JPH0817407B2 - 信号系列検出方法 - Google Patents
信号系列検出方法Info
- Publication number
- JPH0817407B2 JPH0817407B2 JP15685689A JP15685689A JPH0817407B2 JP H0817407 B2 JPH0817407 B2 JP H0817407B2 JP 15685689 A JP15685689 A JP 15685689A JP 15685689 A JP15685689 A JP 15685689A JP H0817407 B2 JPH0817407 B2 JP H0817407B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- wave
- phase
- signal sequence
- symbol
- sampled
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は，信号系列検出方法に関し，特に，多重伝搬
路環境下における時分割多元接続（TDMA）通信方式等に
おいて,MSK方式のように周期検波が可能なディジタル角
度変調波の中からプリアンブルのような特定の信号系列
を検出する方法に関する。
路環境下における時分割多元接続（TDMA）通信方式等に
おいて,MSK方式のように周期検波が可能なディジタル角
度変調波の中からプリアンブルのような特定の信号系列
を検出する方法に関する。
周知のように,TDMA通信方式では，送受信波がバース
ト状となっている。このようなバースト状の受信波を受
信するために，この受信波には，実際に送出したいデー
タを含む伝達情報の前にプリアンブルが設けられてい
る。すなわち，各局の受信部では，このプリアンブルを
検出することによって，受信波の到来を認識し，受信波
に含まれるデータを復調するようになっている。又，一
般に，この受信波を同期検波（復調）して得られた復調
された信号は，同相成分（Ｉチャネル信号）と直交成分
（Ｑチャネル信号）を含んでいる。従って，この復調さ
れた信号は信号ベクトルと呼ばれる。
ト状となっている。このようなバースト状の受信波を受
信するために，この受信波には，実際に送出したいデー
タを含む伝達情報の前にプリアンブルが設けられてい
る。すなわち，各局の受信部では，このプリアンブルを
検出することによって，受信波の到来を認識し，受信波
に含まれるデータを復調するようになっている。又，一
般に，この受信波を同期検波（復調）して得られた復調
された信号は，同相成分（Ｉチャネル信号）と直交成分
（Ｑチャネル信号）を含んでいる。従って，この復調さ
れた信号は信号ベクトルと呼ばれる。
［従来の技術］ 従来，この種の信号系列検出方法は，復調された信号
の同相成分と直交成分より，クロック再生をおこない，
再生されたクロックを用いて，最適な判定点で復調され
た信号の同相成分と直交成分の各々に対し判定をおこな
い，データを再生した後，再生された信号系列と検出す
べき特定の信号系列とを比較することにより，行ってい
る。
の同相成分と直交成分より，クロック再生をおこない，
再生されたクロックを用いて，最適な判定点で復調され
た信号の同相成分と直交成分の各々に対し判定をおこな
い，データを再生した後，再生された信号系列と検出す
べき特定の信号系列とを比較することにより，行ってい
る。
［発明が解決しようとする課題］ 上述した従来の信号系列検出方法は，高速ディジタル
通信においては，伝搬遅延の影響により，プリアンブル
のみならず伝送情報をも正しく復調されない場合があ
る。
通信においては，伝搬遅延の影響により，プリアンブル
のみならず伝送情報をも正しく復調されない場合があ
る。
以下，変調方式としてMSK方式を例にとって説明す
る。MSK波は，周知のように， cosφ（ｔ）cosωc t＋sinφ（ｔ）sinωc t と表わされる。ここで，ωｃは搬送波の角周波数であ
り,cosφ（ｔ）,sinφ（ｔ）は各々，入力信号の同相成
分，直交成分であり，φ（ｔ）は信号ベクトルの位相で
ある。MSK波の直接波に対し，時間toだけ遅延した振幅
比ａの遅延波は， a cosφ（ｔ−to）cosωｃ（ｔ−to） ＋a sinφ（ｔ−to）sinωｃ（ｔ−to） と表わされる。従って，直接波と遅延波が重畳した波
（重畳波）は， ［cosφ（ｔ）＋a cos（φ（ｔ−to） −ωc to）］cosωc t＋［sinφ（ｔ） ＋a sin（φ（ｔ−to）−ωc to）］sinωc t と表わされる。
