JPH08201449A - スペクトラムアナライザ - Google Patents
スペクトラムアナライザInfo
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- JPH08201449A JPH08201449A JP7027444A JP2744495A JPH08201449A JP H08201449 A JPH08201449 A JP H08201449A JP 7027444 A JP7027444 A JP 7027444A JP 2744495 A JP2744495 A JP 2744495A JP H08201449 A JPH08201449 A JP H08201449A
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- 238000010408 sweeping Methods 0.000 abstract description 7
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
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- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/1806—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop the frequency divider comprising a phase accumulator generating the frequency divided signal
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/173—Wobbulating devices similar to swept panoramic receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、デジタル的にステップ掃引する局
部発振器の、掃引ステップ周期Ｔstepの逆数の動的スプ
リアスの発生による影響を低減してより良好な局部発振
器を実現する。 【構成】 局部発振器の単位ステップ時間Ｔstep前後の
ステップ時間値をランダムに発生させたクロック信号１
２rndclkをＤＤＳ部４０に供給して単位ステップ時間Ｔ
stepをランダムにするランダム・クロック遅延部１２を
設ける。
部発振器の、掃引ステップ周期Ｔstepの逆数の動的スプ
リアスの発生による影響を低減してより良好な局部発振
器を実現する。 【構成】 局部発振器の単位ステップ時間Ｔstep前後の
ステップ時間値をランダムに発生させたクロック信号１
２rndclkをＤＤＳ部４０に供給して単位ステップ時間Ｔ
stepをランダムにするランダム・クロック遅延部１２を
設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、スペクトラムアナラ
イザのデジタル掃引可能な局部発振器において、局部発
振器のステップ掃引により発生する動的スプリアスを低
減する局部発振器に関する。
イザのデジタル掃引可能な局部発振器において、局部発
振器のステップ掃引により発生する動的スプリアスを低
減する局部発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術の例としては、局部発振器にデ
ジタル的にステップ掃引するＤＤＳを使用して掃引する
スペクトラムアナライザの例がある。これについて、図
４と図５と図６を参照して説明する。本装置の構成は、
図４に示すように、周波数変換部５０と、検波部６２
と、表示演算部６４と、表示部６８とで構成している。
ジタル的にステップ掃引するＤＤＳを使用して掃引する
スペクトラムアナライザの例がある。これについて、図
４と図５と図６を参照して説明する。本装置の構成は、
図４に示すように、周波数変換部５０と、検波部６２
と、表示演算部６４と、表示部６８とで構成している。
【０００３】周波数変換部５０は、一般的なスペクトラ
ムアナライザの周波数変換部の原理構成であり、被測定
信号１００を受けて、局部発振器で所望の周波数範囲を
掃引して一定の中間周波数に変換し、ＢＰＦ（バンドパ
ス・フィルタ）で所望の帯域幅特性にフィルタした後、
検波部６２に供給するものであり、ＡＴＴ（減衰器）５
１と、ミキサ５２、５３と、局部発振器３０と、発振器
５４と、ＢＰＦ５５とで構成している。
ムアナライザの周波数変換部の原理構成であり、被測定
信号１００を受けて、局部発振器で所望の周波数範囲を
掃引して一定の中間周波数に変換し、ＢＰＦ（バンドパ
ス・フィルタ）で所望の帯域幅特性にフィルタした後、
検波部６２に供給するものであり、ＡＴＴ（減衰器）５
１と、ミキサ５２、５３と、局部発振器３０と、発振器
５４と、ＢＰＦ５５とで構成している。
【０００４】この中で局部発振器３０は、ＤＤＳを使用
してデジタル的に所望の周波数範囲をステップ掃引する
発振器であり、図５に示すように、ＤＤＳタイムベース
３２と、ＤＤＳ部４０と、ＤＡ変換器３４と、ＬＰＦ３
５と、位相比較器３６と、分周器３７と、積分器３８
と、ＹＴＯ（YIG-tuned Oscillator）３９とで構成して
いる。
してデジタル的に所望の周波数範囲をステップ掃引する
発振器であり、図５に示すように、ＤＤＳタイムベース
３２と、ＤＤＳ部４０と、ＤＡ変換器３４と、ＬＰＦ３
５と、位相比較器３６と、分周器３７と、積分器３８
と、ＹＴＯ（YIG-tuned Oscillator）３９とで構成して
いる。
【０００５】ＤＤＳタイムベース３２は、基準クロック
３１を受け、外部からのスパン（掃引周波数範囲）と掃
引時間Ｔsweepの掃引条件３３を受けて、分周値Ｄiv
