JPH082151B2 - 充電回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は充電回路，とくに電気かみそり等の小型電
気機器に内蔵されて商用交流電圧の大幅な変動にかかわ
らず略一定の充電電流を供給可能とするものに関する。

〔従来の技術〕

現在世界の主要国は，商用電源電圧として200〜240V
の高電圧を使用する国と,100〜120Vの低電圧を使用する
国の２タイプに分かれる。従来両タイプの国において，
回路の切り換え等の操作をすることなく単一の回路で一
定の充電電流を供給可能なものとして，インバータ回路
の駆動用電圧の大小に応じて発振期間を変更するものが
提案されている（例えば特公昭56−39138号公報）。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら上記充電回路において，インバータ回路
の発振出力を制御回路等の駆動用電源として利用する場
合，インバータ回路駆動用電圧の上下幅が大きくなる
と，該電圧の上限域（200〜240V）では発振の停止期間
が長くなり，インバータ回路からの出力で形成される電
圧自体が不安定となる虞れがある。

本発明は上記問題に鑑みてなされたものであって，入
力電圧の上下幅が大きい場合にあっても，インバータ回
路から安定な電圧が出力しうる充電回路を提供すること
を目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明にかかる充電回路は、スイッチング素子である
トランジスタ19のコレクタ側に接続した一次コイル20、
および当該スイッチング素子19のベース端に一次コイル
20と同一鉄心上に巻かれた帰還コイル24の一端を接続す
るとともにこの帰還コイル24の他端にコンデンサ25を接
続してなる帰還部22を備えたインバータ回路13を有して
なり、整流された入力電圧の印加と連係して上記コンデ
ンサ25の充電及び逆充電により前記スイッチング素子19
がオンオフ動作を繰り返し、このスイッチング素子19の
オフ時には前記一次コイル20と同一鉄心上に巻かれた出
力コイル23から二次電池16へパルス状の充電電流を供給
するインバータ式の充電回路において、スイッチング素
子19のベース端に直流電圧を供給する電圧発生部32と、
前記二次電池16に供給される充電電流の平均値に比例し
た検出電圧を出力コイル23の両端から取り出す検出電圧
発生部33と、２入力端の一方に基準電圧を、他方に検出
電圧をそれぞれ印加し、出力端49,50をオープンコレク
タタイプとする第１および第２の比較器47,48を有し
て、第１の比較器47の出力端49は前記帰還部22の帰還コ
イル24及びコンデンサ25の接続点に接続され、第２の比
較器48の出力端50は前記電圧発生部32及びスイッチング
素子19のベース端に接続されて、前記基準電圧と検出電
圧の差に応じ所定の制御信号を発生する制御部34と、か
らなる出力制御回路15を備え、入力電圧に比例した電圧
の最大と最小の間の領域に設定された基準電圧に対して
前記検出電圧が当該基準電圧を超えるときは第１の比較
器47の出力端49がオンして直接接地することによりイン
バータ回路を停止させる一方、前記検出電圧が上記基準
電圧を下回るときは第２の比較器48の出力端50がオープ
ン状態となり、前記電圧発生部32の電圧がスイッチング
素子19のベース端に印加してオン開始時を速めてオフ時
間幅を短縮し前記出力コイル23から出力される充電電流
のパルスレートを上げるようにしたものである。

〔作用〕

上記構成において、インバータ回路13は駆動電圧が上
域と下域との間の略中間値（この中間値は、海外におい
ても商用電源としてほとんど存在しない）のとき、出力
コイル23からの充電電流が基準値になるように回路の各
定数が設定されており、インバータ回路13に駆動電圧を
印加すると、従来と略同様に抵抗77・26を通じて帰還部
22のコンデンサ25に電流I1が供給され、該コンデンサ25
の電圧が上昇してスイッチング素子19にベース電流が流
れると一次コイル20にコレクタ電流が流れ、かかる電流
変化が帰還コイル24に帰還されてスイッチング素子19を
急激にオンする。オン後は、帰還コイル24からの出力電
圧によりコンデンサ25を逆方向に充電し、充電が進むと
ベース電流が減少し、コンデンサ25の充電電圧が逆バイ
アスとなってスイッチング素子19を急激にオフする。

スイッチング素子19がオフすると、一次コイル20に蓄
えられていたエネルギーは出力コイル23からダイオード
29を通じて二次電池16に供給される。ところで、二次電
池16に対して充電電流が流れるときの見掛けの端子電圧
は、その二次電池16における理論的な電圧値と内部抵抗
による電圧降下値との和となる。