る。MSK波は，周知のように， cosφ（ｔ）cosωc t＋sinφ（ｔ）sinωc t と表わされる。ここで，ωｃは搬送波の角周波数であ
り,cosφ（ｔ）,sinφ（ｔ）は各々，入力信号の同相成
分，直交成分であり，φ（ｔ）は信号ベクトルの位相で
ある。MSK波の直接波に対し，時間toだけ遅延した振幅
比ａの遅延波は， a cosφ（ｔ−to）cosωｃ（ｔ−to） ＋a sinφ（ｔ−to）sinωｃ（ｔ−to） と表わされる。従って，直接波と遅延波が重畳した波
（重畳波）は， ［cosφ（ｔ）＋a cos（φ（ｔ−to） −ωc to）］cosωc t＋［sinφ（ｔ） ＋a sin（φ（ｔ−to）−ωc to）］sinωc t と表わされる。
以下，図面を用いて説明する。第２図はMSK波を同期
検波した信号をシンボルに同期したクロックでサンプル
した例を示す。同図において,I軸は同相成分,Q軸は直交
成分を示す。MSK波の信号軌跡は円周上を変化して行く
ことになり，当然サンプル値もこの円周上にある。MSK
波の信号ベクトルの位相は，シンボルとして“1"が入力
されると（π/2），“0"が入力されると（−π/2）だけ
変化する。したがって，シンボルに同期したクロックで
サンプルするとすれば，同図（ａ）の丸印で示した点の
ように，サンプルされた信号が一定の位置に固定されて
いなければならない。ところが多重伝搬路の伝搬遅延の
影響を受け，直接波と遅延波が重畳した波をサンプルす
ると，サンプル値は円周上の固定された位置には存在し
なくなる。
検波した信号をシンボルに同期したクロックでサンプル
した例を示す。同図において,I軸は同相成分,Q軸は直交
成分を示す。MSK波の信号軌跡は円周上を変化して行く
ことになり，当然サンプル値もこの円周上にある。MSK
波の信号ベクトルの位相は，シンボルとして“1"が入力
されると（π/2），“0"が入力されると（−π/2）だけ
変化する。したがって，シンボルに同期したクロックで
サンプルするとすれば，同図（ａ）の丸印で示した点の
ように，サンプルされた信号が一定の位置に固定されて
いなければならない。ところが多重伝搬路の伝搬遅延の
影響を受け，直接波と遅延波が重畳した波をサンプルす
ると，サンプル値は円周上の固定された位置には存在し
なくなる。
第２図（ｂ）は点１の位置を基準にして，“1101000"
という信号系列をMSK波の直接波と遅延波とが重畳した
波をシンボルに周期したクロックでサンプルした例であ
る。白丸印が直接波のみの例で,1→２→３→２→３→２
→１→４という順にベクトルは遷移する。黒丸印は である遅延波が重畳した波（重畳波）の例である。例と
して，直接波が１→２に遷移したとき，点２のタイミン
グにおいて，直接波のベクトルに点１のタイミングにお
ける直接波のベクトルをωc toだけ回転させて,a倍した
ものを足したものが重畳波のベクトル５になる。以下同
様にして，ベクトルは５→７→６→７→６→９→８とい
う順に遷移していく。この例のように，遅延がサンプリ
ングの間隔以上の時間に及び，遅延波の振幅が大きい場
合，正しくデータを再生することは困難である。このよ
うに正しくデータを再生することができない場合は，プ
リアンブルを検出することができないという欠点があ
る。
という信号系列をMSK波の直接波と遅延波とが重畳した
波をシンボルに周期したクロックでサンプルした例であ
る。白丸印が直接波のみの例で,1→２→３→２→３→２
→１→４という順にベクトルは遷移する。黒丸印は である遅延波が重畳した波（重畳波）の例である。例と
して，直接波が１→２に遷移したとき，点２のタイミン
グにおいて，直接波のベクトルに点１のタイミングにお
ける直接波のベクトルをωc toだけ回転させて,a倍した
ものを足したものが重畳波のベクトル５になる。以下同
様にして，ベクトルは５→７→６→７→６→９→８とい
う順に遷移していく。この例のように，遅延がサンプリ
ングの間隔以上の時間に及び，遅延波の振幅が大きい場
合，正しくデータを再生することは困難である。このよ
うに正しくデータを再生することができない場合は，プ
リアンブルを検出することができないという欠点があ
る。
又，多重伝搬路における符号間干渉によって起こるこ
の欠点を補なうために，従来から伝送路等化という方法
が採用されている。しかしながら，その方法によって正
しくデータを再生することができたとしても，特定の信
号系列を検出するのに時間がかかるという問題がある。