で、所望の単位ステップ時間Ｔstep＝｛Ｄiv／（基準ク
ロック３１）｝に分周したクロック３２clk信号をＤＤ
Ｓ部４０に供給する。このクロック３２clk信号の１ク
ロック時間がステップ掃引の単位ステップ時間Ｔstepと
なる。
３１を受け、外部からのスパン（掃引周波数範囲）と掃
引時間Ｔsweepの掃引条件３３を受けて、分周値Ｄiv
で、所望の単位ステップ時間Ｔstep＝｛Ｄiv／（基準ク
ロック３１）｝に分周したクロック３２clk信号をＤＤ
Ｓ部４０に供給する。このクロック３２clk信号の１ク
ロック時間がステップ掃引の単位ステップ時間Ｔstepと
なる。
【０００６】ＤＤＳ部４０は、デジタル的に任意の周波
数のデジタル・サイン波データ信号を出力するシンセサ
イザであり、図６に示すように、周波数レジスタ４２
と、加算器４４と、ＲＯＭテーブル・メモリ４６とで構
成している。周波数レジスタ４２は、外部からの所望の
進角データ値４２datを保持するレジスタであり、この
データを加算器４４の一方の入力端に供給する。このデ
ータは、３２ビット長のサイン波形の位相進角量をデジ
タル設定する。これにより、図７（ａ）の階段状ランプ
波形に示すように、単位ステップ時間Ｔstep毎に、単位
ステップ周波数９２の加算増加を繰り返し実施し、全体
として掃引時間Ｔsweep＝Ｍ・Ｔstepで掃引を行う。こ
こでＭは、例えばＭ＝２０４８回の一定したステップ数
である。
数のデジタル・サイン波データ信号を出力するシンセサ
イザであり、図６に示すように、周波数レジスタ４２
と、加算器４４と、ＲＯＭテーブル・メモリ４６とで構
成している。周波数レジスタ４２は、外部からの所望の
進角データ値４２datを保持するレジスタであり、この
データを加算器４４の一方の入力端に供給する。このデ
ータは、３２ビット長のサイン波形の位相進角量をデジ
タル設定する。これにより、図７（ａ）の階段状ランプ
波形に示すように、単位ステップ時間Ｔstep毎に、単位
ステップ周波数９２の加算増加を繰り返し実施し、全体
として掃引時間Ｔsweep＝Ｍ・Ｔstepで掃引を行う。こ
こでＭは、例えばＭ＝２０４８回の一定したステップ数
である。
【０００７】加算器４４は、上記説明の単位ステップ周
波数９２であるサイン波形の単位位相量を進角させる３
２ビット長の累積加算器である。ＤＤＳタイムベース３
２からのクロック３２clk毎に、一方の入力端は、周波
数レジスタ４２からの進角データ値４２datを受け、他
方の入力端は、前回加算保持した加算レジスタ４４ｒの
値を受けて、両者を累積加算して、加算レジスタ４４ｒ
にラッチ保持する。
波数９２であるサイン波形の単位位相量を進角させる３
２ビット長の累積加算器である。ＤＤＳタイムベース３
２からのクロック３２clk毎に、一方の入力端は、周波
数レジスタ４２からの進角データ値４２datを受け、他
方の入力端は、前回加算保持した加算レジスタ４４ｒの
値を受けて、両者を累積加算して、加算レジスタ４４ｒ
にラッチ保持する。
【０００８】ＲＯＭテーブル・メモリ４６は、階段状の
サイン波形データにコード変換するものであり、加算器
４４からの３２ビット長の中で上位１０ビット長のデー
タを受けて、これをＲＯＭテーブル・メモリのアドレス
入力として与え、これから読み出した１０ビット長サイ
ン波コードデータ４６datを図５に示すＤＡ変換器３４
に供給する。
サイン波形データにコード変換するものであり、加算器
４４からの３２ビット長の中で上位１０ビット長のデー
タを受けて、これをＲＯＭテーブル・メモリのアドレス
入力として与え、これから読み出した１０ビット長サイ
ン波コードデータ４６datを図５に示すＤＡ変換器３４
に供給する。
【０００９】図５に示すＤＡ変換器３４は、前記１０ビ
ット長のサイン波コードデータ４６datを受けて、ＤＡ
変換して階段状のアナログ信号に変換する。ＬＰＦ３５
は、この階段状波形信号の中でクロック３２clk周波数
成分を除去して本来のサイン波形にした後、この位相信
号を位相比較器３６の一方の入力端に供給する。
ット長のサイン波コードデータ４６datを受けて、ＤＡ
変換して階段状のアナログ信号に変換する。ＬＰＦ３５
は、この階段状波形信号の中でクロック３２clk周波数
成分を除去して本来のサイン波形にした後、この位相信
号を位相比較器３６の一方の入力端に供給する。
【００１０】ＰＬＬ（Phase Locked Loop）の制御ルー
プは、ＹＴＯ３９と、分周器３７と、位相比較器３６
と、積分器３８とで形成している。位相比較器３６は、
両入力端の位相差を検出して出力する。即ち、ＤＤＳ側
であるＬＰＦ３５からの基準となる位相信号と、電圧可
変発振器側であるＹＴＯ３９からの出力周波数３９osc
を分周器３７で１／Ｎに分周した信号を受け、両者の位
相差のパルス幅信号を積分器３８に供給する。積分器３
８では、これを受けてパルス幅に対応したアナログ直流
電圧に積分した後、この信号をＹＴＯ３９の電圧制御発
振入力端に供給する。ＹＴＯ３９は、ＹＩＧ結晶を利用
したマイクロ波帯の可変同調発振器であり、積分器３８
からのアナログ直流電圧信号を受けて、上記ＰＬＬルー
プでロックしたステップ掃引周波数３９osc信号を図４
に示す周波数変換部５０のミキサ５２に供給して、被測
定信号１００を中間周波数に変換する。
プは、ＹＴＯ３９と、分周器３７と、位相比較器３６
と、積分器３８とで形成している。位相比較器３６は、
両入力端の位相差を検出して出力する。即ち、ＤＤＳ側
であるＬＰＦ３５からの基準となる位相信号と、電圧可
変発振器側であるＹＴＯ３９からの出力周波数３９osc
を分周器３７で１／Ｎに分周した信号を受け、両者の位
相差のパルス幅信号を積分器３８に供給する。積分器３
８では、これを受けてパルス幅に対応したアナログ直流
電圧に積分した後、この信号をＹＴＯ３９の電圧制御発
振入力端に供給する。ＹＴＯ３９は、ＹＩＧ結晶を利用
したマイクロ波帯の可変同調発振器であり、積分器３８