一方、インバータトランスにおける出力特性は、トラ
ンスに対する入力電圧が増加すると出力電力も増加する
方向に変化する。しかし、二次電池16の理論的な電圧値
は略一定値を保つ結果、出力電力の増加は、専ら充電電
流の増加として現れることになる。これにより、トラン
スの入力側が高電圧になって充電電流も大幅に増加する
と、この充電電流の増加によって二次電池16の内部抵抗
による電圧降下値も増加し、二次電池16の端子電圧にし
たがって出力コイル23からの出力電圧も高く現れる。こ
れは、出力コイル23に発生する二次電池16を充電する方
向の出力電圧が、二次電池16に対する充電電流の変動に
対応して変化することを示している。

そこで本発明にあっては、かかる出力コイル23からの
出力電圧を検出電圧発生部33のコンデンサ44で積分して
平均値を求めると、この平均値は上記の如くインバータ
回路13の駆動電圧、従って二次電池16に供給される充電
電流の平均値と対応して増大するので、かかる値を抵抗
45・46で分圧して制御部34へ検出電圧V2として印加し、
予め設定しておいた基準電圧V1と比較する。

ここで例えばインバータ回路13の駆動電圧が前記中間
値より充分低い下域（100〜120V）の場合には、前記出
力コイル23の出力が低く、充電電流I3が基準値より不足
し、前記電流14も低いままなので、検出電圧V2が基準電
圧V1を上回ることが無く、第２図（ａ）の如くスイッチ
ング素子19のベース端に電圧を印加し、オフ時における
コンデンサ25への充電電流量をI2分だけ増加してインバ
ータ回路13の発振周波数を上げ、出力コイル23から二次
電池16に供給される電流I3のパルスレートを増加して充
電電流の平均値を増やす。

逆にインバータ回路13の駆動電圧が上域（200〜240
V）のように、前記中間値に対し充分高い場合には、検
出電圧V2の値が基準電圧V1を越えることになり、第２図
（ｃ）の如くスイッチング素子19のベース端をアースし
てインバータ回路13の発振を一時的に停止して充電電流
I3の平均値を下げ、この充電電流I3と比例する検出電圧
V2が基準電圧V1と比較され、検出電圧V2が充分降下する
までこの停止状態は続く。かかる停止時間は入力電圧が
大きくなるほど長くなり、従ってインバータ回路13に印
加される駆動電圧の大小にかかわらず二次電池16に供給
される充電電流量の平均値を設定値に規制可能とするの
である。

〔実施例１〕 次に本発明を，充電と並行してモータ駆動を可能とす
る電気かみそり等の小型電気機器に実施した例に基づい
て説明する。

第３図に示す如く，電源プラグ等を介して入力された
商用交流電圧10は，ダイオードブリッジを備えた整流回
路11によって全波整流された後，充電部12に印加され
る。入力される商用交流電圧10は,200〜240Vの上域の電
圧を使用する国および100〜120Vの下域電圧を使用する
国を考慮して,100〜240Vの変化に対応する。

充電部12は，商用交流電圧10より周波数の高いパルス
電圧を発生するインバータ回路13と，該インバータ回路
13より発生されたパルス電圧を印加する負荷14と，商用
交流電圧10の大小に大じてインバータ回路13からの出力
を増減する出力制御回路15と，二次電池16が満充電にな
ったことを検出するとインバータ回路13の出力を規制す
る満充電制御回路17と，充電状況の表示を行う表示回路
18とから構成される。

インバータ回路13は，スイッチング素子19として備え
たトランジスタのコレクタ側に，一次コイル20と該一次
コイル20の両端に接続されてスイッチング素子19のオフ
時に発生する衝撃電圧を吸収する衝撃吸収部21とを介装
するとともに，ベースとエミッタ間に帰還部22を備え，
更に一次コイル20と同一鉄心上に出力コイル23を巻いて
いる。

