JPH08251025A - データの設定回路および無線機器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＰＬＬの分周比を設定している期間のミュー
ティングを、ＰＬＬの信号ラインで実現する。 【構成】 イネーブル信号ENBLが供給される信号ライン
Ｔ16と、クロックCKが供給される信号ラインＴ17とを設
ける。データDATAが供給される信号ラインＴ18と、レジ
スタ３６１とを設ける。イネーブル信号ENBLの期間、ク
ロックCKにより、レジスタ３６１へのデータDATAの取り
込みを行うとともに、イネーブル信号ENBLにより、オー
ディオ信号系１９にミューティングをかける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、データの設定回路お
よびこれを使用する無線機器に関する。

【０００２】

【従来の技術】スーパーヘテロダイン方式の受信機にお
いて、その局部発振信号をＰＬＬ（ＰＬＬ周波数シンセ
サイザ）により形成するようにした場合、そのＰＬＬの
可変分周回路の分周比を変更することにより、受信周波
数を変更することができる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、受信周波数
の変更のため、ＰＬＬの可変分周回路に分周比をセット
するとき、ＶＣＯの発振周波数の変化により、ノイズ音
がスピーカから出力されてしまう。

【０００４】そこで、オーディオアンプには、ミューテ
ィング回路が設けられ、受信周波数を変更するとき、 (1) オーディオアンプにミューティングをかける。 (2) 可変分周回路に、目的とする受信周波数の分周比を
セットする。 (3) オーディオアンプのミューティングを解除する。 という処理を行い、ノイズ音が出力されないようにして
いる。

【０００５】このため、可変分周回路に分周比を設定す
るための信号ラインと、オーディオアンプにミューティ
ングをかけるための信号ラインとを設けると、ＩＣ化す
るとき、外部端子の数が増加し、ＩＣ化に不利である。

【０００６】この発明は、このような問題点を解決しよ
うとするものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、イネーブル信号が供給される信号ラインと、ク
ロックが供給される信号ラインと、データが供給される
信号ラインと、レジスタとを有し、上記イネーブル信号
の期間、上記クロックにより、上記レジスタへの上記デ
ータの取り込みを行うとともに、上記イネーブル信号に
より、オーディオ信号系にミューティングをかけるよう
にしたデータの設定回路とするものである。

【０００８】

【作用】データをレジスタにロードするための信号ライ
ンを通じてミューティングが実行される。

【０００９】

【実施例】

［ＰＬＬシンセサイザ方式の受信機の一例］図１および
図２は、この発明を小電力タイプのコードレス電話機の
子機の受信回路に適用した場合の一例を示す。ただし、
図面の都合でその受信回路を分割して示すもので、図１
の右側が図２の左側に続く。また、この例においては、
破線で囲った部分１を１チップＩＣ化している場合であ
る。

【００１０】なお、小電力タイプのコードレス電話機に
は、89チャンネル分の周波数帯域が割り当てられている
が、子機においては、 受信周波数：380.2125ＭHz〜381.3125ＭHz 周波数間隔：12.5ｋHz である。

【００１１】そして、ＩＣ１は受信回路１０を有すると
ともに、この受信回路１０は、ダブルスーパーヘテロダ
イン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプに構成さ
れている。すなわち、親機からの下りチャンネルのＦＭ
信号Ｓrがアンテナ２により受信され、端子Ｔ11→高周
波アンプ１１→端子Ｔ12→すべての下りチャンネルを通
過帯域とするバンドパスフィルタ３→端子Ｔ13の信号ラ
インを通じて直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第１ミキサ
回路１２、２２に供給される。

【００１２】また、詳細は後述するが、ＰＬＬ３１のＶ
ＣＯ３１１から、ＦＭ信号Ｓrのキャリア周波数に等し
い周波数の発振信号Ｓ31が取り出され、この信号Ｓ31が
ミキサ回路１２に第１局部発振信号として供給されると
ともに、移相回路３２に供給されてπ／２だけ移相さ
れ、その移相信号Ｓ32がミキサ回路２２に第１局部発振
信号として供給される。