からのアナログ直流電圧信号を受けて、上記ＰＬＬルー
プでロックしたステップ掃引周波数３９osc信号を図４
に示す周波数変換部５０のミキサ５２に供給して、被測
定信号１００を中間周波数に変換する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】上記説明のように、局
部発振器３０の掃引動作をステップ的に掃引している。
この為、掃引周波数が図７（ａ）に示すように階段状の
周波数変化で掃引している。この為、掃引周波数は離散
的に変化することとなる。この結果、図７（ｂ）に示す
ように、単位ステップ時間Ｔstepの逆数である動的スプ
リアスΔｆ＝１／Ｔstepが発生する。この動的スプリア
ス周波数Δｆは、中心周波数ｆ0に近い為フィルタを用
いて除去することが容易ではない。この結果、測定中心
周波数ｆ0±Δｆ位置に微小レベルのスペクトラム画面
として現れる場合があり、Ｃ／Ｎ値が劣化し、雑音レベ
ルとして被測定信号測定のダイナミックレンジの低下を
もたらす要因となっている。そこで、本発明が解決しよ
うとする課題は、デジタル的にステップ掃引する局部発
振器の、掃引ステップ周期Ｔstepの逆数の動的スプリア
スの発生による影響を低減してより良好な局部発振器を
実現することを目的とする。
部発振器３０の掃引動作をステップ的に掃引している。
この為、掃引周波数が図７（ａ）に示すように階段状の
周波数変化で掃引している。この為、掃引周波数は離散
的に変化することとなる。この結果、図７（ｂ）に示す
ように、単位ステップ時間Ｔstepの逆数である動的スプ
リアスΔｆ＝１／Ｔstepが発生する。この動的スプリア
ス周波数Δｆは、中心周波数ｆ0に近い為フィルタを用
いて除去することが容易ではない。この結果、測定中心
周波数ｆ0±Δｆ位置に微小レベルのスペクトラム画面
として現れる場合があり、Ｃ／Ｎ値が劣化し、雑音レベ
ルとして被測定信号測定のダイナミックレンジの低下を
もたらす要因となっている。そこで、本発明が解決しよ
うとする課題は、デジタル的にステップ掃引する局部発
振器の、掃引ステップ周期Ｔstepの逆数の動的スプリア
スの発生による影響を低減してより良好な局部発振器を
実現することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決する為の手段】第１図は、本発明による第
１の解決手段を示している。上記課題を解決するため
に、本発明の構成では、局部発振器の単位ステップ時間
Ｔstep前後のステップ時間値をランダムに発生させたラ
ンダムクロック１２rndclk信号をＤＤＳ部４０に供給し
て単位ステップ時間Ｔstepをランダムにするランダム・
クロック遅延部１２を設ける構成手段にする。このラン
ダム・クロック遅延部１２は、単位ステップ時間Ｔstep
前後のステップ時間をランダムに発生して、局部発振器
の動的スプリアス周波数Δｆ＝１／Ｔstepの成分を拡散
する。これにより、ＤＤＳによりデジタル掃引する局部
発振器の動的スプリアスの影響を低減したスペクトラム
アナライザを実現する。
１の解決手段を示している。上記課題を解決するため
に、本発明の構成では、局部発振器の単位ステップ時間
Ｔstep前後のステップ時間値をランダムに発生させたラ
ンダムクロック１２rndclk信号をＤＤＳ部４０に供給し
て単位ステップ時間Ｔstepをランダムにするランダム・
クロック遅延部１２を設ける構成手段にする。このラン
ダム・クロック遅延部１２は、単位ステップ時間Ｔstep
前後のステップ時間をランダムに発生して、局部発振器
の動的スプリアス周波数Δｆ＝１／Ｔstepの成分を拡散
する。これにより、ＤＤＳによりデジタル掃引する局部
発振器の動的スプリアスの影響を低減したスペクトラム
アナライザを実現する。
【００１３】第３図は、本発明による第２の解決手段を
示している。上記課題を解決するために、本発明の構成
では、掃引時間Ｔsweep＝（ステップ数Ｍ）×（単位ス
テップ時間Ｔstep）の式におけるステップ数Ｍの値を大
きくする分周値Ｄivを演算してタイムベース３２に供給
し、ＤＤＳ部４０へこれに対応する進角データ値２２da
tを演算して供給する掃引ステップ数制御部２２を設け
る構成手段にする。この掃引ステップ数制御部２２は、
ステップ数Ｍの値を大きくして、ステップ掃引を細かく
掃引することにより、ステップ数Ｍの２乗で動的スプリ
アスを改善できる。
示している。上記課題を解決するために、本発明の構成
では、掃引時間Ｔsweep＝（ステップ数Ｍ）×（単位ス
テップ時間Ｔstep）の式におけるステップ数Ｍの値を大
きくする分周値Ｄivを演算してタイムベース３２に供給
し、ＤＤＳ部４０へこれに対応する進角データ値２２da
tを演算して供給する掃引ステップ数制御部２２を設け
る構成手段にする。この掃引ステップ数制御部２２は、
ステップ数Ｍの値を大きくして、ステップ掃引を細かく
掃引することにより、ステップ数Ｍの２乗で動的スプリ
アスを改善できる。
【００１４】上記の第１解決手段と第２解決手段の両方
を併用して、より一層動的スプリアスを改善する手段が
ある。
を併用して、より一層動的スプリアスを改善する手段が
ある。
【００１５】
【作用】実施例１のランダム・クロック遅延部１２は、
単位ステップ時間Ｔstep前後のステップ時間をランダム
に発生させる作用がある。これにより、局部発振器のス
テップ掃引をランダムに変化させて、動的スプリアス周
波数Δｆ＝１／Ｔstepの成分を拡散する作用がある。実
施例２の掃引ステップ数制御部２２は、掃引時間Ｔswee
p＝Ｍ・Ｔstepとなるステップ数Ｍの値を大きくし、こ
れに対応した分周値Ｄivをタイムベース３２に供給し、
ＤＤＳ部４０へ進角データ値２２datを供給すること
で、ステップ掃引を細かく掃引する作用がある。これに
より、ステップ数Ｍの２乗の関数で動的スプリアスを改
