JP3560546B2 - ビット誤り率推定装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は移動通信機に関し、特にデジタル変調方式を使用した移動体通信システムに用いる受信機のビット誤り率(BER)推定装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
デジタル変調方式を使用した移動体通信システムにおいては、サービスエリアの信号伝播調査のように伝送したビットの誤り率の推定が必要となる場合があり、一方、ビットの誤り率の推定結果は、推定した誤り率が所定の閾値を超えるような場合により強い誤り訂正能力を持つ誤り訂正方式に切替える等の種々の伝送制御にも利用できる。
【0003】
誤り率推定の一方法としては、特開平9−121206号公報に記載された方法がある。この方法では、デジタル変調方式の信号に挿入されるフレームの同期信号等の既知信号を認識して、送られてくるべき既知信号のビットパターンと実際に復調したビットパターンとの照合によって誤り率を推定する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の方法ではフレーム同期信号等の既知信号を復調した後に復調された既知信号を構成する各ビット毎の照合を行なっていたため、誤り率を推定するための演算時間が長くなるという問題があった。
【0005】
そこで本発明の目的は、上記問題点に鑑み、既知信号を復調することなく誤り率を推定し、より少ない演算時間でビット誤り率を推定するビット誤り率推定装置を提供することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、フレーム長毎に複数シンボル長の既知シンボルを挿入したデジタル変調信号を復調する受信機に用いるビット誤り率推定装置であって、デジタル変調信号をサンプリングするA/D変換手段と、前記A/D変換手段の出力をローパスフィルタを通して入力し、1シンボル期間だけ逐次遅延させる複数の1シンボル遅延手段と、前記1シンボル遅延手段の各出力を前記同期シンボルのベクトル値で除算する複数の逆変調手段と、前記複数の逆変調手段の出力からビット誤り率を推定するビット誤り率推定手段と、を有するビット誤り率推定装置が提供される。
【0007】
前記装置において、受信波はシンボル毎に差動化したデジタル変調波であり、前記複数の逆変調手段の出力の隣り合う2つの出力ベクトル間の回転ベクトル値を算出するベクトル差動演算手段と、前記ベクトル差動演算手段の出力ベクトル値を用いてビット誤り率を推定するビット誤り率推定手段と、を有する。
【0008】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明によるビット誤り率推定装置の基本構成を示したものである。ここでは、説明の便宜上からQPSK変調信号を使用するビット誤り率推定装置について説明する。なお、図1に示す本願構成は、QPSK変調信号に限定されることなく既知の複数シンボルからなるデジタル変調信号一般に適用可能である。
【0009】
図1において、QPSK変調された既知のフレーム同期信号を含むデジタル変調信号はアナログ/デジタル(A/D)コンバータ1に入力され、サンプリングクロック生成回路2からのサンプリングクロックによりサンプリングされてデジタルデータに変換される。ここでは、シンボルレートに対して4〜8倍のオーバーサンプリングがなされる。次に、サンプリングされた受信信号はローパスフィルタから成るマッチドフィルタ3に入力される。そこでは、受信信号を送信側のフィルタ特性と整合させて送信側の信号タイミングで所定の値に収束させると共に、不要な信号を除去する。
【0010】
次段には、受信されるシンボル数Nから成る既知のフレーム同期信号に対応してN個の逆変調部51〜5NとN−1個の1シンボル遅延回路41〜4N−1が設けられる。マッチドフィルタ3からのデータは、各1シンボル遅延回路41〜4N−1により1シンボル期間だけ逐次遅延され、1シンボル遅延回路41〜4N−1を通過したそれぞれのシンボル信号はその各々に対応する逆変調部51〜5Nによって逆変調される。
【0011】