帰還部22は，一次コイル20と同一鉄心上に巻かれた帰
還コイル24の一端をスイッチング素子19のベース端に繋
ぎ，帰還コイル24の他端とスイッチング素子19のエミッ
タ間にコンデンサ25を接続する。更に帰還コイル24とコ
ンデンサ25の接続点には，抵抗26を介して定電圧ダイオ
ード27で安定化された電圧を印加するとともに，スイッ
チング素子19のエミッタ端には，前記定電圧ダイオード
27よりツエナー電圧の低い定電圧ダイオード28を接続す
る。従って，インバータ回路13への電圧印加と同時に，
定電圧ダイオード27の両端に安定化電圧が発生し，かか
る電圧によりコンデンサ25が充電される。コンデンサ25
の両端電圧がスイッチング素子19のターンオン電圧を越
えると，該素子19はオンして一次コイル20に電流が流れ
はじめ，かかる電流の増加により帰還コイル24に電圧が
発生する。この電圧がスイッチング素子19のベース・エ
ミッタ間を通じてコンデンサ25を上記と逆方向に急速に
充電し，かかるコンデンサ25の充電電圧が阻止電圧とな
ってスイッチング素子19をオフする。スイッチング素子
19のオフ後は定電圧ダイオード27の両端電圧が抵抗26を
通じてコンデンサ25に印加され，コンデンサ25を正方向
に充電して，上記オンオフ動作を繰り返す。ここでオン
時に一次コイル20側に蓄えられたエネルギーは，スイッ
チング素子19のオフ期間に出力コイル23に接続された負
荷14へ向けて整流用ダイオード29により選択的に取り出
される。

負荷14は，出力コイル23に常時接続される二次電池16
と，スイッチ30を介して出力コイル23に接続されるモー
タ31とから成り，スイッチ30の切り換えにより充電を単
独で，あるいは充電とモータ31の駆動を同時に並行して
可能とする。

出力制御回路15は，基準電圧V₁および回路駆動用の電
圧発生部32と，入力電圧検出用の検出電圧発生部33と，
基準電圧V₁と検出電圧V₂とを比較して，所定の制御信号
を発生する制御部34とから構成される。

電圧発生部32は，一次コイル20と同一鉄心上に巻いた
四次コイル35から充電期間中に出力される電圧を大容量
のコンデンサ36,定電圧ダイオード37およびトランジス
タ38で安定化したものであって，かかる電圧を更に定電
圧ダイオード39で安定化したのち，抵抗40・41で分圧し
て制御部34に基準電圧V₁として印加する。

検出電圧発生部33は、出力コイル23の両端に、ダイオ
ード42を介して抵抗43およびコンデンサ44から成る積分
回路を接続するとともに、コンデンサ44の両端の電圧を
抵抗45・46で分圧したものである。このインバータ回路
13は、商用交流電圧10が上域（200〜240V）と下域（100
〜120V）の間の略中間値のとき適正充電電流量が得られ
るよう回路定数は設定されており、商用交流電圧10が10
0〜240V程度の範囲内で変化した場合、かかる電圧の変
化に対応して出力コイル23から二次電池16に供給される
充電電流量の平均値に対応した検出電圧V2を取り出し、
該検出電圧V2の上下変動に対応したインバータ回路13に
おける出力制御を制御部34により行わせる。

制御部34は、第１および第２の２組の比較器47,48を
備える。両比較器47,48はオープンコレクタタイプのも
のが使用され、２入力端の一方例えばプラス側入力端に
基準電圧V1を、他方のマイナス側入力端に検出電圧V2を
印加し、また両比較器47,48の出力端49,50は入力端に帰
還ルートを持たないオープンループ回路としており、こ
のため比較器47,48は裸のゲインで作動し出力側をオフ
させるのに必要な入力電圧だけ上記両入力端間に差（V2
＜V1）が生じれば、出力端49,50がオープン状態とな
り、また完全導通させるのに必要な入力電圧だけ上記入
力端間に電位差（V2＞V1）が生じれば出力側はオンし、
出力端49,50は接地される。

更に、入力端間の電圧が略等しい間（V2≒V1）では、
この比較器の出力段がオンでもオフでもないあいまいな
範囲にあるため、出力端49,50は、内部インピーダンス
が現れたままとなり、この抵抗分を介して接地される。
この内部インピーダンスは、比較器47,48のゲインが低
いほど顕著に現れる。

この停止から反転までの期間（インバータ回路13の停
止期間）は次のようにして定まる。

インバータ回路13のスイッチ素子19は、まず駆動電圧
の高低にかかわらずオンし、つづくオフ時に出力コイル
23側に出力が現れる。このため上記駆動電圧が高い場
合、出力は高いものとなり検出電圧発生部33のコンデン
サ44の端子電圧も高く、制御部34の比較器47,48の出力
端49,50が接地されるが、放電は抵抗45,46の値が一定な
ので、オープン状態への反転電圧に達するまでの時間
は、上記端子電圧が高い程長くなり、したがってスイッ
チング素子19の停止時間も長くなる。