の欠点を補なうために，従来から伝送路等化という方法
が採用されている。しかしながら，その方法によって正
しくデータを再生することができたとしても，特定の信
号系列を検出するのに時間がかかるという問題がある。
また，伝搬遅延の影響がない場合でも，従来の方法は
クロック再生を行なっているため，安定したクロックが
得られなければ，データを正しく再生することができな
いという欠点がある。
クロック再生を行なっているため，安定したクロックが
得られなければ，データを正しく再生することができな
いという欠点がある。
［課題を解決するための手段及び作用］ 本発明による信号系列検出方法は，検出すべき信号系
列として，任意な信号系列でなく，伝搬遅延の影響を受
けない，例えばプリアンブルのような，特定の信号系列
を選ぶことによって，従来技術の問題点を取り除かんと
するものであって，クロック再生，伝送路等化を必要と
しないことを特徴とする。ここで，伝搬遅延の影響を受
けない信号系列とは，変調波を同期検波して得られた信
号ベクトルの位相のサンプリング時間間隔Ｔ毎の変化
が，常に等しくなるような信号系列のことをいう。
列として，任意な信号系列でなく，伝搬遅延の影響を受
けない，例えばプリアンブルのような，特定の信号系列
を選ぶことによって，従来技術の問題点を取り除かんと
するものであって，クロック再生，伝送路等化を必要と
しないことを特徴とする。ここで，伝搬遅延の影響を受
けない信号系列とは，変調波を同期検波して得られた信
号ベクトルの位相のサンプリング時間間隔Ｔ毎の変化
が，常に等しくなるような信号系列のことをいう。
以下，本発明の原理について，先ず，第３図を用い，
後で第４図を参照して説明する。
後で第４図を参照して説明する。
第３図を参照すると，第２図と同様に,MSK波を同期検
波して得られた信号ベクトルをシンボルに同期したクロ
ックでサンプルした例で，白丸印が直接波のみの例で、
黒丸印が， なる遅延波が重畳した波の例であり，（ａ）は信号系列
が全てシンボル“1"の場合，（ｂ）は全てシンボル“0"
の場合である。
波して得られた信号ベクトルをシンボルに同期したクロ
ックでサンプルした例で，白丸印が直接波のみの例で、
黒丸印が， なる遅延波が重畳した波の例であり，（ａ）は信号系列
が全てシンボル“1"の場合，（ｂ）は全てシンボル“0"
の場合である。
第３図（ａ）において，直接波の信号ベクトルが11→
12→13→14→11という順に反時計回りに遷移する場合，
重畳波の信号ベクトルは15→16→17→18→15という順に
反時計回りに遷移する。このように，直接波の信号ベク
トルの位相の変化と遅延波の信号ベクトルの位相の変化
が常に等しければ，重畳波の信号ベクトルの位相の変化
も常に等しい。
12→13→14→11という順に反時計回りに遷移する場合，
重畳波の信号ベクトルは15→16→17→18→15という順に
反時計回りに遷移する。このように，直接波の信号ベク
トルの位相の変化と遅延波の信号ベクトルの位相の変化
が常に等しければ，重畳波の信号ベクトルの位相の変化
も常に等しい。
第３図（ｂ）についても同様に，直接波の信号ベクト
ルの21→24→23→22→21という時計回りの遷移に対し
て，重畳波の信号ベクトルは25→28→27→26→25という
時計回りの遷移を呈する。
ルの21→24→23→22→21という時計回りの遷移に対し
て，重畳波の信号ベクトルは25→28→27→26→25という
時計回りの遷移を呈する。
第４図は第２図，第３図の場合と異なり,MSK波を同期
検波して得られた信号ベクトルをシンボルに同期したク
ロックに対してわずかに周波数のずれているクロックで
サンプルしたものを短かい時間について表示したもの
で，信号系列が全てシンボル“1"の場合である。直接波
の信号ベクトルが31→32→33→34→31という順に反時計
回りに遷移するが，サンプリング・クロックがシンボル
に同期していないため，サンプル値はI,Q軸上に存在し
ない。また，時間の経過とともに，サンプル値は円周上
をゆっくり動いていく。しかし，サンプル時間間隔Ｔ毎
の信号ベクトルの位相の変化は常に（π/2）であるの
で,I−Ｑ平面上の４点に固定されて見える。
検波して得られた信号ベクトルをシンボルに同期したク
ロックに対してわずかに周波数のずれているクロックで
サンプルしたものを短かい時間について表示したもの
で，信号系列が全てシンボル“1"の場合である。直接波
の信号ベクトルが31→32→33→34→31という順に反時計
回りに遷移するが，サンプリング・クロックがシンボル