【００１３】したがって、簡単のため、図３Ａに示すよ
うに、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。

【００１４】また、 Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ31、Ｓ32の振幅 とすれば、 Ｓ31＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ32＝Ｅ1・cosωoｔ である。

【００１５】したがって、 Ｓ12、Ｓ22：ミキサ回路１２、２２の出力信号 とすれば、 Ｓ12＝Ｓr・Ｓ31 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ22＝Ｓr・Ｓ32 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。

【００１６】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ12、Ｓ22がローパスフィルタ１３、２３に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ13、Ｓ23として取り出され、 Ｓ13＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ23＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、上式および図３Ａからも明
らかなように、信号Ｓ13、Ｓ23は、ベースバンドの信号
である。

【００１７】さらに、これら信号Ｓ13、Ｓ23が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１４、２４に供
給される。

【００１８】また、発振回路３０の発振信号Ｓ30が、分
周回路３３に供給されて比較的低い周波数の信号Ｓ33、
例えば262分周されて周波数が約55ｋHzの信号Ｓ33に分
周される。そして、この信号Ｓ33がミキサ回路１４に第
２局部発振信号として供給されるとともに、移相回路３
４に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ34
がミキサ回路２４に第２局部発振信号として供給され
る。

【００１９】したがって、 Ｓ33＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ34＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ33、Ｓ34の振幅 ωs＝２πｆs（ｆs＝約55ｋHz） とするとともに、 Ｓ14、Ｓ24：ミキサ回路１４、２４の出力信号 とすれば、 Ｓ14＝Ｓ13・Ｓ33 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ24＝Ｓ23・Ｓ34 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。

【００２０】そして、これらの信号Ｓ14、Ｓ24におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ14、Ｓ
24を変形すると、 Ｓ14＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ24＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。

【００２１】そして、これら信号Ｓ14、Ｓ24が加算回路
１５に供給されて加算され、加算回路１５からは、 Ｓ15＝Ｓ14＋Ｓ24 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ で示される加算信号Ｓ15が取り出される。

【００２２】そして、この加算信号Ｓ15を図示すると、
図３Ｂに示すようになり、この信号Ｓ15は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信
号Ｓ15は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。

【００２３】そこで、この第２中間周波信号Ｓ15が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１６およびリミ
ッタアンプ１７を通じてＦＭ復調回路１８に供給されて
もとの音声信号が復調され、この音声信号が、アンプ１
９および端子Ｔ14を通じて受話器用のスピーカ４に供給
される。以上のようにして、ＦＭ信号Ｓrの受信が行わ
れる。

【００２４】そして、この場合、ＶＣＯ３１１は、回路
３１２〜３１５とともに、ＰＬＬ３１を構成している。
すなわち、ＶＣＯ３１１の発振信号Ｓ31が可変分周回路
３１２に供給されて１／Ｎ（Ｎは整数）の周波数の信号
に分周され、この分周信号が位相比較回路３１３に供給
される。

【００２５】また、また、発振回路３０が設けられる。
この発振回路３０は基準となる安定した周波数、例えば
14.4ＭHzの発振信号Ｓ30を形成するためのものであり、
このため、発振回路３０には、端子Ｔ15を通じて水晶発
振子５が接続され、水晶発振回路とされる。

【００２６】そして、その発振信号Ｓ30が分周回路３５
に供給されて例えば１／1152の周波数ｆ35、すなわち、
チャンネル間の周波数間隔に等しい周波数12.5ｋHzの信
号Ｓ35に分周され、この信号Ｓ35が位相比較回路３１３
にその基準周波数の信号として供給される。そして、こ
の比較回路３１３の比較出力が、ローパスフィルタ３１
４を通じてＶＣＯ３１１にその制御信号として供給され
る。

【００２７】したがって、定常時には、可変分周回路３
１２からの分周信号の周波数は、分周信号Ｓ35の周波数
に等しいので、発振信号Ｓ31の周波数ｆ31は、 ｆ31＝ｆ35・Ｎ ＝12.5〔ｋHz〕×Ｎ となる。

