JPH08167484A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】放電ランプの装着・未装着及びフィラメントの
断線を確実に検出して最適な制御を行なう。 【構成】直流電源１から供給される直流電力をインバー
タ回路２により高周波数の交流電力に変換して放電ラン
プＬａに供給している。放電ランプＬａの一方のａ側の
フィラメントには抵抗Ｒ₁₀₃ を介して無負荷検出回路１
０が接続してある。無負荷検出回路１０は、放電ランプ
Ｌａの一対のフィラメントを含んで形成される直流電流
ループに流れる電流によりトランジスタＱ₁₀₁ ，Ｑ₁₀₂
がオン・オフされる。これにより、無負荷状態において
は直流電流ループが遮断されてトランジスタＱ₁₀₁ ，Ｑ
₁₀₂ がオフとなるから、インバータ回路２を動作させる
励起回路８に制御電源Ｖccが供給されなくなる。よっ
て、インバータ回路２が停止し、無負荷時に高い電圧が
印加されるのを防止できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、放電灯を高周波点灯さ
せる放電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、直流電源から高周波数の交流
電源を得るインバータ回路を用いて放電ランプを高周波
点灯させる放電灯点灯装置が種々提案されており、その
中には、放電灯点灯装置の出力端に放電ランプのフィラ
メントが接続されていないか、あるいはフィラメントが
断線しているような無負荷状態を検出する無負荷検出回
路を備え、無負荷検出回路により無負荷を検出した場合
にはインバータ回路の動作を停止させて放電灯点灯装置
の出力端間に高周波数の高電圧が印加されるのを防止す
るようにしたものがある（例えば、特開平６−４５０８
８号参照）。

【０００３】上記特開平６−４５０８８号の放電灯点灯
装置は、自励式のインバータ回路を備えて２つの放電ラ
ンプを高周波点灯させるものである。この放電灯点灯装
置では、２つの放電ランプの全てのフィラメントを介し
て微小な直流電流を流し、その直流電流を利用して起動
用のパルス電流をインバータ回路の主スイッチング素子
に供給するとともに、無負荷検出回路によって上記直流
電流を検出する構成とすることにより、放電ランプが装
着されているときにはインバータ回路を起動させて放電
ランプを始動し、放電ランプが装着されていないときあ
るいは放電ランプのフィラメントが断線しているときに
は上記直流電流が流れなくなるのを無負荷検出回路で検
出してインバータ回路を起動しないようにしている。な
お、各放電ランプのフィラメントの非電源側には共振用
のコンデンサがそれぞれ並列に接続され、共振により昇
圧された高周波電圧を放電ランプに印加して始動するよ
うになっている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来構
成においては、共振用のコンデンサは必ず放電ランプの
フィラメントの非電源側に接続しなければならない。す
なわち、インバータ回路の起動後に放電ランプが非装着
状態となったときに共振用のコンデンサもインバータ回
路と電気的に切り離されて共振系が崩れ、インバータ回
路の自励発振を停止させることができるのである。

【０００５】しかしながら、共振用のコンデンサがフィ
ラメントの電源側に接続してあると、放電ランプが非装
着状態になっても共振系が崩れないから発振が継続し、
放電ランプの装着されていないインバータ回路の出力端
間に高い２次電圧が印加されてしまう。このような放電
ランプ非装着時の高い２次電圧の発生を防止するために
は、そのための防止回路を付加しなくてはならない。

【０００６】さらに、インバータ回路を用いた放電灯点
灯装置においては、放電ランプのフィラメントの先行予
熱機能や放電ランプの寿命末期を検出する機能など、多
くの機能を持たせることが望ましいが、上記のような自
励式のインバータ回路の場合には、回路構成が簡単であ
るという特徴を持つ反面、上記のような様々な機能を付
加することが困難になってしまう。

【０００７】本発明は上記問題に鑑みてなされたもので
あり、その目的とするところは、様々な機能が容易に付
加でき、放電ランプの装着・未装着及びフィラメントの
断線を確実に検出して最適な制御を行なうことができる
放電灯点灯装置を提供しようとするものである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、直流電源からの直流電力を高周
波の交流電力に変換してフィラメントを有する１乃至複
数の放電ランプに供給する高周波変換手段と、１乃至複
数の放電ランプの全てのフィラメントを含んで形成され
る直流電流ループに流れる電流に応じて無負荷状態を判
別するとともに無負荷の場合には高周波変換手段の動作
を停止させる無負荷検出制御手段とを備えたことを特徴
とする。