第１比較器47は、出力端49を、インバータ回路13の帰
還部22の帰還コイル24及びコンデンサ25の接続点に繋い
だものであり、また第２比較器48は、出力端50を抵抗51
に介して電圧発生部32に繋ぐとともに、抵抗52を介して
スイッチング素子19のベース端に各々接続している。

従って商用交流電圧（インバータ回路13の駆動電圧）
が上域（200〜240V）のように設定値（150V）より充分
高い場合には、インバータ回路13に加わる駆動電圧、例
えば200Vの時波高値は0V〜282Vまで変化することにな
り、電圧が設定値を越える期間では、検出電圧V2が基準
電圧V1を越えることになる。このとき、第１比較器47の
出力端49がオンして直接接地することにより、インバー
タ回路13の帰還部22を接地し、次の発振開始を強制的に
停止させる。停止に伴い、出力コイル23からの出力が無
くなるので、コンデンサ44の電圧は抵抗45,46による放
電によって徐々に降下し、第１比較器47の反転電圧に達
すると出力端49はオフし、接地は解除され再度発振が開
始される。こうして使用する商用交流電圧が設定値を越
えて上昇した場合に二次電池16に過大な平均充電電流が
流れるのを防止する。

逆に、駆動電圧が下域（100〜120V）のように、設定
値（150V）より充分低い場合には、インバータ回路13の
駆動中は出力コイル23の出力は低く、このため検出電圧
V2が基準電圧V1を下回ったままとなり、第２比較器48の
出力端50はオープン状態に保たれ、スイッチング素子19
のベース端に、電圧発生部32の電圧が抵抗51・52を通じ
て印加され、スイッチング素子19のオフ期間に帰還部22
のコンデンサ25に流入する電流量を設定値に近づける程
度まで増大させてオン開始時を速めてオフ時間幅を短縮
し、充電時に出力コイル23から出力される電圧のパルス
レートを上げて、入力電圧が低域電圧時において充電電
流が減少するのを防止する。このとき、他方の第１比較
器48の出力端49は同時にオープン状態となっているの
で、インバータ回路13の帰還部22には何の作用もしてい
ない。なお、スイッチング30をオンしてモータ31を駆動
した際、インピーダンスの低いモータ31側に出力電流の
大部分が流れて検出電圧発生部33に供給される電流量が
減少する結果、検出電圧V2の上昇が抑えられ、入力電圧
が高くなっても制御部34が低電圧時の制御を行い、スイ
ッチング素子19に過大な電流が流れて、該素子19を破損
する虞れがある。そこで第２比較器48の出力端50を抵抗
53を介してスイッチ30に接続することにより、電圧発生
部32から出力される電圧を抵抗51および53で分圧し、ス
イッチング素子19のベース端に印加する電圧値を下げ
て、発振周波数の異常な上昇を抑えている。

満充電制御回路17は，二次電池16の充電が進んで満充
電状態になった時，該二次電池16への充電を停止して,1
C充電時における過充電を防止せんとする。本実施例に
おいては，二次電池16の両端に抵抗54およびダイオード
55を直列接続したものを並列につないで，ダイオード55
の定電圧作用を利用して基準電圧V₃を形成する一方，抵
抗56・57で二次電圧16の両端電圧に比例した電圧V₄を取
り出して基準電圧V₃と比較する。なお両電圧V₃・V₄の発
生部は，常時二次電池16に接続すると，二次電池16は過
度に放電してしまう。そこでスイッチング素子58として
比較器を利用し，前記ダイオード55および抵抗57のアー
ス側を比較器58の出力端59に繋ぎ，電圧発生部32の出力
電圧を比較電圧として使用することにより，インバータ
回路13が作動して二次電池16の充電中，すなわち満充電
制御回路17における制御を必要とする期間中のみ電圧
V₃,V₄を比較器60に印加する。