善する作用がある。これらは、デジタル的にステップ掃
引する局部発振器による動的スプリアスの発生による雑
音レベルの影響を低減する役割がある。
単位ステップ時間Ｔstep前後のステップ時間をランダム
に発生させる作用がある。これにより、局部発振器のス
テップ掃引をランダムに変化させて、動的スプリアス周
波数Δｆ＝１／Ｔstepの成分を拡散する作用がある。実
施例２の掃引ステップ数制御部２２は、掃引時間Ｔswee
p＝Ｍ・Ｔstepとなるステップ数Ｍの値を大きくし、こ
れに対応した分周値Ｄivをタイムベース３２に供給し、
ＤＤＳ部４０へ進角データ値２２datを供給すること
で、ステップ掃引を細かく掃引する作用がある。これに
より、ステップ数Ｍの２乗の関数で動的スプリアスを改
善する作用がある。これらは、デジタル的にステップ掃
引する局部発振器による動的スプリアスの発生による雑
音レベルの影響を低減する役割がある。
【００１６】
（実施例１）本発明の実施例は、局部発振器の単位ステ
ップ時間Ｔstepをランダム化してスプリアス成分を拡散
させて、動的スプリアスの影響を低減するスペクトラム
アナライザの例がある。これについて、図１と図２を参
照して説明する。従来においては、一定した単位ステッ
プ時間Ｔstepで掃引している為に、特定した位置に動的
スプリアス周波数Δｆが、比較的大きな雑音レベルとし
て出現する。本発明では、この動的スプリアス周波数Δ
ｆを拡散させることで改善を図る。
ップ時間Ｔstepをランダム化してスプリアス成分を拡散
させて、動的スプリアスの影響を低減するスペクトラム
アナライザの例がある。これについて、図１と図２を参
照して説明する。従来においては、一定した単位ステッ
プ時間Ｔstepで掃引している為に、特定した位置に動的
スプリアス周波数Δｆが、比較的大きな雑音レベルとし
て出現する。本発明では、この動的スプリアス周波数Δ
ｆを拡散させることで改善を図る。
【００１７】本発明の局部発振器１０は、図１に示すよ
うに、従来構成の局部発振器３０のＤＤＳタイムベース
３２の変わりにランダム・クロック遅延部１２を設けた
構成となっている。局部発振器３０の他の構成要素は、
従来と同様である。
うに、従来構成の局部発振器３０のＤＤＳタイムベース
３２の変わりにランダム・クロック遅延部１２を設けた
構成となっている。局部発振器３０の他の構成要素は、
従来と同様である。
【００１８】ランダム・クロック遅延部１２は、外部か
らの掃引条件３３を受けて、単位ステップ時間Ｔstepで
あるランダムクロック１２rndclk信号の周期時間をラン
ダムに発生してＤＤＳ部４０に供給する。この為に、図
２に示すように、アドレスカウンタ１３と、テーブルメ
モリ１６と、分周器１８とで構成している。
らの掃引条件３３を受けて、単位ステップ時間Ｔstepで
あるランダムクロック１２rndclk信号の周期時間をラン
ダムに発生してＤＤＳ部４０に供給する。この為に、図
２に示すように、アドレスカウンタ１３と、テーブルメ
モリ１６と、分周器１８とで構成している。
【００１９】アドレスカウンタ１３は、ランダムクロッ
ク１２rndclk信号を受けて、この信号毎に基準クロック
３１に同期して＋１カウント動作する８ビット長のカウ
ンタであり、テーブルメモリ１６へのアドレスとして供
給する。テーブルメモリ１６は、疑似ランダム値が保存
してあるメモリであり、予め全アドレスのデータ値の平
均値が分周値Ｄivとなり、かつ疑似ランダム発生となる
値を設定しておく。アドレスカウンタ１３からの８ビッ
トアドレス信号を受けて、このアドレスのランダム値１
２rndを読み出して分周器１８へ供給する。
ク１２rndclk信号を受けて、この信号毎に基準クロック
３１に同期して＋１カウント動作する８ビット長のカウ
ンタであり、テーブルメモリ１６へのアドレスとして供
給する。テーブルメモリ１６は、疑似ランダム値が保存
してあるメモリであり、予め全アドレスのデータ値の平
均値が分周値Ｄivとなり、かつ疑似ランダム発生となる
値を設定しておく。アドレスカウンタ１３からの８ビッ
トアドレス信号を受けて、このアドレスのランダム値１
２rndを読み出して分周器１８へ供給する。
【００２０】分周器１８は、上記分周値であるランダム
値１２rndを受けて、ランダム単位ステップ時間Ｔstepr
nd＝｛１２rnd／（基準クロック３１）｝に分周した
後、このランダムクロック１２rndclk信号をＤＤＳ部４
０へ供給し、また、カウントイネーブル信号としてアド
レスカウンタ１３へ供給する。これを繰り返すことによ
り、局部発振器のステップ掃引をランダムに変化させる
ことができる。この結果、動的スプリアス周波数Δｆ＝
１／Ｔstepの成分は拡散されることになり、動的スプリ
アスの影響を低減した局部発振器を実現できることとな
る。
値１２rndを受けて、ランダム単位ステップ時間Ｔstepr
nd＝｛１２rnd／（基準クロック３１）｝に分周した
後、このランダムクロック１２rndclk信号をＤＤＳ部４
０へ供給し、また、カウントイネーブル信号としてアド
レスカウンタ１３へ供給する。これを繰り返すことによ
り、局部発振器のステップ掃引をランダムに変化させる
ことができる。この結果、動的スプリアス周波数Δｆ＝
１／Ｔstepの成分は拡散されることになり、動的スプリ
アスの影響を低減した局部発振器を実現できることとな
る。
【００２１】（実施例２）本発明の実施例は、局部発振
器のＤＤＳ回路の制御において、ステップ数Ｍを多くし
て、ステップ掃引するステップ単位時間を細かい単位時
間に分けて掃引することで、細かな階段状掃引を行う例
である。これについて、図３を参照して説明する。
器のＤＤＳ回路の制御において、ステップ数Ｍを多くし
て、ステップ掃引するステップ単位時間を細かい単位時
間に分けて掃引することで、細かな階段状掃引を行う例
である。これについて、図３を参照して説明する。