【０００９】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、商用電源の電源電圧をスイッチング手段により断続
することで昇圧あるいは降圧された直流電源を得るチョ
ッパ回路を直流電源に具備し、主共振回路と、主共振回
路の共振周波数に１より大きい倍率を乗じた共振周波数
を有する副共振回路とを有して直流電源から主共振回路
及び副共振回路への印加電圧をスイッチング素子のオン
・オフにより断続させて主共振回路及び副共振回路の共
振で生じる振動電力を放電ランプに供給するようにした
高周波変換手段を備え、少なくとも放電ランプの始動時
にはチョッパ回路の動作を停止あるいは出力を低下させ
るようにスイッチング手段を制御する制御手段を具備し
て成ることを特徴とする。

【００１０】

【作用】請求項１の発明の構成では、直流電源からの直
流電力を高周波の交流電力に変換してフィラメントを有
する１乃至複数の放電ランプに供給する高周波変換手段
と、１乃至複数の放電ランプの全てのフィラメントを含
んで形成される直流電流ループに流れる電流に応じて無
負荷状態を判別するとともに無負荷の場合には高周波変
換手段の動作を停止させる無負荷検出制御手段とを備え
たので、放電ランプが装着されていなかったり、あるい
はフィラメントの断線した放電ランプが装着されている
ような無負荷状態においては、全ての放電ランプのフィ
ラメントを含んで形成される直流電流ループが遮断され
るため、直流電流ループに直流電流が流れなくなること
で無負荷検出制御手段により無負荷状態を確実に判別
し、高周波変換手段の動作を停止させて無負荷状態にお
いて高周波変換手段の出力端間に高周波数の高電圧が印
加されるのを防止することができる。

【００１１】請求項２の発明の構成では、商用電源の電
源電圧をスイッチング手段により断続することで昇圧あ
るいは降圧された直流電源を得るチョッパ回路を直流電
源に具備し、主共振回路と、主共振回路の共振周波数に
１より大きい倍率を乗じた共振周波数を有する副共振回
路とを有して直流電源から主共振回路及び副共振回路へ
の印加電圧をスイッチング素子のオン・オフにより断続
させて主共振回路及び副共振回路の共振で生じる振動電
力を放電ランプに供給するようにした高周波変換手段を
備え、少なくとも放電ランプの始動時にはチョッパ回路
の動作を停止あるいは出力を低下させるようにスイッチ
ング手段を制御する制御手段を具備したので、主共振回
路によりスイッチング素子に印加される電圧の一部を副
共振回路に印加するため、副共振回路の共振周波数を適
宜設定すれば、スイッチング素子への電圧ストレスを低
減することができ、しかも、放電ランプ始動時には制御
手段によりチョッパ回路のスイッチング手段を制御して
高周波変換手段に供給される直流電圧を停止あるいは低
下させることにより、スイッチング素子への電圧ストレ
スをさらに低減することができる。

【００１２】

【実施例】

（実施例１）図１は本発明の第１の実施例を示す回路構
成図である。本実施例は、特開昭６１−２９６６９６号
公報に記載された放電灯点灯装置に本発明を適用したも
のであって、直流電源１と、この直流電源１より給電さ
れる他励式のインバータ回路２と、このインバータ回路
２の負荷となるインダクタＬ₁ とコンデンサＣ₃ 及び放
電ランプＬａの並列回路との直列回路と、インバータ回
路２を励起する励起回路８と、放電ランプＬａの始動時
にインバータ回路２の動作周波数がインダクタＬ₁ 及び
コンデンサＣ₃ の共振周波数を過渡的に通過するように
励起回路８を制御する始動回路９と、放電ランプＬａの
フィラメントを予熱する先行予熱回路４とを備えてい
る。

【００１３】励起回路８は、ドライブ回路５、発振回路
６、Ｖ／Ｆ（電圧／周波数）変換回路７及び可変抵抗Ｖ
Ｒで構成され、インバータ回路２の励起及び動作周波数
の制御を行なうものである。この放電灯点灯装置は、イ
ンバータ回路２の高周波出力電圧をインダクタＬ₁及び
コンデンサＣ₃ よりなる直列共振回路で昇圧して放電ラ
ンプＬａに印加することにより放電ランプＬａを始動さ
せ、放電ランプＬａの始動後はインダクタＬ ₁ により限
流した状態で放電ランプＬａを点灯させるようになって
いる。

