１８に供給されて
音声信号が復調される。この場合、この音声信号は、秘
話処理を行っていないときには、通常の音声信号であ
り、スペクトル反転式の秘話処理を行っているときに
は、周波数スペクトルの反転した音声信号である。

【００３９】そして、秘話処理の行われていないときに
は、端子Ｔ22からの制御信号によりスイッチ回路５３が
図の状態に接続される。そして、復調回路１８からの音
声信号が、ローパスフィルタ１９→スイッチ回路５３→
アンプ２５→端子Ｔ14の信号ラインを通じて受話器用の
スピーカ４に供給される。

【００４０】また、秘話処理が行われているときには、
スペクトル反転回路５０により秘話処理が解除されると
ともに、スイッチ回路５３が図とは逆の状態に接続され
る。すなわち、発振回路３０の発振信号Ｓ30が、タイミ
ング信号形成回路３７に供給されて音声信号の上限の周
波数よりもやや高い周波数の信号Ｓ37、例えば4500分周
されて周波数が3.2ｋHzの信号Ｓ37に分周され、この信
号Ｓ37が、平衡変調回路５１にサブキャリア信号として
供給される。

【００４１】そして、復調回路１８からの音声信号が変
調回路５１に変調信号として供給され、変調回路５１か
らは、音声信号により平衡変調された信号が取り出さ
れ、この被変調信号がローパスフィルタ５２に供給され
て下側波帯の信号、すなわち、周波数スペクトルが再反
転され、もとの周波数スペクトルとされた音声信号が取
り出される。

【００４２】そして、この音声信号が、スイッチ回路５
３→アンプ２５→端子Ｔ14の信号ラインを通じてスピー
カ４に供給される。以上が受信回路１０の音声信号に関
する構成および動作である。

【００４３】一方、送信回路４０は、音声信号をダイレ
クトに上りチャンネルのＦＭ信号とするもので、ＰＬＬ
４３が設けられるとともに、このＰＬＬ４３には、分周
回路３５からの分周信号Ｓ35が基準周波数の信号として
供給される。こうして、ＰＬＬ４３のＶＣＯ４３２から
は、受信回路１０の受信した下りチャンネルと対となる
上りチャンネルのキャリア周波数の信号Ｓtが取り出さ
れる。

【００４４】また、送話器用のマイクロフォン５からの
音声信号が、端子Ｔ15→アンプ４１→ローパスフィルタ
４２の信号ラインを通じてスイッチ回路６３に供給され
る。

【００４５】さらに、秘話処理用として、スペクトル反
転回路６０が設けられる。すなわち、ローパスフィルタ
４２からの音声信号が、平衡変調回路６１に変調信号と
して供給されるとともに、形成回路３７からの分周信号
Ｓ37が平衡変調回路６１にサブキャリア信号として供給
される。

【００４６】こうして、変調回路６１からは、音声信号
により平衡変調された信号が取り出され、この被変調信
号がローパスフィルタ６２に供給されて下側波帯の信
号、すなわち、周波数スペクトルが反転された音声信号
が取り出され、この音声信号がスイッチ回路６３に供給
される。

【００４７】そして、スイッチ回路６３が、端子Ｔ22か
らの制御信号によりスイッチ回路５３と同様に制御さ
れ、秘話処理のされていない音声信号、あるいはスペク
トル反転による秘話処理のされた音声信号が、スイッチ
回路６３から取り出される。

【００４８】そして、このスイッチ回路６３からの音声
信号が、いつもは図の状態に接続されているスイッチ回
路４７を通じてＰＬＬ４３のＶＣＯ４３２にその発振周
波数の制御信号として供給される。こうして、ＶＣＯ４
３２からは、受信回路１０の受信した下りチャンネルと
対となる上りチャンネルであり、かつ、音声信号により
ＦＭ変調されたＦＭ信号Ｓtが取り出される。