【００２８】そして、受信されるＦＭ信号Ｓrのキャリ
ア周波数は、この発振周波数ｆ31に等しいので、分周比
Ｎを変更することにより、受信周波数ｆ31を変更するこ
とができる。すなわち、可変分周回路３１２に、目的と
するチャンネルの分周比Ｎを設定すれば、そのチャンネ
ルを選択して受信することができる。

【００２９】そして、この場合、一般のＦＭ受信機であ
れば、その中間周波数は10.7ＭHzとされているので、そ
の中間周波フィルタはセラミックフィルタにより構成す
ることになり、ＩＣ化することができない。

【００３０】しかし、上述の受信回路１０においては、
第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバンドであり、第
２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低いので、フィルタ
１３、２３、１６を、抵抗器、コンデンサ及びアンプを
有するアクティブフィルタにより構成することができ
る。したがって、上述の受信回路１０は、フィルタ３お
よびＶＣＯ３１１の発振コイル（図示せず）を除いて１
チップＩＣ化することができる。

【００３１】［分周比Ｎの設定］次に、可変分周回路３
１２の分周比Ｎを設定する設定回路３６の一例について
説明する。なお、上記の数値例の場合、分周比Ｎは、２
進値で表すと15ビットとなる。

【００３２】そして、設定回路３６は、この例において
は、15ビットの直列入力・並列出力のシフトレジスタ３
６１と、15進カウンタ３６２と、論理回路３６３〜３６
５とから構成される。

【００３３】また、システム制御用のマイクロコンピュ
ータ６から例えば図４Ａ〜Ｃに示すようなイネーブル信
号ENBL、分周比ＮのデータDATA、クロックCKが取り出さ
れる。そして、これら信号ENBL〜CKが、端子Ｔ16〜Ｔ18
を通じて回路３６２〜３６４に供給されるとともに、信
号ENBLがアンプ１９にミューティング信号として供給さ
れ、ENBL＝“１”のとき、アンプ１９のミューティング
がオンとされる。

【００３４】このような構成によれば、図４の時点ｔ1
以前には、ENBL＝“０”なので、アンプ１９のミューテ
ィングはオフであり、上述のように、音声信号がアンプ
１９からスピーカ４に供給される。

【００３５】しかし、時点ｔ1にENBL＝“１”になる
と、これによりアンプ１９にミューティングがかかり、
スピーカ４には信号が供給されなくなる。

【００３６】続いて端子Ｔ18に分周比ＮのデータDATAが
直列に供給されるとともに、このとき、信号ENBLがアン
ド回路３６３に供給されているので、端子Ｔ18のデータ
DATAは、アンド回路３６３を通じてシフトレジスタ３６
１にその入力データとして供給される。

【００３７】さらに、データDATAの１ビットごとに１サ
イクルとなるクロックCKが端子Ｔ17に供給されるととも
に、このとき、信号ENBLがアンド回路３６４に供給され
ているので、端子Ｔ17のクロックCKは、アンド回路３６
４を通じてシフトレジスタ３６１にそのシフトクロック
として供給される。

【００３８】こうして、端子Ｔ18に供給された分周比Ｎ
のデータDATAは、クロックCKの立ち上がりごとに、１ビ
ットずつ直列にレジスタ３６１に取り込まれていく。

【００３９】さらに、このとき、端子Ｔ17のクロックCK
が、インバータ３６５を通じてカウンタ３６２にカウン
ト入力として供給されるとともに、端子Ｔ16の信号ENBL
がカウンタ３６２にカウント許可信号として供給され、
ENBL＝“１”のとき、カウントが許可される。

【００４０】こうして、カウンタ３６２は、クロックCK
の立ち下がりごとに、そのクロックCKの数をカウントし
ていく。そして、この場合、レジスタ３６１には、クロ
ックCKの立ち上がりごとに、データDATAが１ビットずつ
取り込まれていくので、カウンタ３６１は、レジスタ３
６１に取り込まれていくデータDATAのビット数をカウン
トしていることにもなる。