【００１４】そして、励起回路８によってインバータ回
路２の動作周波数を周期的に第１の周波数と第２の周波
数に交互に切り換えるようにしてあり、第１の周波数
は、可変抵抗ＶＲを調整することによって変化するよう
に構成してあり、この第１の周波数の調整によって放電
ランプＬａの調光を行なうようになっている。また、第
２の周波数は、インダクタＬ₁ とコンデンサＣ₃ の直列
共振周波数の近傍の固定周波数（例えば定格点灯状態の
周波数）にして、調光が深くなって放電ランプＬａが立
消えしたときにも放電ランプＬａのフィラメント間に高
電圧を印加して再点弧を行い、点灯維持を図るようにな
っている。

【００１５】また、先行予熱回路４は、電源投入直後の
一定時間は第２の周波数の区間をなくして点灯されない
ようにして、放電ランプＬａの先行予熱を行なうように
なっている。さらに、各回路を詳しく説明すると、直流
電源１は商用電源ＡＣをダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ 及びコン
デンサＣ₁ ，Ｃ₂ により倍圧整流平滑し、インバータ回
路２に直流電源を供給している。インバータ回路２は、
トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ が交互にオン・オフを繰り返す
ことにより、負荷（インダクタＬ₁ ，コンデンサＣ₃）
に高周波電力を供給する、いわゆる他励式ハーフブリッ
ジ構成となっている。放電ランプＬａはインダクタＬ₁
とコンデンサＣ₃ による直列共振回路により始動点灯さ
れる。放電ランプＬａのフィラメントは予熱トランスＴ
₁ によって常時予熱されている。なお、Ｄ₃ ，Ｄ₄ はダ
イオード、Ｃ₄ は直流カット用のコンデンサである。

【００１６】発振回路６は無安定マルチバイブレータか
ら成るタイマＩＣ₁ （汎用タイマＩＣ「５５５」）を備
え、その周波数は抵抗Ｒ₅ ，Ｒ₆ 、コンデンサＣ₅ 及び
５番端子入力電圧によって決まり、出力電圧は３番端子
から得られる。さらに、発振回路６はＤフリップフロッ
プを備えており、Ｑ’出力とＤ入力とを接続することに
より分周器ＩＣ₂ として働き、Ｑ出力、Ｑ’出力がナン
ドゲートＧ₃ ，Ｇ₄ を介してトランジスタＱ₃ ，Ｑ₄ の
ゲート入力となり、トランジスタＱ₃ ，Ｑ₄ が交互にオ
ンオフする。トランジスタＱ₃ がオンすると、ドライブ
回路５のトランスＴ₂ の２次側には図中下向きの電圧が
誘起され、インバータ回路２のトランジスタＱ₁ はオフ
となる。トランジスタＱ₃ がオフすると、トランスＴ₂
の２次側には図中上向きにフライバック電圧が発生し、
トランジスタＱ₁ はオンとなる。トランジスタＱ₁ のオ
ン後は、エミッタ電流をゲート電流に帰還してオン状態
を保持する。すなわち、トランジスタＱ₃ のオン時にト
ランジスタＱ₁ がオフ、トランジスタＱ₃ のオフ時にト
ランジスタＱ₁ がオンとなり、同様にトランジスタＱ₄
のオン時にトランジスタＱ₂ がオフ、トランジスタＱ₄
のオフ時にトランジスタＱ₂ がオンとなる。以上のよう
にしてトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ が交互にオンオフを繰り
返す。

【００１７】また、Ｖ／Ｆ変換回路７のオペアンプＩＣ
₄ は、電源同期信号を得るためのものであり、ここでは
コンパレータとして動作する。商用電源ＡＣをダイオー
ドブリッジＤＢ₁ により整流した電圧を抵抗Ｒ₈ ，Ｒ₉
によって分圧した電圧がオペアンプＩＣ₄ の反転入力端
子に加わる。一方、オペアンプＩＣ₄ の非反転入力端子
には、後述する本発明の要旨となる無負荷検出回路１０
を介して供給される制御用電源Ｖccを抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁で
分圧した電圧が加わる。オペアンプＩＣ₄ は、非反転入
力端子電圧が反転入力端子電圧を上回った時、オペアン
プＩＣ₄ の出力電圧はＨレベルとなり、逆に、非反転入
力端子電圧が反転入力端子電圧を下回るとＬレベルとな
る。