【００４９】そして、このＦＭ信号Ｓtが、ドライブア
ンプ４４および出力アンプ４５を通じて端子Ｔ18に取り
出され、アンテナ２に供給され、親機へと送信される。
以上が送信回路４０の音声信号に関する構成および動作
である。

【００５０】［コマンド信号のための構成および動作］
親機からコマンド信号CMNDが送信されてくると、そのＭ
ＳＫ信号が復調回路１８から出力される。そして、この
ＭＳＫ信号が、バンドパスフィルタ２８を通じて波形整
形回路２９に供給されて矩形波形のＭＳＫ信号とされ、
このＭＳＫ信号が端子Ｔ21を通じてシステムコントロー
ル用のマイクロコンピュータ（図示せず）に供給され
る。

【００５１】すると、マイクロコンピュータにおいて、
そのＭＳＫ信号のパルス幅の違いを判別することにより
コマンド信号CMNDが復調されるとともに、そのコマンド
信号CMNDにしたがった処理が実行される。

【００５２】さらに、コマンド信号CMNDを親機に送信す
るため、ＩＣ１には、コマンド信号CMNDをデジタルＭＳ
Ｋ信号に変換する変換回路６５と、Ｄ／Ａコンバータ６
６が設けられる。

【００５３】この場合、変換回路６５は、コマンド信号
CMNDのビットが“０”のときのデジタルＭＳＫ信号と、
“１”のときのデジタルＭＳＫ信号のデータとを、メモ
リなどに有するものである。また、そのデジタルＭＳＫ
信号は、もとのコマンド信号CMNDの１ビットに対応する
波形（周波数2.4ｋHzの正弦波信号の１サイクルの波
形、および周波数1.2ｋHzの正弦波信号の半サイクルの
波形）を、例えば16サンプルに量子化したときのデジタ
ルデータである。

【００５４】したがって、そのデジタルＭＳＫ信号の量
子化周波数は、 2.4〔ｋHz〕×16サンプル＝38.4〔ｋHz〕 となる。

【００５５】そして、コマンド信号CMNDの送信時には、
マイクロコンピュータにおいて、コマンド信号CMNDおよ
びこの信号CMNDの存続期間を示すイネーブル信号ENBLが
形成され、この信号CMND、ENBLが、端子Ｔ23、Ｔ24を通
じて変換回路６５および形成回路３７に供給される。

【００５６】また、形成回路３７において、発振信号Ｓ
30が375分周されて周波数38.4ｋHzのクロックＰ37が形
成され、信号ENBLの期間、そのクロックＰ37が変換回路
６５およびＤ／Ａコンバータ６６に供給される。

【００５７】こうして、変換回路６５においては、これ
に供給されたコマンド信号CMNDが１ビットずつデジタル
ＭＳＫ信号に変換されていく。そして、このデジタルＭ
ＳＫ信号がＤ／Ａコンバータ６６に供給されてアナログ
ＭＳＫ信号にＤ／Ａ変換され、この信号がローパスフィ
ルタ６７を通じてスイッチ回路４７に供給される。

【００５８】また、このとき、端子Ｔ24からのイネーブ
ル信号ENBLにより、スイッチ回路４７は、Ａ／Ｄコンバ
ータ６６からアナログＭＳＫ信号が供給されている期
間、図とは逆の状態に接続される。

【００５９】こうして、Ａ／Ｄコンバータ６６からのア
ナログＭＳＫ信号は、スイッチ回路４７を通じて取り出
され、この信号がＰＬＬ３１のＶＣＯ３１２に変調信号
として供給される。したがって、ＶＣＯ３１２からは、
ＭＳＫ信号によりＦＭ変調されたＦＭ信号Ｓtが取り出
され、このＦＭ信号Ｓtが親機へと送信される。すなわ
ち、コマンド信号CMNDが、親機へ送信されたことにな
る。