比較器60は，その出力端61を抵抗62を介して電圧発生
部32に接続する一方，トランジスタ63のベース端に定電
圧ダイオード64を介して繋ぐ。トランジスタ63は，コレ
クタ端を低値の抵抗65を介してスイッチング素子19のベ
ース端に接続する一方，ベースエミッタ間に抵抗66を接
続することにより，検出電圧V₄が基準電圧V₃を下回る間
は比較器60の出力端61がアースされてトランジスタ63は
オフ状態を維持してインバータ回路13は通常の充電動作
を行うが，検出電圧V₄が基準電圧V₃を越えて満充電状態
に達したことを検出すると，比較器60の出力端61はオー
プンし，電圧発生部32からの出力電圧が定電圧ダイオー
ド64と抵抗66の両端に印加されて該ダイオード64を導通
する。するとトランジスタ63にベース電流が流れてオン
し，スイッチング素子19のベース端をアースしてインバ
ータ回路13の発振を停止し，二次電池16への充電を止め
て過充電を防止する。

表示回路18は出力コイル23の両端に，発光ダイオード
67および電流制限用の抵抗68を繋いだものであって，満
充電制御回路17における制御が行われていない期間は出
力コイル23から十分な電力が取り出されて発光ダイオー
ド67は正常に点灯するが，満充電制御回路17の作動期間
が長くなってインバータ回路13の停止期間が長くなる
と，発光ダイオード67は点滅をはじめて満充電状態とな
ったことを表示する。

〔実施例２〕 第４図は本発明の第２実施例にあって，基本的には第
１実施例と構成を同じくするが，下記の点で相違する。
すなわちインバータ回路13において，スイッチング素子
19のエミッタ端に二次電池16を繋いでエミッタ端の電位
の安定化を図っている。

又，電圧発生部32における四次コイル35からの出力は
特に安定化処理を施すことなく取り出され，従って基準
電圧発生用ではなく各部の駆動用としてのみ使用され
る。なおこの場合，基準電圧V₁は満充電制御回路17にお
ける基準電圧V₃と同様に，ダイオード69の両端から取り
出される。また二次電池16は,1セル当り３〜4mV/℃程度
の温度特性を有するが，ダイオード69として順方向電圧
が0.6V,ダイオード55は1.5V付近で且つ同程度の温度特
性のものを各々使用し，抵抗70・70aの抵抗値を変化す
ることにより温度係数を調整して二次電池16の電圧変動
をキャンセルして十分安定化された基準電圧V₁・V₃を取
り出すことができる。

ところで定電圧充電においては，低電圧で充電を行う
と充電時間が長くなったり，充電不足になる虞れもあ
る。一方，高電圧で充電すると，充電時間は短いが，充
電初期に大電流が流れる。そこで本実施例における満充
電制御回路17は，比較器60の出力端61にコンデンサ71を
接続して抵抗62とともに積分回路が構成され，従って満
充電制御回路17の制御がかかる以前は，低電圧による安
定した定電圧充電を行い，制御がかかり始めるとパルス
状のオン信号を積分し，前記実施例では基準電圧V₃を検
出電圧V₄が越える毎に小刻みに行っていた制御を遅らせ
て実行することにより，実質的に高電圧による定電圧充
電に移行させ，短時間で充電電流のしぼり込みが行われ
る様にしている。

更にまた表示回路18は，赤，緑等の２色の発光ダイオ
ード72・73を点滅させて充電表示をさせる。すなわち，
第１トランジスタ74のエミッタ端を二次電池16のプラス
極に繋ぎ，ベース端をコンデンサ44と抵抗43の接続点に
繋ぐとともに，コレクタ端に発光ダイオード72を介装す
る。第１トランジスタ74のエミッタ・コレクタ端には，
第２トランジスタ75のエミッタ・ベース端を繋ぎ，該ト
ランジスタ75のコレクタ端に発光ダイオード73を繋ぐ。
更に両発光ダイオード72・73のカソード側を第３トラン
ジスタ76のコレクタ端に繋ぎ，該トランジスタ76のベー
ス端を電圧発生部32に接続し，更にベース・エミッタ間
にスイッチ30と連繋して開閉するスイッチ接点30aを接
続している。かかる構成により，スイッチ接点30aの開
放時すなわちモータ31の停止時において装置を作動させ
ると，インバータ回路13が作動して充電を開始するとと
もに，電圧発生部32から電圧が出力されてトランジスタ
76をオンする。この時，検出電圧発生部33から第１トラ
ンジスタ74のベース端に印加される電圧は高く，従って
該トランジスタ74はオフ状態を保つ。そこで二次電池16
のプラス極から第２トランジスタ75のベース，発光ダイ
オード72,第３トランジスタ76を通って，第２トランジ
スタ75にベース電流が流れ，該トランジスタ75をオンし
て発光ダイオード73に電流を流して点灯させる。