に同期していないため，サンプル値はI,Q軸上に存在し
ない。また，時間の経過とともに，サンプル値は円周上
をゆっくり動いていく。しかし，サンプル時間間隔Ｔ毎
の信号ベクトルの位相の変化は常に（π/2）であるの
で,I−Ｑ平面上の４点に固定されて見える。
したがって，重畳波の信号ベクトルも35→36→37→38
→35というように反時計回りに遷移し，サンプル時間間
隔Ｔ毎の信号ベクトルの位相の変化は常に（π/2）であ
る。信号系列が全てシンボル“0"の場合も同様であっ
て，サンプル時間間隔Ｔ毎の信号ベクトルの位相の変化
は常に（−π/2）である。
→35というように反時計回りに遷移し，サンプル時間間
隔Ｔ毎の信号ベクトルの位相の変化は常に（π/2）であ
る。信号系列が全てシンボル“0"の場合も同様であっ
て，サンプル時間間隔Ｔ毎の信号ベクトルの位相の変化
は常に（−π/2）である。
以上説明したように，変調波を同期検波して得られる
直接波の信号ベクトルの位相のサンプル時間間隔Ｔ毎の
変化が常に等しければ，重畳波の信号ベクトルの位相の
変化も常に等しい。また，位相の変化のみに着目するた
め，サンプリング・クロックがシンボルに完全に同期し
ていなくても，ある精度内で周波数同期がとれていれば
よい。
直接波の信号ベクトルの位相のサンプル時間間隔Ｔ毎の
変化が常に等しければ，重畳波の信号ベクトルの位相の
変化も常に等しい。また，位相の変化のみに着目するた
め，サンプリング・クロックがシンボルに完全に同期し
ていなくても，ある精度内で周波数同期がとれていれば
よい。
本発明による信号系列検出方法は，受信波を同期検波
することにより得られる信号ベクトルの位相をシンボル
・レートに等しいサンプリング・レートでサンプリング
を行ない，連続する有限個のシンボルにわたって，ある
サンプリングされた位相値と１シンボル前のサンプリン
グされた位相値との位相差が各々所定の位相差となるこ
とを検出して，特定の信号系列を検出する。
することにより得られる信号ベクトルの位相をシンボル
・レートに等しいサンプリング・レートでサンプリング
を行ない，連続する有限個のシンボルにわたって，ある
サンプリングされた位相値と１シンボル前のサンプリン
グされた位相値との位相差が各々所定の位相差となるこ
とを検出して，特定の信号系列を検出する。
［実施例］ 次に，本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例による信号系列検出方法の
手順を示すフローチャートである。
手順を示すフローチャートである。
受信波を同期検波することにより得られる信号ベクト
ルの位相φ（ｔ）をシンボル・レートに等しいサンプリ
ング・レート（1/T）で，時刻ｔ＝０からサンプリング
を開始し（ステップ101,102,103,104），サンプリング
された位相値φ（Ｔ）と１シンボル前にサンプリングさ
れた位相値）φ（０）との位相差Δφ１を求める（ステ
ップ105）。この求められた位相差Δφ１が，位相変化
の基準値（予め定められた位相差）Δφｃと一致してい
るかを見て（ステップ106），一致していなければ次の
サンプリングを行ない，処理を続ける（ステップ110,10
3,104）。一致していれば，一致したことが何回続いた
かを調べる（ステップ107）。一致した回数ｉが検出す
べき特定の信号系列の長さｎ未満であれば，次のサンプ
リングをおこない処理を続ける（ステップ111,103,10
4）。一致した回数ｉがｎ回以上ならば，特定の信号系
列が検出されたことがわかる（ステップ108）。次の特
定の信号系列を検出するならば再びサンプリングをおこ
ない（ステップ109のNo），そうでなければ処理を終え
る（ステップ109のYes）。
ルの位相φ（ｔ）をシンボル・レートに等しいサンプリ
ング・レート（1/T）で，時刻ｔ＝０からサンプリング
を開始し（ステップ101,102,103,104），サンプリング
された位相値φ（Ｔ）と１シンボル前にサンプリングさ
れた位相値）φ（０）との位相差Δφ１を求める（ステ
ップ105）。この求められた位相差Δφ１が，位相変化
の基準値（予め定められた位相差）Δφｃと一致してい
るかを見て（ステップ106），一致していなければ次の
サンプリングを行ない，処理を続ける（ステップ110,10
3,104）。一致していれば，一致したことが何回続いた
かを調べる（ステップ107）。一致した回数ｉが検出す
べき特定の信号系列の長さｎ未満であれば，次のサンプ
リングをおこない処理を続ける（ステップ111,103,10