【００６０】［ＰＬＬの分周比の設定］ＰＬＬ３１、４
３は、可変分周回路３１１、４３１を有する。そして、
ＰＬＬ３１においては、一般のＰＬＬと同様、ＶＣＯ３
１２の発振信号Ｓ31が、分周回路３１１により分周さ
れ、その分周信号と、基準信号Ｓ35とが位相比較され、
その比較出力によりＶＣＯ３１２の発振周波数が制御さ
れる。また、ＰＬＬ４３についても、同様である。

【００６１】したがって、 ｆ31：信号Ｓ31の周波数 ｆ31＝ωo／（２π） ｆ43：信号Ｓ43のキャリア周波数（中心周波数） Ｎ31：可変分周回路３１１の分周比 Ｎ43：可変分周回路４３１の分周比 とすれば、一般のＰＬＬと同様、定常時には、 ｆ31＝12.5〔ｋHz〕×Ｎ31 ｆ43＝12.5〔ｋHz〕×Ｎ43 12.5〔ｋHz〕は、信号Ｓ35の基準周波数 となる。

【００６２】したがって、使用するチャンネルのチャン
ネル番号CHNOに対応して分周比Ｎ31、Ｎ43を設定すれ
ば、そのチャンネル番号CHNOのチャンネルで送受信を行
うことができる。

【００６３】そこで、この分周比Ｎ31、Ｎ43を設定する
ために、分周比設定回路３６が設けられる。そして、今
の場合、分周比Ｎ31、Ｎ43の設定なので、マイクロコン
ピュータにおいて、チャンネル番号CHNOのデータが形成
され、このデータが、端子Ｔ17を通じて設定回路３６に
供給される。

【００６４】すると、設定回路３６においては、チャン
ネル番号CHNOのデータが対応する分周比Ｎ31、Ｎ43のデ
ータに変換され、その分周比Ｎ31のデータがＰＬＬ３１
の可変分周回路３１１に供給されてラッチされる。こう
して、ＰＬＬ３１のＶＣＯ３１２からは、ＦＭ信号Ｓr
のキャリア周波数に等しい周波数ｆ31の発振信号Ｓ31が
取り出される。

【００６５】また、設定回路３６において形成された分
周比Ｎ43のデータが、ＰＬＬ４３の可変分周回路４３１
に供給されてラッチされる。こうして、ＰＬＬ４３のＶ
ＣＯ４３２からは、上りチャンネルのキャリア周波数ｆ
43のＦＭ信号Ｓtが取り出される。

【００６６】［フィルタの構成および動作］上述におけ
るローパスフィルタ１３、１９、２３、４２、５２、６
２、６７およびバンドパスフィルタ１６、２８は、例え
ば図３に示すように構成することができる。ただし、こ
の図においては、ローパスフィルタ１３〜６７およびバ
ンドパスフィルタ１６、２８を、ローパスフィルタ７０
およびバンドパスフィルタ８０で代表して示す。

【００６７】そして、ローパスフィルタ７０は２次のア
クティブフィルタにより構成されているもので、十分な
利得を有する反転アンプＡ71が設けられ、入力端子Ｔ71
が、抵抗器Ｒ71および可変抵抗回路Ｒ72を通じて反転ア
ンプＡ71の入力端に接続され、その出力端が出力端子Ｔ
72に接続される。

【００６８】また、抵抗器Ｒ71および可変抵抗回路Ｒ72
の接続点と、接地との間に、コンデンサＣ71が接続さ
れ、アンプＡ71の出力端と、その入力端との間にコンデ
ンサＣ72が接続されるとともに、その出力端と、抵抗器
Ｒ71および可変抵抗回路Ｒ72の接続点との間に、可変抵
抗回路Ｒ73が接続される。

【００６９】したがって、端子Ｔ71に信号が入力される
と、その高域成分が素子Ｒ71、Ｃ71により減衰させられ
るとともに、アンプＡ71はコンデンサＣ72により高域に
負帰還がかかって高域の利得が減衰するので、この回路
７０はローパスフィルタとして動作し、端子Ｔ72に、高
域の除去された出力信号が取り出される。