各逆変調部51〜5Nからは、図1の右側に点線枠で示すように、フレーム同期信号を構成する各同期シンボル値をその既知の同期シンボルのベクトル値で除算した値が出力される。その結果、フレーム同期信号を構成するシンボル列の受信完了時点で、各逆変調部51〜5Nからは各シンボル値に応じた逆位相回転が与えられ、それぞれが基準位相α(QPSKの場合には、逆変調部で偏角αがπ/4に回転するように設定しておく)を有することになったシンボル値が出力される。それらはビット誤り率(BER)推定部6に入力される。
【0012】
図2には、QPSK変調信号を使用したフレーム同期信号を理想状態で受信した時のビット誤り率推定部に入力されるベクトルA(00)の一例を示している。ここでカッコ内は各シンボルに割り当てられた2ビットの2進値である。図2の横軸及び縦軸はそれぞれI軸及びQ軸であり、そこにはQPSK変調信号で受信される他のシンボルのベクトルB(10)、C(11)、及びD(01)も併せて示してある。
【0013】
図3には、前記理想ベクトルAの周囲に実際に受信されるベクトルの例をそれぞれの点で表している。
図2及び3から分かるように、フレーム同期信号を受信した時点でそれを構成する全てのシンボルのベクトルはIQ座標平面の第1象限内(I>0、Q>0)に存在することになる。もし、その幾つかのシンボルのベクトルが第2象限内(I<0、Q>0)又は第4象限内(I>0、Q<0)に存在するなら、それらの各ベクトルB(10)又はD(01)は第1象限内のベクトルA(00)を基準として1ビットのエラーを有することになる。同様に、第3象限内のベクトルC(11)の場合は2ビットのエラーを有することになる。
【0014】
図4は、既知の複数シンボルからなる受信信号の上述したビットエラー検出原理を用いるビット誤り率推定部6(図1)のビット誤り推定フローの一例を示したものである。
ここでは、先ずシンボル番号i及びエラーカウント数eのそれぞれの初期値としてそれぞれ“1”及び“0”が設定される(S101及び102)。ステップS103〜106ではシンボル番号iがIQ座標のいずれの象限に存在するか否かが判断される。すなわち、ステップS103ではシンボル番号iのベクトルのI座標I(i)がI(i)>0(第1又は第4象限)か否かが判断され、それ以外(第2又は第3象限)の場合はエラーカウント数eに1が加算される(S104)。
【0015】
次に、ステップS105において同じシンボル番号iのベクトルのQ座標Q(i)がQ(i)>0(第1又は第2象限)か否かが判断され、それ以外(第3又は第4象限)の場合にもエラーカウント数eに1が加算される(S106)。その結果、ベクトルが第2又は第4象限に存在する場合にはエラーカウント数eに1が加算され、第3象限に存在する場合にはエラーカウント数eに2が加算されることになる。
【0016】
ステップS107により全てのシンボル(i=1〜N)について上記の動作が実行され、ステップS108では全ての受信ビット数(シンボル数N×2)に対するエラー率e/2Nの演算結果が出力される。なお、本フローはフレーム毎に同期シンボルの受信値が遅延回路内にはいるタイミングで実行される。また、ここでは1フレーム毎にエラー率を算出しているが、推定精度を良くするために複数フレームで算出しても良い。この方法によれば、従来のように既知シンボルを復調してから比較する必要がなくなるので演算量が少なくなり、装置の簡素化が達成される。
【0017】
図5は、本発明によるπ/4DQPSKデジタル変調を使用したビット誤り率推定装置の構成例を示したものである。ここでは、点線枠内は図1の基本構成と同様であり、図1の逆変調部51〜5Nの出力信号が本例のために新たに追加された除算器7 1 〜7 N-1 に与えられ、その演算結果が本例のビット誤り率推定部6’に与えられる。
【0018】
図5では、受信波がπ/4DQPSKデジタル変調信号であり、このような前シンボルからの回転角の差動波からなる変調信号の復調では、図1に示した逆変換部51〜5Nからの各出力のうち相互に隣接する逆変換部の出力間の差分、すなわち前シンボルからの回転角ベクトルを求めることになる。本例では、このための除算器71〜7N−1が新に追加されている。
【0019】