4）。一致した回数ｉがｎ回以上ならば，特定の信号系
列が検出されたことがわかる（ステップ108）。次の特
定の信号系列を検出するならば再びサンプリングをおこ
ない（ステップ109のNo），そうでなければ処理を終え
る（ステップ109のYes）。
上述の手順において，位相変化の基準値Δφｃのとる
べき値は，変調方式がMSK方式であるにおいては，全て
のシンボルが“1"である信号系列を検出する場合は（π
/2），全てのシンボルが“0"である信号系列を検出する
場合は（−π/2）である。又，変調方式が，ガラスフィ
ルタをベースバンドフィルタとして用いたGMSK方式の場
合も，上記MSK方式のそれと同様である。一方，変調方
式が，シンボル“1"が三つ続けて入力されたら信号ベク
トルの位相が１シンボルにつき（π/2）増加し，シンボ
ル“0"が三つ続けて入力されたら信号ベクトルの位相が
１シンボルにつき（π/2）減少し，シンボル“0",シン
ボルが“1"が交互に入力されたら信号ベクトルの位相が
変化しないというTamedFM方式の場合については，基準
値Δφｃは，全てのシンボルが“1"である信号系列を検
出する場合は（π/2），全てのシンボルが“0"である信
号系列を検出する場合は（−π/2），シンボル“0"とシ
ンボル“1"とが交互に続く信号系列を検出する場合は０
である。
べき値は，変調方式がMSK方式であるにおいては，全て
のシンボルが“1"である信号系列を検出する場合は（π
/2），全てのシンボルが“0"である信号系列を検出する
場合は（−π/2）である。又，変調方式が，ガラスフィ
ルタをベースバンドフィルタとして用いたGMSK方式の場
合も，上記MSK方式のそれと同様である。一方，変調方
式が，シンボル“1"が三つ続けて入力されたら信号ベク
トルの位相が１シンボルにつき（π/2）増加し，シンボ
ル“0"が三つ続けて入力されたら信号ベクトルの位相が
１シンボルにつき（π/2）減少し，シンボル“0",シン
ボルが“1"が交互に入力されたら信号ベクトルの位相が
変化しないというTamedFM方式の場合については，基準
値Δφｃは，全てのシンボルが“1"である信号系列を検
出する場合は（π/2），全てのシンボルが“0"である信
号系列を検出する場合は（−π/2），シンボル“0"とシ
ンボル“1"とが交互に続く信号系列を検出する場合は０
である。
又，前述の手順において，求められた位相差Δφｉと
予め定められた位相差とΔφｃとが一致する回数につい
ては，遅延波がある場合，符号間干渉のために，検出す
べき特定の信号系列の長さよりも少なくなることがあ
る。このような場合，検出すべき特定の信号系列の長さ
をなるべく長くして，求められた位相差，Δφｉと予め
定められた位相差Δφｃとが一致する回数ｉが，それよ
り数回少なくても，特定の信号系列が検出できたとみな
す等の対策を施せばよい。
予め定められた位相差とΔφｃとが一致する回数につい
ては，遅延波がある場合，符号間干渉のために，検出す
べき特定の信号系列の長さよりも少なくなることがあ
る。このような場合，検出すべき特定の信号系列の長さ
をなるべく長くして，求められた位相差，Δφｉと予め
定められた位相差Δφｃとが一致する回数ｉが，それよ
り数回少なくても，特定の信号系列が検出できたとみな
す等の対策を施せばよい。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明は，受信波を同期検波する
ことにより得られる信号ベクトルの位相をシンボル・レ
ートと等しいサンプリング・レートでサンプリングを行
ない，サンプリングされた位相の変化がシンボル毎に常
に一定であることを検出することにより，高速ディジタ
ル伝送においても，伝送路等化，クロック再生を必要と
しない簡単な構成の復調器で，特定の信号系列を検出で
きるという効果がある。
ことにより得られる信号ベクトルの位相をシンボル・レ
ートと等しいサンプリング・レートでサンプリングを行
ない，サンプリングされた位相の変化がシンボル毎に常
に一定であることを検出することにより，高速ディジタ
ル伝送においても，伝送路等化，クロック再生を必要と
しない簡単な構成の復調器で，特定の信号系列を検出で
きるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例による信号系列検出方法の手
順を示すフローチャート，第２図はMSK波を同期検波で
得られた信号ベクトルをシンボルに同期したクロックで
サンプルした例を示す図で，（ａ）は直接波のみの例，