【００７０】そして、この場合、このローパスフィルタ
７０のカットオフ周波数ｆ70は、 ｆ70＝１／｛２π（Ｃ71Ｃ72Ｒ72Ｒ73）**0.5｝ （X**0.5は、値Xの0.5乗を示す。以下同様） となる。また、このとき、端子Ｔ72の出力信号の位相φ
70は、例えば図４に示すように、周波数が高くなるにつ
れて遅れていくとともに、カット周波数ｆ70において、
90°遅れている。

【００７１】さらに、バンドパスフィルタ８０もアクテ
ィブフィルタとされるもので、十分な利得を有する反転
アンプＡ81が設けられ、入力端子Ｔ81が、可変抵抗回路
Ｒ81およびコンデンサＣ81を通じて反転アンプＡ81の入
力端に接続され、その出力端が出力端子Ｔ82に接続され
る。

【００７２】また、アンプＡ81の出力端と、その入力端
との間に可変抵抗回路Ｒ82が接続されるとともに、その
出力端と、可変抵抗回路Ｒ81およびコンデンサＣ81の接
続点との間に、コンデンサＣ82が接続される。

【００７３】したがって、端子Ｔ81に信号が入力される
と、その低域成分が素子Ｒ81、Ｃ81により減衰させられ
るとともに、アンプＡ81はコンデンサＣ82により高域に
負帰還がかかって高域の利得が減衰するので、この回路
８０はバンドパスフィルタとして動作し、端子Ｔ82に、
低域および高域の除去された出力信号が取り出される。

【００７４】そして、この場合、このバンドパスフィル
タ８０の中心周波数ｆ80および尖鋭度Ｑ80は、 ｆ80＝１／｛２π（Ｃ81Ｃ82Ｒ81Ｒ82）**0.5｝ Ｑ80＝（１／２）（Ｒ82／Ｒ81）**0.5 で示される。

【００７５】さらに、特性安定化回路９０が設けられ、
この安定化回路９０の出力信号Ｓ94によりローパスフィ
ルタ７０のカットオフ周波数ｆ70およびバンドパスフィ
ルタ８０の中心周波数ｆ80が設計値に安定化される。

【００７６】すなわち、発振回路３０からの発振信号Ｓ
30が分周回路９１に供給され、例えば2250分周されて周
波数ｆ91が6.4ｋHzの分周信号Ｓ91とされる。そして、
この信号Ｓ91が、位相比較回路９２に位相（ないし周波
数）の基準信号として供給されるとともに、移相回路９
３にその入力信号として供給される。

【００７７】この移相回路９３は、この例においては、
ローパスフィルタ７０と同様に構成されているもので、
素子Ｃ91、Ｃ92、Ｒ91、回路Ａ93、Ｒ92、Ｒ93が、素子
Ｃ71、Ｃ72、Ｒ71、回路Ａ71、Ｒ72、Ｒ73に対応する。
そして、この移相回路９３の出力信号Ｓ93が比較回路９
２に比較信号として供給される。

【００７８】そして、この比較回路９２において、信号
Ｓ93が信号Ｓ91と位相比較され、その比較出力が、ロー
パスフィルタ９４に供給されて信号Ｓ93と信号Ｓ91との
位相差に対応したレベルの直流信号Ｓ94が取り出され
る。

【００７９】そして、この信号Ｓ94が、可変抵抗回路Ｒ
92、Ｒ93にその抵抗値の制御信号として供給されるとと
もに、可変抵抗回路Ｒ72、Ｒ73、Ｒ81、Ｒ82にその抵抗
値の制御信号として供給される。