図6には、π/4DQPSK変調信号を使用したフレーム同期信号を理想状態で受信した時のビット誤り率推定部に入力されるベクトルA(00)の一例を示している。ここでカッコ内は各シンボルに割り当てられた2ビットの2進値であり、π/4DQPSK変調信号で受信される他のシンボルのベクトルB(10)、C(11)、及びD(01)も併せて示してある。
【0020】
本例は、先の図2の場合と異なり、前シンボルからの回転角の差分が対応する逆変調部51〜5Nで各々補正されるため、フレーム同期信号を構成する各同期シンボルの相互に隣接する逆変換部からの出力の差分はゼロであり、従ってそれらを除算器71〜7N−1によって除算したベクトル回転角も図6に示すように全てゼロとなる。なお、これはπ/4DQPSKデジタル変調信号に限らず、一般に差動波を受信する場合に当てあまる。
【0021】
図7は、図5に示すビット誤り率推定部6’のビット誤り推定フローの一例を示したものである。
先ずシンボル番号i及びエラーカウント数eのそれぞれの初期値としてそれぞれ“1”及び“0”が設定される(S201及び202)。ステップS203〜204及びS207〜209ではシンボル番号iが図6のIQ座標のいずれの対角線領域内に存在するか否かが判断される。
【0022】
すなわち、ステップS203ではシンボル番号iのベクトルのI座標I(i)及びQ座標Q(i)の絶対値が比較され、|I(i)|<|Q(i)|の場合には図6のベクトルB(10)又はD(01)が存在する対角線領域内にあるものと判断され、エラーカウント数eに1が加算される(S208)。それ以外で且つI(i)<0の場合には、ベクトルC(11)が存在する対角線領域内にあるものと判断され、エラーカウント数eに2が加算される(S204及び207)。以降の動作は図4の場合と同様である。
【0023】
なお、本フローでもフレーム毎に同期シンボルの受信値が遅延回路内にはいるタイミングで実行される。また、推定精度を良くするために複数フレームで算出しても良い。この方法によれば、位相を差動化した変調波でもビット誤り率の推定演算量を削減することができる。
【0024】
図8は、図5の構成によるビット誤り率推定装置の別の態様例を示したものである。
本例では、図5の各除算器71〜7N−1からの出力に所定のベクトル回転角を付与するための乗算器81〜8N−1がさらに設けられている。一方、ビット誤り率の推定には図1と同じビット誤り率推定部6が用いられる。
【0025】
乗算器81〜8N−1 は、除算器71〜7N−1によって前シンボルからの回転角ベクトルを求めた後、さらにπ/4の回転(1+j1)をそれに付与するためのものである。その結果、図2及び3と図6との比較から明らかなように、図6の各ベクトルにα=π/4の回転角を固定的に与えることで、図2及び3におけるIQ座標と各ベクトルとの関係と全く同様になる。従って、本例のビット誤り率推定部6は、図7ではなく先に示した図4のビット誤り率の推定フローを使用することができる。
【0026】
本例の利点は、図7における|I(i)|及び|Q(i)|の絶対値を求める計算が不要となる点にある。これにより、位相を差動化した変調波においてもビット誤り率の推定演算量をより一層削減することができる。
【0027】
図9は、図8のビット誤り率推定装置を使用した同期タイミング再生装置の一実施例を示したものである。
なお、図9の同期タイミング再生装置において、フレーム同期タイミング再生に関する部分は本願発明者の先の出願(特開2000−165465号公報)で詳細に説明されており、ここでの説明は主に本願発明と関連する部分に留める。また、本願の図1及び図8と同様な個所については同じ引用符号を付している。
【0028】
フレーム同期タイミングの再生動作は、前記先の出願の明細書段落番号[0022]〜[0028]に詳細に記載されており、本願発明と同様に1シンボル遅延回路41〜4N−1及び逆変調部51〜5N等を使って最終的に閾値判定部23からフレーム同期クロックが出力される。図9の例は、そのようにフレーム同期タイミングの再生に使用されるA/Dコンバータ1、マッチドフィルタ3、サンプリングクロック生成回路2、1シンボル遅延回路41〜4N−1、及び逆変調部51〜5N等を本願発明のビット誤り率推定装置と共用した点に特徴がある。本例のビット誤り率推定装置の動作はこれまでの説明から明らかであり、ここではこれ以上説明はしない。