【００２２】従来においては、ステップ掃引のステップ
数Ｍを固定的な回数、例えば２０４８回の一定した回数
でステップ掃引を行っていた。即ち、掃引速度が早くて
も遅くても一定のステップ数Ｍであった。この為、掃引
速度が早い場合は、動的スプリアス周波数Δｆが測定中
心周波数ｆ0位置から離れた位置にある為、スペクトラ
ム画面上に雑音レベルとして現れにくいが、掃引速度が
遅い場合では、動的スプリアス周波数Δｆが測定中心周
波数ｆ0位置に近い為、フィルタ等で除去出来ず比較的
大きな雑音レベルとして現れてくる。そこで、本発明で
は、局部発振器のＤＤＳ制御において、掃引時間Ｔswee
p＝Ｍ・Ｔstep式においてステップ数Ｍを多くし、単位
ステップ時間を細かく掃引制御することで、動的スプリ
アス周波数Δｆを測定中心周波数ｆ0位置から離散さ
せ、これによって改善を図る。
数Ｍを固定的な回数、例えば２０４８回の一定した回数
でステップ掃引を行っていた。即ち、掃引速度が早くて
も遅くても一定のステップ数Ｍであった。この為、掃引
速度が早い場合は、動的スプリアス周波数Δｆが測定中
心周波数ｆ0位置から離れた位置にある為、スペクトラ
ム画面上に雑音レベルとして現れにくいが、掃引速度が
遅い場合では、動的スプリアス周波数Δｆが測定中心周
波数ｆ0位置に近い為、フィルタ等で除去出来ず比較的
大きな雑音レベルとして現れてくる。そこで、本発明で
は、局部発振器のＤＤＳ制御において、掃引時間Ｔswee
p＝Ｍ・Ｔstep式においてステップ数Ｍを多くし、単位
ステップ時間を細かく掃引制御することで、動的スプリ
アス周波数Δｆを測定中心周波数ｆ0位置から離散さ
せ、これによって改善を図る。
【００２３】ここで、計算式を示して改善の効果につい
て説明する。Ｓpanを掃引周波数範囲とし、Ｐointを掃
引のステップ数Ｍとすると、ステップ周波数Δｆpeak＝
｛Ｓpan／Ｐoint｝と表せ、また、ステップ周波数時間
Δｆm＝｛Ｐoint／Ｔsweep｝として表せ、これから、発
生する動的スプリアスＳは、 Ｓ［dB］＝２０log（Δｆpeak／２・Δｆm） ＝２０log（Ｓpan・Ｔsweep／２・Ｐoint2） として表現される。この式からＰoint値（即ちＭの値）
の２乗で改善できることがわかる。例えばＭを２倍に増
加することで、動的スプリアスが４倍、即ち１２ｄＢ改
善されることが判る。
て説明する。Ｓpanを掃引周波数範囲とし、Ｐointを掃
引のステップ数Ｍとすると、ステップ周波数Δｆpeak＝
｛Ｓpan／Ｐoint｝と表せ、また、ステップ周波数時間
Δｆm＝｛Ｐoint／Ｔsweep｝として表せ、これから、発
生する動的スプリアスＳは、 Ｓ［dB］＝２０log（Δｆpeak／２・Δｆm） ＝２０log（Ｓpan・Ｔsweep／２・Ｐoint2） として表現される。この式からＰoint値（即ちＭの値）
の２乗で改善できることがわかる。例えばＭを２倍に増
加することで、動的スプリアスが４倍、即ち１２ｄＢ改
善されることが判る。
【００２４】そこで、本発明の局部発振器２０は、これ
を実現する為に、図３に示すように従来構成に対して、
掃引ステップ数制御部２２を追加した構成となってい
る。局部発振器２０内の他の構成要素は、従来と同様の
構成である。
を実現する為に、図３に示すように従来構成に対して、
掃引ステップ数制御部２２を追加した構成となってい
る。局部発振器２０内の他の構成要素は、従来と同様の
構成である。
【００２５】掃引ステップ数制御部２２は、外部からの
進角データ値４２datと、掃引条件３３を受けて、掃引
時間Ｔsweep＝Ｍ・Ｔstepとなるステップ数Ｍを、回路
が動作可能で、ステップ掃引可能な最大値をとり、この
値となる分周値Ｄivを演算してタイムベース３２に供給
する。また、これに対応して、ＤＤＳ部４０に供給する
進角データ値２２datを演算して供給する。一例とし
て、従来がＭ＝２０４８回で、Ｄiv＝１００値のとき、
本発明では、Ｍ＝８１９２で、Ｄiv＝２５として、Ｍが
４倍になる。この結果、動的スプリアスが上記計算式か
ら２４ｄＢ改善されることとなる。
進角データ値４２datと、掃引条件３３を受けて、掃引
時間Ｔsweep＝Ｍ・Ｔstepとなるステップ数Ｍを、回路
が動作可能で、ステップ掃引可能な最大値をとり、この
値となる分周値Ｄivを演算してタイムベース３２に供給
する。また、これに対応して、ＤＤＳ部４０に供給する
進角データ値２２datを演算して供給する。一例とし
て、従来がＭ＝２０４８回で、Ｄiv＝１００値のとき、
本発明では、Ｍ＝８１９２で、Ｄiv＝２５として、Ｍが
４倍になる。この結果、動的スプリアスが上記計算式か
ら２４ｄＢ改善されることとなる。
【００２６】上記実施例１の説明では、ランダム・クロ
ック遅延部１２をアドレスカウンタ１３とテーブルメモ
リ１６と分周器１８とで構成した場合で説明していた
が、同等の機能をＭ系列のランダムな周期時間を発生す
るＰＲＢＳ（Pseudo Random Binary Sequence）回路等
による構成手段としても良く、同様にして実施可能であ
る。
ック遅延部１２をアドレスカウンタ１３とテーブルメモ
リ１６と分周器１８とで構成した場合で説明していた
が、同等の機能をＭ系列のランダムな周期時間を発生す
るＰＲＢＳ（Pseudo Random Binary Sequence）回路等
による構成手段としても良く、同様にして実施可能であ
る。
【００２７】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているので、下記に記載されるような効果を奏する。実
施例１のランダム・クロック遅延部１２は、単位ステッ
プ時間Ｔstep前後のステップ時間をランダムに発生させ
る効果が得られる。この結果、局部発振器のステップ掃
引がランダムに変化して、動的スプリアス周波数Δｆ＝
１／Ｔstepの成分が拡散される為、この動的スプリアス