【００８０】このような構成によれば、信号Ｓ93により
可変抵抗回路Ｒ92、Ｒ93の抵抗値が変化するが、移相回
路９３は、ローパスフィルタ７０と同様のローパスフィ
ルタの構成とされているので、そのカットオフ周波数ｆ
93は、 ｆ93＝１／｛２π（Ｃ91Ｃ92Ｒ92Ｒ93）**0.5｝ となる。

【００８１】また、このとき、入力信号Ｓ91に対する出
力信号Ｓ93の位相φ93は、位相φ70と同様、例えば図４
に示すように、周波数が高くなるにつれて遅れていくと
ともに、カット周波数ｆ93において、90°遅れている。

【００８２】そして、定常時、比較回路９２において
は、信号Ｓ91と信号Ｓ93とが、90°の位相差を有するの
で、このとき、移相回路（ローパスフィルタ）９３にお
ける信号Ｓ93の位相遅れは90°である。

【００８３】そして、移相回路９３が、信号Ｓ93に対し
て90°の位相遅れを与えるのは、そのカットオフ周波数
ｆ93においてである。したがって、このとき、移相回路
９３のカットオフ周波数ｆ93は、信号Ｓ91の周波数ｆ91
(=6.4ｋHz）に等しいことになる。

【００８４】すなわち、移相回路９３のカットオフ周波
数ｆ93は、信号Ｓ91の周波数ｆ91を基準とし、これに等
しくなるように、フィードバック制御されていることに
なる。

【００８５】そして、このとき、移相回路９３のカット
オフ周波数ｆ93を制御している信号Ｓ94により、ローパ
スフィルタ７０のカットオフ周波数ｆ70も制御されてい
る。また、ＩＣにおいては、抵抗器およびコンデンサの
相対値のばらつきは十分に小さい。

【００８６】したがって、ローパスフィルタ７０のカッ
トオフ周波数ｆ70が、移相回路９３のカットオフ周波数
ｆ93と等しい設計値であるとすれば、信号Ｓ94により、
可変抵抗回路Ｒ72、Ｒ73の値が、可変抵抗回路Ｒ92、Ｒ
93の値と同様に制御されることになり、ローパスフィル
タ７０のカットオフ周波数ｆ70は、移相回路９３のカッ
トオフ周波数ｆ93に等しくなる。すなわち、ローパスフ
ィルタ７０のカットオフ周波数ｆ70も、信号Ｓ91の周波
数ｆ91に等しくなる。

【００８７】また、ローパスフィルタ７０のカットオフ
周波数ｆ70が、移相回路９３のカットオフ周波数ｆ93と
異なる設計値であっても、ＩＣ化されたとき、対応する
素子の値は、同じ方向に同じ割り合いでばらつくので、
結果として、ローパスフィルタ７０のカットオフ周波数
ｆ70は設計値へと補正されることになる。

【００８８】さらに、このとき、信号Ｓ94が、可変抵抗
回路Ｒ81、Ｒ82にも供給され、バンドパスフィルタ８０
の中心周波数ｆ80も制御されている。したがって、同様
の理由により、バンドパスフィルタ８０の中心周波数ｆ
80も、信号Ｓ91の周波数ｆ91を基準にして設計値に補正
されることになる。

【００８９】こうして、図３の回路によれば、ローパス
フィルタ７０およびバンドパスフィルタ８０の抵抗器
（可変抵抗回路）およびコンデンサの値がばらついて
も、そのＣＲ積が設計値となるように、可変抵抗回路Ｒ
72、Ｒ73、Ｒ81、Ｒ82の値が制御され、目的とする周波
数特性を得ることができる。

【００９０】また、同様の理由により、抵抗器およびコ
ンデンサの値が温度により変化しようとしても、この変
化は信号Ｓ94の変化により相殺され、周波数特性が変動
することがない。