【００１８】オペアンプＩＣ₄ の出力端に接続されたイ
ンバータＧ₅ 、アンドゲートＧ₆ 、抵抗Ｒ₁₂及びコンデ
ンサＣ₈ から成る回路は、立ち下がり検出回路であり、
アンドゲートＧ₆ の出力電圧のＨレベル区間は抵抗Ｒ₁₂
及びコンデンサＣ₈ により決まる。アンドゲートＧ₆ の
出力電圧は、ＤフリップフロップＩＣ₃ のデータ入力端
子（Ｄ）に加えられ、トランジスタＱ₁ のオンオフ、す
なわちインバータ回路２の動作周波数に同期して、Ｑ’
出力がトランジスタＱ₅ のゲートに入力される。

【００１９】ＤフリップフロップＩＣ₃ のＱ’出力がＨ
レベルのときは、トランジスタＱ₅がオンになり、抵抗
Ｒ₁₃，Ｒ₁₄及び可変抵抗ＶＲによって制御電源Ｖccを分
圧した電圧がオペアンプＩＣ₅ の非反転入力端子に加わ
り、この電圧がそのままオペアンプＩＣ₅ の出力とな
る。そして、オペアンプＩＣ₅ の出力電圧と制御電源Ｖ
ccを抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆で分圧した電圧とがダイオードＤ₇
で比較され、分圧電圧がオペアンプＩＣ₅ の出力電圧を
上回るとダイオードＤ₇ がオンとなり、抵抗Ｒ₁₃，Ｒ₁₄
及び可変抵抗ＶＲによって制御電源Ｖccを分圧した電圧
にダイオードＤ₇の順方向電圧（約０．７Ｖ）を加えた
電圧がオペアンプＩＣ₆ の出力電圧となり、タイマＩＣ
₁ の５番端子入力電圧となる。従って、トランジスタＱ
₅ がオンの時には可変抵抗ＶＲを変えることにより、タ
イマＩＣ₁ の５番端子入力電圧が変化する。

【００２０】ＤフリップフロップＩＣ₃ のＱ’出力がＬ
レベルの時はトランジスタＱ₅ はオフであり、オペアン
プＩＣ₅ の非反転入力端子には、抵抗Ｒ₁₃を介してほぼ
制御電源Ｖccが印加され、オペアンプＩＣ₅ の出力電圧
はＶccとなる。ここで、制御電源Ｖccを抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆
で分圧した電圧とオペアンプＩＣ₅ の出力電圧をダイオ
ードＤ₇ で比較しており、この場合にはダイオードＤ₇
がオフとなってオペアンプＩＣ₆ の非反転入力電圧は制
御電源Ｖccを抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆で分圧した電圧となり、こ
の電圧がタイマＩＣ₁ の５番端子入力電圧となる。ただ
し、トランジスタＱ₅ のオン時に抵抗Ｒ₁₃，Ｒ₁₄及び可
変抵抗ＶＲによって制御電源Ｖccを分圧した電圧が、制
御電源Ｖccを抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆で分圧した電圧を上回って
おれば、オペアンプＩＣ₆ の出力はトランジスタＱ₅ の
オンオフに関係なく制御電源Ｖccを抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆で分
圧した電圧となる。このときが、いわゆる放電ランプＬ
ａを定格点灯させている状態である。