（ｂ）は直接波と重畳波の例を示し，第３図は検出すべ
きMSK波を同期検波して得られた信号ベクトルをシンボ
ルに同期したクロックでサンプルした例を示す図で，
（ａ）は信号系列が全てシンボル“1"の場合，（ｂ）は
信号系列が全てシンボル“0"の場合の例を示し，第４図
は検出すべきMSK波を同期検波して得られた信号ベクト
ルをシンボルに同期したクロックに対してわずかに周波
数のずれているクロックでサンプルしたものを短かい時
間について表示した図である。
順を示すフローチャート，第２図はMSK波を同期検波で
得られた信号ベクトルをシンボルに同期したクロックで
サンプルした例を示す図で，（ａ）は直接波のみの例，
（ｂ）は直接波と重畳波の例を示し，第３図は検出すべ
きMSK波を同期検波して得られた信号ベクトルをシンボ
ルに同期したクロックでサンプルした例を示す図で，
（ａ）は信号系列が全てシンボル“1"の場合，（ｂ）は
信号系列が全てシンボル“0"の場合の例を示し，第４図
は検出すべきMSK波を同期検波して得られた信号ベクト
ルをシンボルに同期したクロックに対してわずかに周波
数のずれているクロックでサンプルしたものを短かい時
間について表示した図である。
Claims (1)
- 【請求項１】送信すべきシンボルの“1"及び“0"に対応
して，それぞれ搬送波の位相が第１の方向及び該第１の
方向とは逆方向の第２の方向に所定角度だけ変化された
変調波を受信波として受け，該受信波の中から，該受信
波を同期検波して得られた信号ベクトルの位相の変化
が，サンプリング時間間隔Ｔ毎に等しいような特定のシ
ンボルパターンに対応した特定の信号系列を検出する方
法であって， 前記得られた信号ベクトルの位相を，シンボル・レート
に等しいサンプリング・レート（1/T）でサンプリング
して，サンプリングされた位相値φ［kT］を得， 該サンプリングされた位相値φ［kT］と１シンボル前に
サンプリングされた位相値φ［（ｋ−１）Ｔ］との位相
差Δφｉを求め， 該求められた位相差φｉと予め定められた位相差Δφｃ
とが連続して等しい回数ｉを計算し， 該計算された回数ｉが所定の回数ｎに達したか否かを判
定し， 前記計数された回数ｉが前記所定の回数ｎに達したとき
をもって，前記特定の信号系列の検出時とすることを特
徴とする信号系列検出方法。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15685689A JPH0817407B2 (ja) | 1989-06-21 | 1989-06-21 | 信号系列検出方法 |
| DE69018897T DE69018897T2 (de) | 1989-06-21 | 1990-06-20 | Verfahren zur Erfassung einer bestimmten Signalfolge, das die Effekte von Mehrwegübertragung vermindert. |
| CA002019359A CA2019359C (en) | 1989-06-21 | 1990-06-20 | Detection of a particular signal sequence with no adverse influence of multipath transmission |
| EP90111664A EP0413108B1 (en) | 1989-06-21 | 1990-06-20 | Method of detecting a particular signal sequence which reduces the effects of multipath transmission |
| AU57738/90A AU642148B2 (en) | 1989-06-21 | 1990-06-21 | Detection of a particular signal sequence with no adverse influence of multipath transmission |
| US07/541,690 US5113415A (en) | 1989-06-21 | 1990-06-21 | Detection of a particular signal sequence with no adverse influence of multipath transmission |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15685689A JPH0817407B2 (ja) | 1989-06-21 | 1989-06-21 | 信号系列検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0323742A JPH0323742A (ja) | 1991-01-31 |