【００４１】そして、時点ｔ2にデータDATAの最後のビ
ットに対応するクロックCKをカウントすると、このと
き、レジスタ３６１にはデータDATAのすべてのビットが
取り込まれていることになる。

【００４２】そこで、このとき、図４Ｄに示すように、
カウンタ３６２からキャリーパルスPLTHが取り出され、
このパルスPLTHが、可変分周回路３１２にラッチパルス
として供給される。

【００４３】したがって、レジスタ３６１に取り込まれ
たデータDATAが、パルスPLTHにより、可変分周回路３１
２にロードされ、可変分周回路３１２の分周比Ｎは、デ
ータDATAの示す値となる。すなわち、可変分周回路３１
２には、端子Ｔ18に供給されたデータDATAの示す分周比
Ｎが設定されたことになる。

【００４４】そして、この設定が終了すると、時点ｔ3
にENBL＝“０”となり、アンプ１９のミューティングが
オフとされる。したがって、以後、設定された分周比Ｎ
のチャンネルで、音声信号を得ることができる。

【００４５】こうして、この設定回路３６によれば、Ｐ
ＬＬ３１の可変分周回路３１２に分周比Ｎを設定してい
る期間ｔ1〜ｔ3には、オーディオ信号系にミューティン
グをかけることができる。

【００４６】しかも、その場合、ＩＣ１にミューティン
グのための信号ラインを設ける必要がないので、ＩＣ化
に有利である。また、分周比Ｎの変更時、ミューティン
グは自動的にかかるので、マイクロコンピュータ６およ
びそのプログラムの負担が増えることがない。

【００４７】［その他］上述においては、この発明をコ
ードレス電話機およびそのＰＬＬに適用した場合である
が、送信機や受信機およびそのＰＬＬ、あるいはイネー
ブル信号の期間に、クロックにしたがってデータを転送
するとともに、その期間、ミューティングをかける場合
であれば、この発明を適用することができる。

【００４８】

【発明の効果】この発明によれば、ミューティングのた
めの信号ラインを設ける必要がない。また、ミューティ
ングは自動的にかかるので、マイクロコンピュータおよ
びそのプログラムの負担が増えることがない。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例の一部を示す系統図である。

【図２】図１の続きの一例を示す系統図である。

【図３】この発明を説明するための周波数スペクトル図
である。

【図４】この発明を説明するための波形図である。

【符号の説明】

４ 受話器 １０ 受信回路 １２、２２ 第１ミキサ回路 １４、２４ 第２ミキサ回路 １８ 復調回路 ２４、２５ 移相回路 ３０ 発振回路 ３１ ＰＬＬ ３５ 分周回路 ３６ 設定回路 ３１１ ＶＣＯ ３１２ 可変分周回路 ３１３ 位相比較回路 ３６１ シフトレジスタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】イネーブル信号が供給される信号ライン
   と、 クロックが供給される信号ラインと、 データが供給される信号ラインと、 レジスタとを有し、 上記イネーブル信号の期間、上記クロックにより、上記
   レジスタへの上記データの取り込みを行うとともに、 上記イネーブル信号により、オーディオ信号系にミュー
   ティングをかけるようにしたデータの設定回路。
2. 【請求項２】ＰＬＬによりキャリア周波数が決まる無線
   機器において、 上記ＰＬＬの可変分周回路の分周比のデータが供給され
   る信号ラインと、 イネーブル信号が供給される信号ラインと、 クロックが供給される信号ラインと、 レジスタとを有し、 上記イネーブル信号の期間、上記クロックにより、上記
   レジスタへの上記データの取り込みを行うとともに、 この取り込みが終了したとき、上記レジスタに取り込ま
   れたデータを、上記可変分周回路にロードするととも
   に、 上記イネーブル信号の期間および上記ロードの期間、上
   記イネーブル信号により、オーディオ信号系にミューテ
   ィングをかけるようにした無線機器。