【００２１】上述のように、オペアンプＩＣ₆ の出力電
圧はそのままタイマＩＣ₁ の５番端子入力電圧となり、
この電圧に応じた動作周波数で放電ランプＬａを点灯さ
せる。なお、タイマＩＣ₁ は５番端子入力電圧が低いほ
ど発振周波数が下がり、したがってインバータ回路２の
動作周波数も低くなる。一方、先行予熱回路４及び始動
回路９は、オペアンプＩＣ₇ 、アンドゲートＧ ₇ 、オア
ゲートＧ₈ 、抵抗Ｒ₁₇〜Ｒ₂₀、コンデンサＣ₉ ，Ｃ₁₀、
ダイオードＤ₆及びトランジスタＱ₆ などから構成され
ており、電源投入後、コンデンサＣ₉ には抵抗Ｒ₁₇を介
して充電電流が流れ、抵抗Ｒ₁₇，Ｒ₁₉によって決まる時
定数により、コンデンサＣ₉ の両端電圧Ｖc₉が上昇す
る。オペアンプＩＣ₇ はこの電圧と、抵抗Ｒ₁₈，Ｒ₁₉に
よって分圧された電圧とを比較し、この分圧電圧が両端
電圧Ｖc₉を上回る間は、オペアンプＩＣ₇ の出力がＨレ
ベルとなり、反対に分圧電圧が両端電圧Ｖc₉を下回ると
Ｌレベルとなる。オペアンプＩＣ₇ の出力がＨレベルの
時はオアゲートＧ₈ の入力がＨレベルとなり、アンドゲ
ートＧ₇ の出力に関係なく、オアゲートＧ₈ の出力がＨ
レベルとなる。従って、トランジスタＱ₆ がオンし、こ
の時はトランジスタＱ₅ のオンオフに関係なくオペアン
プＩＣ₆ の出力電圧は制御電源Ｖccを抵抗Ｒ₁₃，Ｒ₁₄で
分圧した電圧となる。トランジスタＱ₆がオン状態の時
は、トランジスタＱ₅ のオフの時に得られる、制御電源
Ｖccを抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆で分圧した電圧がオペアンプＩＣ
₆ の出力としては現れないから、放電ランプＬａは始動
せず予熱状態となる。

【００２２】一方、オペアンプＩＣ₇ の出力がＬレベル
になると、コンデンサＣ₁₀の充電電荷が抵抗Ｒ₂₀を介し
て放電開始される。コンデンサＣ₁₀の両端電圧が放電に
より低下してもある一定値までは、アンドゲートＧ₇ の
入力端子はＨレベルとして受け付ける。従って、オペア
ンプＩＣ₇ の出力がＬレベルになった後は、しばらくの
間はアンドゲートＧ₇ の出力にはＶ／Ｆ変換回路７のＤ
フリップフロップＩＣ ₃ のＱ’出力が現れ、オアゲート
Ｇ₈ は、その一方の入力端子がＬレベルであるから結局
出力はＤフリップフロップＩＣ₃ のＱ’出力と同じにな
る。すなわち、トランジスタＱ₅ ，Ｑ₆ が同時にオンオ
フを繰り返すことになる。トランジスタＱ₅ ，Ｑ₆ が共
にオフの時、オペアンプＩＣ₅ の出力はＶccとなり、従
って、オペアンプＩＣ₆ の出力は制御電源Ｖccを抵抗Ｒ
₁₅，Ｒ₁₆で分圧した電圧となる。

【００２３】一方、トランジスタＱ₅ ，Ｑ₆ が共にオン
の時は、オペアンプＩＣ₅ の出力は制御電源Ｖccを抵抗
Ｒ₁₃，Ｒ₁₄で分圧した電圧となり、従って、ダイオード
Ｄ₇がオンしてオペアンプＩＣ₆ の出力が制御電源Ｖcc
を抵抗Ｒ₁₃，Ｒ₁₄で分圧した電圧にダイオードＤ₇ の順
方向電圧を加えた電圧となる。すなわち、最低レベル調
光時の状態では放電ランプＬａが微放電される。その
後、コンデンサＣ₁₀の放電が進み、アンドゲートＧ₇ の
入力端子がＬレベルとみなされるようになると、オアゲ
ートＧ₈ の入力はいずれもＬレベルのため、出力もＬレ
ベルとなって、トランジスタＱ₆ がオフとなる。トラン
ジスタＱ₆ がオフした後は、可変抵抗ＶＲで設定された
調光状態で放電ランプＬａが点灯される。この時仮に可
変抵抗ＶＲの抵抗値が定格点灯状態に対応する最大値に
設定されていれば、始動時に一旦最低レベル調光状態で
放電ランプＬａが微放電を開始し、これによって放電ラ
ンプＬａの始動電圧が低下し、定格点灯状態に移行した
時にスムーズに点灯させることができる。

【００２４】すなわち、最低レベル調光時は、インダク
タＬ₁ とコンデンサＣ₃ の共振周波数を過渡的に通過す
ることにより点灯維持電圧が定格点灯状態での始動電圧
より高くなることを利用し、定格点灯状態においても、
放電ランプＬａの始動時に、過渡的に共振周波数を通過
させ、放電ランプＬａを一旦微放電させているため、定
格点灯時の始動性能が良くなるのである。