【0029】
このように、本例によれば同期タイミング再生装置の同期検出部、遅延部、及び逆変調部と本願のビット誤り率推定装置が共用可能となり、これまで述べた演算量の低減に加えて、さらに装置の簡素化も同時に達成される。
【0030】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば既知信号を復調することなく誤り率を推定し、より少ない演算時間でビット誤り率を推定するビット誤り率推定装置を提供することが可能になる。本発明によるビット誤り率推定装置は、QPSKやDQPSK等の既知の信号パターンを有する種々のデジタル変調方式に適用可能であり、さらに同様の構成を有する同期タイミング再生装置とのハードウェア若しくはソフトウェア処理の共用化も可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明によるビット誤り率推定装置の基本構成を示した図である。
【図2】QPSK変調信号を使用したフレーム同期信号を理想状態で受信した時の受信ベクトルの一例を示した図である。
【図3】IQ座標上の受信ベクトルの一例を示した図である。
【図4】ビット誤り推定フローの一例(1)を示した図である。
【図5】π/4DQPSKデジタル変調を使用したビット誤り率推定装置の構成例を示した図である。
【図6】π/4DQPSK変調信号を使用したフレーム同期信号を理想状態で受信した時の受信ベクトルの一例を示した図である。
【図7】ビット誤り推定フローの一例(2)を示した図である。
【図8】図5の構成によるビット誤り率推定装置の別の態様例を示した図である。
【図9】図8のビット誤り率推定装置を使用した同期タイミング再生装置の一実施例を示した図である。
【符号の説明】
1…A/Dコンバータ
2…サンプリングクロック生成回路
3…マッチドフィルタ
41〜4N−1…1シンボル遅延回路
51〜5N…逆変換部
6、6’…ビット誤り率推定部
71〜7N−1…除算器
81〜8N−1…乗算器
Claims (2)
- フレーム長毎に複数シンボル長の既知シンボルを挿入したデジタル変調信号を復調する受信機に用いるビット誤り率推定装置であって、
デジタル変調信号をサンプリングするA/D変換手段と、
前記A/D変換手段の出力をローパスフィルタを通して入力し、1シンボル期間だけ逐次遅延させる複数の1シンボル遅延手段と、
前記1シンボル遅延手段の各出力をその既知の同期シンボルのベクトル値で除算する複数の逆変調手段と、
前記複数の逆変調手段の出力の隣り合う2つの出力ベクトル間の回転ベクトル値を算出するベクトル差動演算手段と、
前記ベクトル差動演算手段の出力ベクトル値がIQ座標の所定の領域外にあるときに対応シンボルの受信エラーと判定し、前記所定の領域外における前記出力ベクトル値の配置によってビット誤り率を推定するビット誤り率推定手段と、
を有することを特徴とするビット誤り率推定装置。 - 受信波はシンボル毎に差動化したデジタル変調波であり、
前記ベクトル差動演算手段の出力ベクトル値をπ/4回転する回転演算手段と、
前記回転演算手段の出力ベクトル値の実部および虚部の符号を判定する符号判定手段と、
前記符号判定手段の判定値をカウントするカウント手段と、
一定時間毎にカウント手段のカウント値からビット誤り率に変換するビット誤り率変換手段と、
を有することを特徴とする請求項1のビット誤り率推定装置。
Priority Applications (1)
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JP2000390598A JP3560546B2 (ja) | 2000-12-22 | 2000-12-22 | ビット誤り率推定装置 |
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JP2002199036A JP2002199036A (ja) | 2002-07-12 |
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Family Applications (1)
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