による雑音レベルの影響を低減する効果が得られる。
ているので、下記に記載されるような効果を奏する。実
施例１のランダム・クロック遅延部１２は、単位ステッ
プ時間Ｔstep前後のステップ時間をランダムに発生させ
る効果が得られる。この結果、局部発振器のステップ掃
引がランダムに変化して、動的スプリアス周波数Δｆ＝
１／Ｔstepの成分が拡散される為、この動的スプリアス
による雑音レベルの影響を低減する効果が得られる。
【００２８】実施例２の掃引ステップ数制御部２２は、
掃引時間Ｔsweep＝Ｍ・Ｔstepとなるステップ数Ｍの値
を大きくし、これに対応した分周値Ｄivをタイムベース
３２に供給し、ＤＤＳ部４０へ進角データ値２２datを
供給することで、ステップ掃引を細かく掃引する効果が
得られる。実施例２では、ステップ数Ｍを細かくするこ
とで、この値の２乗の関数で動的スプリアスを離散さ
せ、結果として雑音レベルの改善効果が得られる。これ
らにより、デジタル的にステップ掃引する局部発振器に
よる動的スプリアスの発生による雑音レベル影響を低減
してより良好な局部発振器を実現できる。
掃引時間Ｔsweep＝Ｍ・Ｔstepとなるステップ数Ｍの値
を大きくし、これに対応した分周値Ｄivをタイムベース
３２に供給し、ＤＤＳ部４０へ進角データ値２２datを
供給することで、ステップ掃引を細かく掃引する効果が
得られる。実施例２では、ステップ数Ｍを細かくするこ
とで、この値の２乗の関数で動的スプリアスを離散さ
せ、結果として雑音レベルの改善効果が得られる。これ
らにより、デジタル的にステップ掃引する局部発振器に
よる動的スプリアスの発生による雑音レベル影響を低減
してより良好な局部発振器を実現できる。
【００２９】
【図１】本発明の実施例１の、単位ステップ時間Ｔstep
をランダム化した局部発振器の構成図である。
をランダム化した局部発振器の構成図である。
【図２】本発明の実施例１の、ランダム・クロック遅延
部１２の構成図である。
部１２の構成図である。
【図３】本発明の実施例２の、ステップ数Ｍを多くし
て、細かな階段状掃引を行う局部発振器の構成図であ
る。
て、細かな階段状掃引を行う局部発振器の構成図であ
る。
【図４】従来の局部発振器で、デジタル的にステップ掃
引するスペクトラムアナライザの構成例である。
引するスペクトラムアナライザの構成例である。
【図５】従来の、局部発振器３０の構成例である。
【図６】ＤＤＳ部４０の構成例である。
【図７】（ａ）掃引周波数が階段状変化の掃引を説明す
る図である。 （ｂ）動的スプリアス周波数の発生を説明する図であ
る。
る図である。 （ｂ）動的スプリアス周波数の発生を説明する図であ
る。
１０、３０、２０ 局部発振器 １２rndclk ランダムクロック １２ ランダム・クロック遅延部 １２rnd ランダム値 １３ アドレスカウンタ １６ テーブルメモリ １８、３７ 分周器 ２２dat、４２dat 進角データ値 ２２ 掃引ステップ数制御部 ３１ 基準クロック ３２ タイムベース ３２clk クロック ３３ 掃引条件 ３４ ＤＡ変換器 ３５ ＬＰＦ ３６ 位相比較器 ３８ 積分器 ３９ ＹＴＯ（YIG-tuned Oscillator） ３９osc 周波数 ４０ ＤＤＳ部 ４２ 周波数レジスタ ４４ 加算器 ４４ｒ 加算レジスタ ４６ ＲＯＭテーブル・メモリ ４６dat サイン波コードデータ ５０ 周波数変換部 ５１ ＡＴＴ（減衰器） ５２、５３ ミキサ ５４ 発振器 ５５ ＢＰＦ ６２ 検波部 ６４ 表示演算部 ６８ 表示部 ９２ 単位ステップ周波数 １００ 被測定信号 Ｔstep 単位ステップ時間 Ｔsweep 掃引時間 Δｆ 動的スプリアス周波数 Ｍ ステップ数
Claims (2)
- 【請求項１】 ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）
によりデジタル掃引する局部発振器を有するスペクトラ
ムアナライザにおいて、 局部発振器の単位ステップ時間（Ｔstep）前後のステッ
プ時間値をランダムに発生したランダムクロック（１２
rndclk）信号をＤＤＳ部（４０）に供給して単位ステッ
プ時間Ｔstepをランダムにするランダム・クロック遅延
部（１２）を設け、 以上を具備していることを特徴としたスペクトラムアナ
ライザ。 - 【請求項２】 ＤＤＳによりデジタル掃引する局部発振
器を有するスペクトラムアナライザにおいて、 （掃引時間Ｔsweep）＝（ステップ数Ｍ）×（単位ステ
ップ時間Ｔstep）の式におけるステップ数（Ｍ）の値を
大きくする分周値（Ｄiv）をタイムベース（３２）に供
給し、ＤＤＳ部（４０）へこれに対応する進角データ値
（２２dat）を供給する掃引ステップ数制御部（２２）
を設け、 以上を具備していることを特徴としたスペクトラムアナ
ライザ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7027444A JPH08201449A (ja) | 1995-01-24 | 1995-01-24 | スペクトラムアナライザ |
| PCT/JP1996/000115 WO1996023231A1 (fr) | 1995-01-24 | 1996-01-23 | Analyseur de spectres |
| US08/704,622 US5847559A (en) | 1995-01-24 | 1996-01-23 | Spectrum Analyzer |
| DE19680107T DE19680107C2 (de) | 1995-01-24 | 1996-01-23 | Spektrumanalysator |