【００２５】次に、本実施例の要旨である無負荷検出回
路１０について説明する。この無負荷検出回路１０はイ
ンダクタＬ₁ と放電ランプＬａとの接続点から抵抗Ｒ
₁₀₃ を介してコンデンサＣ₁₀₄ とトランジスタＱ₁₀₁ と
を並列に接続するとともに、トランジスタＱ₁₀₁ のコレ
クタに抵抗Ｒ₁₀₄ を介してトランジスタＱ₁₀₂ のベース
を接続し、さらに、このトランジスタＱ₁₀₂ のエミッタ
に制御電源Ｖcc、コレクタに励起回路８及び先行予熱回
路４の電源ラインをそれぞれ接続して構成されている。
すなわち、フィラメントが断線していない放電ランプＬ
ａが装着されている状態では、コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ を
電源としてインバータ回路２のトランジスタＱ₁ に並列
に接続された抵抗Ｒ₁₀₁ →ｂ側のフィラメント→放電ラ
ンプＬａのフィラメントに並列に接続された抵抗Ｒ₁₀₂
→ａ側のフィラメント→抵抗Ｒ₁₀₃→無負荷検出回路１
０の経路で直流電流ループが形成されて直流電流が流
れ、トランジスタＱ₁₀₁ にベース電流が供給されてオン
し、それによりトランジスタＱ ₁₀₂ がオンとなってトラ
ンジスタＱ₁₀₂ を介して制御電源Ｖccが励起回路８及び
先行予熱回路４に供給されて動作し、インバータ回路２
により放電ランプＬａが点灯させられる。

【００２６】一方、放電ランプＬａが未装着であった
り、あるいは装着されていてもフィラメントが断線して
いた場合には、上記直流電流ループが遮断されることに
より、無負荷検出回路１０のトランジスタＱ₁₀₁ のベー
スにも電流が供給されずにオフとなり、これによりトラ
ンジスタＱ₁₀₂ がオフとなる。その結果、励起回路８及
び先行予熱回路４には制御電源Ｖccが供給されなくなる
ために動作を停止してしまう。つまり、無負荷検出回路
１０にて無負荷を検出したら励起回路８の動作を停止す
ることでインバータ回路２の動作を停止させ、無負荷時
においてインバータ回路２の出力端間に高い２次電圧が
発生するのを防止できるのである。

【００２７】また、上記構成によれば、無負荷を検出し
て動作が停止した状態でも、正常な放電ランプＬａを接
続すれば直ちにインバータ回路２を動作させて放電ラン
プＬａを点灯させることができ、しかも、放電ランプＬ
ａの脱着を素早く行なった場合でも、先行予熱回路４の
コンデンサＣ₉ の放電が確実に行なえるから、先行予熱
時間が短くなってしまうことがない。さらに、制御電源
Ｖccの供給・非供給によりインバータ回路２の動作・停
止を制御するため、ノイズによる誤動作をおこしにくく
することができる。なお、図中放電ランプＬａのフィラ
メント間に接続されたコンデンサＣ₁₀₁ Ｃ₁₀₂ ，Ｃ₁₀₃
は、上記直流電流ループにおいてフィラメント以外の回
路部分に直流電流が回り込むのを防止するためのもので
ある。

【００２８】（実施例２）図２は本発明の第２の実施例
を示す概略回路図である。図２に示すように本実施例の
基本構成は実施例１のものと共通であり、共通する部分
には同一の符号を付して説明を省略し、本実施例の特徴
となる部分についてのみ説明する。本実施例は無負荷検
出回路１１の構成に特徴を有するものである。すなわ
ち、抵抗Ｒ₁₀₃ にアノードが接続されたダイオードＤ
₁₀₂ と、ダイオードＤ₁₀₂ のカソードに互いに並列接続
された抵抗Ｒ₁₀₆ 及びコンデンサＣ₁₀₄ と、ダイオード
Ｄ₁₀₂ のカソードにベースが接続されるとともにコレク
タに抵抗を介して制御電源Ｖccが接続されたトランジス
タＱ₁₀₁ と、このトランジスタＱ₁₀₁ のコレクタにベー
スが接続されるとともにコレクタに制御電源Ｖccが接続
されたトランジスタＱ₁₀₂ とを備え、トランジスタＱ
₁₀₂ のコレクタを発振回路６のタイマＩＣ₁の４番端子
（リセット端子）及び先行予熱回路４のコンデンサＣ₉
の非接地側にダイオードＤ₁₀₁ を介して接続して無負荷
検出回路１１が構成してある。