【００９１】［可変抵抗回路の例］図５は可変抵抗回路
Ｒ71〜Ｒ93の具体例を示す。すなわち、トランジスタＱ
101、Ｑ102のエミッタが、定電流源用のトランジスタＱ
103のコレクタに接続されて接地を基準電位点とする差
動アンプＡ101が構成される。そして、トランジスタＱ1
01のベースが抵抗器Ｒ101（Ｒ101＝０の場合を含む）を
通じて端子Ｔ101に接続され、トランジスタＱ102のベー
スが端子Ｔ102に接続される。

【００９２】さらに、トランジスタＱ103、Ｑ104によ
り、接地を基準電位点とするカレントミラー回路Ａ102
が構成されるとともに、このとき、トランジスタＱ103
が出力側、トランジスタＱ104が入力側とされ、そのコ
レクタが制御端子Ｔ103に接続される。

【００９３】また、トランジスタＱ105、Ｑ106により、
電源端子Ｔ104を基準電位点としてカレントミラー回路
Ａ103が構成されるとともに、トランジスタＱ105が出力
側、トランジスタＱ106が入力側とされる。そして、ト
ランジスタＱ105、Ｑ106のコレクタが、トランジスタＱ
101、Ｑ102のコレクタにそれぞれ接続される。

【００９４】このような構成によれば、 ＲV：端子Ｔ101と端子Ｔ102との間の抵抗値 ｒe：トランジスタＱ101、Ｑ102のエミッタ抵抗 とするとき、 ＲV＝Ｒ101＋２ｒe となる。

【００９５】そして、エミッタ抵抗ｒeは、トランジス
タＱ103のコレクタ電流に反比例するとともに、トラン
ジスタＱ103のコレクタ電流は、カレントミラー回路Ａ1
02により、端子Ｔ103に供給される制御電流に等しい。

【００９６】したがって、端子Ｔ103の制御電流の大き
さに対応して抵抗値ＲVが変化することになるので、こ
の回路は可変抵抗回路として動作する。

【００９７】［まとめ］上述のように、ＩＣ１において
は、水晶発振回路が発振回路３０だけなので、発振回路
の間の干渉がなくなる。また、これにより部品および回
路のレイアウトが容易となり、小型化しやすくなる。さ
らに、水晶発振子が１つでよいので、コストダウンとな
る。

【００９８】また、１つの発振信号Ｓ30を分周して各信
号Ｓ35、Ｐ37、Ｓ37、Ｓ91を形成するようにしているの
で、単一の周波数の発振信号Ｓ30の低調波あるいは高調
波だけとなり、システムへの妨害が少なくなり、ＩＣ化
に有利である。

【００９９】さらに、ローパスフィルタ１３、１９、２
３、４２、５２、６２、６７およびバンドパスフィルタ
１６、２８の周波数特性は、信号Ｓ91を基準にしている
ので、ばらついたり、変動したりすることがない。

【０１００】そして、以上の理由により、上述のよう
に、全体を１つのＩＣ１にまとめることができる。

【０１０１】さらに、上述においては、ＩＣ１を子機に
使用した場合であるが、端子Ｔ14、Ｔ15を親機の４線／
２線変換回路に接続するとともに、ＰＬＬ３１、４３の
可変分周回路の分周比Ｎ31、Ｎ43を入れ換えれば、親機
において上述の動作が行われる。そして、このとき、受
信回路１０により上りチャンネルの受信が行われ、送信
回路２０により下りチャンネルの送信が行われる。

【０１０２】したがって、このＩＣ１は親機においても
使用することができる。すなわち、このＩＣ１は、子機
と親機とに共通に使用することができる。

【０１０３】［その他］上述において、分周回路３３、
３５、３７、９１は、分周が共通する部分を共通化する
ことができる。また、ＶＣＯ３１２、４３２は、ＣＲ発
振回路とすることができる。さらに、整形回路２９から
出力されるＭＳＫ信号をコマンド信号CMNDにデコード
（復調）してから、端子Ｔ21に出力することもできる。
また、上述においては、この発明をコードレス電話機に
適用した場合であるが、デュプレックス方式の送受信機
であれば、この発明を適用することができる。