| US09/070,094 US6233288B1 (en) | 1995-01-24 | 1998-04-03 | Spectrum analyzer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7027444A JPH08201449A (ja) | 1995-01-24 | 1995-01-24 | スペクトラムアナライザ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08201449A true JPH08201449A (ja) | 1996-08-09 |
Family
ID=12221293
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7027444A Pending JPH08201449A (ja) | 1995-01-24 | 1995-01-24 | スペクトラムアナライザ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5847559A (ja) |
| JP (1) | JPH08201449A (ja) |
| DE (1) | DE19680107C2 (ja) |
| WO (1) | WO1996023231A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6233288B1 (en) * | 1995-01-24 | 2001-05-15 | Advantest Corp. | Spectrum analyzer |
| JP2005292147A (ja) * | 2004-04-05 | 2005-10-20 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co Kg | スペクトルおよび／またはネットワーク解析用測定装置のダイナミックレンジおよび測定確度を高めるための方法および装置 |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6606004B2 (en) | 2000-04-20 | 2003-08-12 | Texas Instruments Incorporated | System and method for time dithering a digitally-controlled oscillator tuning input |
| US6715112B2 (en) * | 2000-11-29 | 2004-03-30 | Agilent Technologies, Inc. | Method and apparatus for displaying triggered waveform on an error performance analyzer |
| EP1255355B1 (en) * | 2001-04-26 | 2019-06-12 | Texas Instruments Incorporated | System and method for time dithering a digitally-controlled oscillator tuning input |
| US20030185331A1 (en) * | 2002-03-28 | 2003-10-02 | Adc Telecommunications Israel Ltd. | Synchronization module and method |
| US7366993B2 (en) * | 2003-08-15 | 2008-04-29 | National Instruments Corporation | Automatic graph display |
| DE102004054261A1 (de) * | 2004-11-09 | 2006-05-11 | Hameg Gmbh | Spektrumanalysator und Verfahren zum Messen von Frequenzpegeln |
| KR100845883B1 (ko) * | 2007-02-02 | 2008-07-14 | 엘아이지넥스원 주식회사 | 스펙트럼분석기의 인밴드 스프리어스 회피 장치 및 방법 |
| US20080291985A1 (en) * | 2007-05-23 | 2008-11-27 | Nikhil Adnani | Agile spectrum monitoring in a radio transceiver |
| US8525509B2 (en) * | 2007-12-04 | 2013-09-03 | Headway Technologies, Inc. | Low cost simplified spectrum analyzer for magnetic head/media tester |
| JPWO2009081780A1 (ja) * | 2007-12-20 | 2011-05-06 | 株式会社アドバンテスト | 周波数特性測定装置 |
| CN102165324A (zh) * | 2008-09-26 | 2011-08-24 | 株式会社艾德温特斯特 | 频率特性测定装置 |
| DE102010006334A1 (de) * | 2010-01-29 | 2011-08-04 | pro-micron GmbH & Co. KG, 87600 | System und Verfahren zur Störunterdrückung bei frequenzmodulierten Radarsystemen |
| CN104316764B (zh) * | 2014-09-25 | 2017-04-26 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种频谱分析仪的控制与测量并行处理方法 |