【００２９】次に、本実施例における無負荷検出回路１
１の動作について説明する。まず、フィラメントが断線
していない正常な放電ランプＬａが装着されている状態
では、実施例１と同様にコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ を電源と
して抵抗Ｒ₁₀₁ →ｂ側のフィラメント→抵抗Ｒ₁₀₂ →ａ
側のフィラメント→抵抗Ｒ₁₀₃ →無負荷検出回路１１の
経路で直流電流ループが形成されて直流電流が流れ、ト
ランジスタＱ₁₀₁ にベース電流が供給されてオンし、そ
れによってトランジスタＱ₁₀₂ のベースが接地される。
よって、トランジスタＱ₁₀₂ がオフとなり、発振回路６
のタイマＩＣ₁の４番端子（リセット端子）には抵抗Ｒ
₁₀₅ を介して制御電源Ｖccが供給されるから、タイマＩ
Ｃ₁ は正常に動作してインバータ回路２により放電ラン
プＬａが点灯させられる。この場合には、先行予熱回路
４のダイオードＤ₁₀₁ は逆バイアスされて非導通とな
り、コンデンサＣ₉ に充電が開始されるために放電ラン
プＬａのフィラメントの先行予熱から放電ランプＬａの
始動さらに点灯が確実に行なえる。

【００３０】一方、放電ランプＬａが未装着であった
り、あるいは装着されていてもフィラメントが断線して
いた場合には上記直流電流ループが遮断されることによ
り、無負荷検出回路１１のトランジスタＱ₁₀₁ のベース
にも電流が供給されずにオフとなり、これによりトラン
ジスタＱ₁₀₂ がオンとなる。その結果、タイマＩＣ₁ の
４番端子がトランジスタＱ₁₀₂ を介して接地されるた
め、タイマＩＣ₁ の発振動作が停止してインバータ回路
２が動作しなくなる。また、この場合には先行予熱回路
４のダイオードＤ₁₀₁ は順バイアスされて導通し、ダイ
オードＤ₁₀₁ を介してコンデンサＣ₉ の充電電荷が即座
に放電されるから、必ず設定された先行予熱時間を得る
ことができる。

【００３１】本実施例の構成によれば、無負荷検出回路
１１により無負荷検出時に制御電源Ｖccから励起回路８
への電源供給を遮断するという実施例１の構成に比較し
て回路構成を簡素化できるという利点がある。つまり、
実施例１のように制御電源Ｖccの供給を無負荷状態か否
かによってカットするような手段を用いなくても、本実
施例のように、何らかのかたちでインバータ回路２の動
作を停止させればよい。ただし、ノイズによる誤動作に
対しては実施例１の回路構成の方が強くなる。

【００３２】（実施例３）図３は本発明の第３の実施例
を示す概略回路図である。本実施例は、特開平２−１７
２１９５号公報に記載された放電灯点灯装置に本発明を
適用したものである。図３に示すように、直流電源Ｅ₁
の両端間に主スイッチング素子たるトランジスタＱ₁ ，
Ｑ₂ が直列接続され、各トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ にはそ
れぞれダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ が逆並列接続されている。
トランジスタＱ₁ の両端には、直流成分をカットするた
めの結合コンデンサＣ₀ と、ランプ電流を帰還するため
の電流トランスＣＴ₁ とを介して振動回路１２が接続さ
れている。振動回路１２は、インダクタＬ₁ ，コンデン
サＣ₁ 及び負荷である放電ランプＬａより成るＬＣ共振
回路１２ａにて構成されており、ランプ電流は振動電流
となる。この振動電流は電流トランスＣＴ₁ の１次巻線
ｎ₁ を介して流れる。したがって、電流トランスＣＴ₁
の２次巻線ｎ₂ には、振動回路１２に流れる振動電流に
応じて極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電圧を
トランジスタＱ₁ のベース・エミッタ間に印加して、ト
ランジスタＱ₁ をスイッチングさせる。なお、抵抗Ｒ₁
はトランジスタＱ₁ のベース抵抗である。