ここで二次電池16の充電がすすみ，満充電状態に近づ
くと，満充電制御回路17が働き，インバータ回路13の発
振動作は間欠的となる。それに伴い検出電圧発生部33か
ら第１トランジスタ74のベース端に印加される電圧値も
徐々に下がり，第１トランジスタ74にコレクタ電流が流
れ，発光ダイオード72を点灯しはじめる。それと同時に
第２トランジスタ75のベース・エミッタ間電圧が低下し
てベース電流が減少して発光ダイオード73に流れるコレ
クタ電流も減少し，発光ダイオード73の照度を下げて満
充電状態に達したことを表示する。

更に充電が進むと，発光ダイオード73は完全に消灯し
て発光ダイオード72のみが点灯して充電が終了したこと
を表示するのである。

〔発明の効果〕

本発明は上記のごとく、二次電池16に供給される充電
電流の平均値に比例した検出電圧を、基準電圧と比較し
て、検出電圧が基準電圧を越えるときはインバータを停
止させ、下回るときはスイッチング素子19のベース端に
電圧発生部32の電圧を印加してオン開始時を速めてオフ
時間幅を短縮し、充電電流のパルスレートを上げ、イン
バータ回路の入力電圧の変化する上下幅が大きい場合に
あっても、安定的な充電出力が得られる利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示す概略図，第２図（ａ）
ないし（ｃ）は回路の動作状態を示す説明図，第３図は
第１実施例を示す電気回路図，第４図は第２実施例を示
す電気回路図である。 13……インバータ回路， 15……出力制御回路， 16……二次電池， 19……スイッチング素子， 20……一次コイル， 22……帰還部， 23……出力コイル， 24……帰還コイル， 25……コンデンサ， 32……電圧発生部， 33……検出電圧発生部， 34……制御部， 47……第１比較器， 48……第２比較器， 49……出力端， 50……出力端。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スイッチング素子であるトランジスタ（1
   9）のコレクタ側に接続した一次コイル（20）、および
   当該スイッチング素子（19）のベース端に一次コイル
   （20）と同一鉄心上に巻かれた帰還コイル（24）の一端
   を接続するとともにこの帰還コイル（24）の他端にコン
   デンサ（25）を接続してなる帰還部（22）を備えたイン
   バータ回路（13）を有してなり、 整流された入力電圧の印加と連係して上記コンデンサ
   （25）の充電及び逆充電により前記スイッチング素子
   （19）がオンオフ動作を繰り返し、このスイッチング素
   子（19）のオフ時には前記一次コイル（20）と同一鉄心
   上に巻かれた出力コイル（23）から二次電池（16）へパ
   ルス状の充電電流を供給するインバータ式の充電回路に
   おいて、 スイッチング素子（19）のベース端に直流電圧を供給す
   る電圧発生部（32）と、 前記二次電圧（16）に供給される充電電流の平均値に比
   例した検出電圧を出力コイル（23）の両端から取り出す
   検出電圧発生部（33）と、 ２入力端の一方に基準電圧を、他方に検出電圧をそれぞ
   れ印加し、出力端（49,50）をオープンコレクタタイプ
   とする第１および第２の比較器（47,48）を有して、第
   １の比較器（47）の出力端（49）は前記帰還部（22）の
   帰還コイル（24）及びコンデンサ（25）の接続点に接続
   され、第２の比較器（48）の出力端（50）は前記電圧発
   生部（32）及びスイッチング素子（19）のベース端に接
   続されて、前記基準電圧と検出電圧の差に応じ所定の制
   御信号を発生する制御部（34）と、 からなる出力制御回路（15）を備え、 入力電圧に比例した電圧の最大と最小の間の領域に設定
   された基準電圧に対して前記検出電圧が当該基準電圧を
   超えるときは第１の比較器（47）の出力端（49）がオン
   して直接接地することによりインバータ回路を停止させ
   る一方、 前記検出電圧が上記基準電圧を下回るときは第２の比較
   器（48）の出力端（50）がオープン状態となり、前記電
   圧発生部（32）の電圧がスイッチング素子（19）のベー
   ス端に印加してオン開始時を速めてオフ時間幅を短縮し
   前記出力コイル（23）から出力される充電電流のパルス
   レートを上げるようにしたことを特徴とした充電回路。