【０１０４】

【発明の効果】この発明によれば、コードレス電話機の
親機や子機などの送受信機を、１チップＩＣ化すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例の一部を示す系統図である。

【図２】図１の続きの一例を示す系統図である。

【図３】図１の回路の動作を説明するための波形図であ
る。

【図４】この発明の一例の一部を示す系統図である。

【図５】この発明の一例の一部を示す系統図である。

【図６】この発明を説明するための周波数スペクトル図
である。

【図７】この発明を説明するための図である。

【図８】この発明を説明するための図である。

【符号の説明】

１ ＩＣ ４ スピーカ ５ マイクロフォン １０ 受信回路 １２、２２ 第１ミキサ回路 １４、２４ 第２ミキサ回路 １８ 復調回路 ２４、２５ 移相回路 ２９ 整形回路 ３０ 発振回路 ３１、４３ ＰＬＬ ３３、３５ 分周回路 ３６ 分周比設定回路 ４０ 送信回路 ５０、６０ スペクトル反転回路 ５１、６１ 平衡変調回路 ６５ 変換回路 ６６ Ｄ／Ａコンバータ ９０ 特性安定化回路 ３１１、４３１ 可変分周回路 ３１２、４３２ ＶＣＯ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スーパーヘテロダイン方式の受信回路と、 送信回路と、 上記受信回路における局部発振信号を形成するための第
   １のＰＬＬと、 上記送信回路におけるキャリア信号を形成するための第
   ２のＰＬＬと、 デジタルデータを送信用のオーディオ帯域の信号に変換
   する回路と、 水晶発振子により発振を行う発振回路と、 この発振回路の発振信号を分周して上記第１および第２
   のＰＬＬに供給される基準周波数の分周信号を形成する
   分周回路と、 上記発振信号を分周して、上記変換する回路で必要とさ
   れるクロックを形成する分周回路と、 上記発振信号を分周して、受信した音声信号の秘話処理
   を解除するための信号を形成する分周回路と、 上記発振信号を分周して、送信する音声信号に秘話処理
   を行うための信号を形成する分周回路とを有する集積回
   路。
2. 【請求項２】請求項１に記載の集積回路において、 上記受信回路における中間周波信号用のフィルタを、コ
   ンデンサおよび抵抗器を有するアクティブフィルタによ
   り構成するようにした集積回路。
3. 【請求項３】請求項２に記載の集積回路において、 上記アクティブフィルタの周波数特性を、上記発振信号
   を分周した信号を基準として補正するようにした集積回
   路。
4. 【請求項４】請求項３に記載の集積回路において、 上記受信回路を、ダブルスーパーヘテロダイン方式に構
   成し、 第１中間周波数を０ないしほぼ０とするようにした集積
   回路。
5. 【請求項５】請求項４に記載の集積回路において、 第１局部発振周波数を変更することにより受信周波数を
   変更するようにした集積回路。
6. 【請求項６】集積回路と、 受話用のスピーカと、 送話用のマイクロフォンと を有し、 上記集積回路は、 スーパーヘテロダイン方式の受信回路と、 送信回路と、 上記受信回路における局部発振信号を形成するための第
   １のＰＬＬと、 上記送信回路におけるキャリア信号を形成するための第
   ２のＰＬＬと、 デジタルデータを送信用のオーディオ帯域の信号に変換
   する回路と、 水晶発振子により発振を行う発振回路と、 この発振回路の発振信号を分周して上記第１および第２
   のＰＬＬに供給される基準周波数の分周信号を形成する
   分周回路と、 上記発振信号を分周して、上記変換する回路で必要とさ
   れるクロックを形成する分周回路と、 上記発振信号を分周して、受信した音声信号の秘話処理
   を解除するための信号を形成する分周回路と、 上記発振信号を分周して、送信する音声信号に秘話処理
   を行うための信号を形成する分周回路とを有する送受信
   機。