| US10411816B2 (en) * | 2016-11-30 | 2019-09-10 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Method for searching a spur in a signal received and device for searching a spur in a signal received |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4238727A (en) * | 1978-12-22 | 1980-12-09 | Systron-Donner Corporation | Digitally programmable apparatus for generating a substantially linear ramp signal |
| US4581767A (en) * | 1980-06-25 | 1986-04-08 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Measurement of jamming effectiveness by cross correlation techniques (C) |
| JPS62129813A (ja) * | 1985-11-29 | 1987-06-12 | Olympus Optical Co Ltd | 液晶を利用した立体視差を有する光学機器 |
| JPH0328576Y2 (ja) * | 1986-02-07 | 1991-06-19 | ||
| US4678345A (en) * | 1986-05-01 | 1987-07-07 | Tektronix, Inc. | Equivalent time pseudorandom sampling system |
| GB8612904D0 (en) * | 1986-05-28 | 1986-07-02 | Marconi Instruments Ltd | Electrical apparatus |
| US4799020A (en) * | 1987-02-06 | 1989-01-17 | Tektronix, Inc. | Time variant frequency correction technique |
| US4998217A (en) * | 1989-05-01 | 1991-03-05 | Motorola, Inc. | Sweep generator linearization system and method |
| US5073869A (en) * | 1989-08-25 | 1991-12-17 | Titan Linkabit Corporation | Suppression of spurious frequency components in direct digital frequency synthesizer |
| JPH04357470A (ja) * | 1991-02-21 | 1992-12-10 | Yokogawa Electric Corp | スペクトラムアナライザ |
| JPH0633085U (ja) * | 1991-02-22 | 1994-04-28 | 横河電機株式会社 | スペクトラムアナライザ |
| JPH07209351A (ja) * | 1994-01-14 | 1995-08-11 | Advantest Corp | スペクトラム・アナライザ用局部発振器 |
| JPH08201449A (ja) * | 1995-01-24 | 1996-08-09 | Advantest Corp | スペクトラムアナライザ |
-
1995
- 1995-01-24 JP JP7027444A patent/JPH08201449A/ja active Pending
-
1996
- 1996-01-23 DE DE19680107T patent/DE19680107C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-01-23 WO PCT/JP1996/000115 patent/WO1996023231A1/ja active Application Filing
- 1996-01-23 US US08/704,622 patent/US5847559A/en not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-04-03 US US09/070,094 patent/US6233288B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6233288B1 (en) * | 1995-01-24 | 2001-05-15 | Advantest Corp. | Spectrum analyzer |
| JP2005292147A (ja) * | 2004-04-05 | 2005-10-20 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co Kg | スペクトルおよび／またはネットワーク解析用測定装置のダイナミックレンジおよび測定確度を高めるための方法および装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1996023231A1 (fr) | 1996-08-01 |
| US5847559A (en) | 1998-12-08 |
| US6233288B1 (en) | 2001-05-15 |
| DE19680107C2 (de) | 2000-06-21 |
| DE19680107T1 (de) | 1997-04-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020820 |