| JPH0817407B2 true JPH0817407B2 (ja) | 1996-02-21 |
Family
ID=15636876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15685689A Expired - Lifetime JPH0817407B2 (ja) | 1989-06-21 | 1989-06-21 | 信号系列検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0817407B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2659060B2 (ja) | 1994-07-06 | 1997-09-30 | 日本電気株式会社 | 周波数誤差検出方法 |
-
1989
- 1989-06-21 JP JP15685689A patent/JPH0817407B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0323742A (ja) | 1991-01-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2526931B2 (ja) | Ｐｓｋ信号復調装置 | |
| JPH06205062A (ja) | 遅延検波回路 | |
| JP2773562B2 (ja) | 信号系列検出方法 | |
| JPH0136748B2 (ja) | ||
| JPS58130658A (ja) | デジタル通信用変調器復調器セツト | |
| JPH0817407B2 (ja) | 信号系列検出方法 | |
| JPH06177927A (ja) | Ｄｑｐｓｋ遅延検波回路 | |
| US6665356B1 (en) | Sample timing control for demodulation of phase-modulated signals | |
| JPH0817408B2 (ja) | 信号系列検出装置 | |
| JP3088894B2 (ja) | データ受信装置 | |
| JP3167341B2 (ja) | 連続位相変調信号復調回路 | |
| JP3088892B2 (ja) | データ受信装置 | |
| JPS6159579B2 (ja) | ||
| JP2795761B2 (ja) | Ｍｓｋ信号復調回路 | |
| JPH07235956A (ja) | バースト信号復調回路 | |
| JP2958612B2 (ja) | 多値ｑａｍ復調装置 | |
| JPH066397A (ja) | 遅延検波器 | |
| JP2557349B2 (ja) | 復調方法 | |
| JPH0363263B2 (ja) | ||
| JP3560546B2 (ja) | ビット誤り率推定装置 | |
| JPS60229558A (ja) | 位相同期制御方式 | |
| JPS60189354A (ja) | 通信方式 | |
| JPH07115446A (ja) | デジタル位相変調のクロック再生器 | |
| JPH08307473A (ja) | π／４シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路 | |
| JPH06268702A (ja) | Ｐｓｋ復調方式 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080221 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090221 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100221 Year of fee payment: 14 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 14 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100221 |