【００３３】さらに、トランジスタＱ₂ のベース・エミ
ッタ間には、副スイッチング素子たるトランジスタ
Ｑ₃ ，Ｑ₄ が並列に接続されて駆動回路１３を構成して
おり、これらのトランジスタＱ₃ ，Ｑ₄ のベースには発
振回路１４の出力信号が印加される。本実施例において
は、発振回路１４に汎用のタイマＩＣ１５（μＰＣ１５
５５，ＮＥＣ社製）を使用している。このタイマＩＣ１
５は、周知のように、トリガ端子（２番ピン）が（１／
３）Ｖcc以下になるとトリガされて出力端子（３番ピ
ン）がＨレベルとなり、放電端子（７番ピン）はハイイ
ンピーダンスとなる。また、スレショルド端子（６番ピ
ン）が（２／３）Ｖccになると出力端子（３番ピン）が
Ｌレベルとなり、放電端子（７番ピン）もＬレベルとな
る。電源端子（８番ピン）とアース端子（１番ピン）
は、動作電源Ｅ₂ を供給するコンデンサＣ₃の両端に接
続されている。また、リセット端子（４番ピン）は電源
端子（８番ピン）に接続されており、周波数制御端子
（５番ピン）は、デカップリングコンデンサＣ₄ を介し
てアース端子（１番ピン）に接続されている。

【００３４】可変抵抗ＶＲ₁ とコンデンサＣ₂ の直列回
路は、動作電源Ｅ₂ を供給するコンデンサＣ₃ の両端に
並列接続されている。可変抵抗ＶＲ₁ の両端には抵抗Ｒ
₄ ，Ｒ₅ の直列回路が並列接続されており、抵抗Ｒ₄ ，
Ｒ₅ の接続点は放電端子（７番ピン）に接続されてい
る。また、可変抵抗ＶＲ₁ とコンデンサＣ₂ の接続点
は、タイマＩＣ１５のスレショルド端子（６番ピン）及
びトリガ端子（２番ピン）に接続されている。これによ
って、タイマＩＣ１５は無安定マルチバイブレータとし
て動作する。本実施例の放電灯点灯装置では、可変抵抗
ＶＲ₁ の値を変えることにより、発振回路１４の発振周
期をほぼ一定としながら、パルス幅を変化させ、トラン
ジスタＱ₂ のオン時間をトランジスタＱ₁ のオン時間よ
りも長くするというようにトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ のオ
ン時間をアンバランスにすることで、インバータ回路Ａ
の出力制御を行い、放電ランプＬａの出力光束の調整
（調光）を行なうことができる。

【００３５】次に、本実施例の要旨となる部分について
説明する。すなわち、本実施例の放電灯点灯装置には寿
命末期ランプ検出回路１６と無負荷検出回路１７とが具
備されている。寿命末期ランプ検出回路１６は、共振回
路１２ａのコンデンサＣ₁ と直列に接続され、放電ラン
プＬａが寿命末期となってランプインピーダンスが大き
くなることによるコンデンサＣ₁ に流れる電流増加を検
出するための電流トランスＣＴ₂ と、電流トランスＣＴ
₂ の検出電流を整流平滑するダイオードブリッジＤＢ₂
及び平滑コンデンサＣ₁₀₂ と、整流平滑された検出電流
に対応した抵抗Ｒ₁₀₄ の両端電圧を基準電圧Ｖref と比
較するコンパレータＩＣ₁₀₁ とを備えている。

【００３６】すなわち、放電ランプＬａが寿命末期とな
ってランプインピーダンスが大きくなると共振回路に流
れる電流が増加するため、コンパレータＩＣ₁₀₁ の非反
転入力側の入力電圧が上昇し、反転入力側の基準電圧Ｖ
ref を越えるとコンパレータＩＣ₁₀₁ の出力がＨレベル
に反転する。つまり、正常な放電ランプＬａであればコ
ンパレータＩＣ₁₀₁ の出力はＬレベルである。

【００３７】コンパレータＩＣ₁₀₁ の出力は、抵抗Ｒ
₁₀₆ 及びコンデンサＣ₁₀₃ から成る遅延回路を介して、
サイリスタＴｈを構成するトランジスタＱ₁₀₂ のベース
（サイリスタＴｈのゲート）に印加されている。サイリ
スタＴｈのアノードであるトランジスタＱ₁₀₂ のコレク
タは、抵抗Ｒ₁₀₈ を介してコンデンサＣ₃ の高電位側に
接続されている。つまり、サイリスタＴｈが点弧すれば
コンデンサＣ₃ の充電電荷が抵抗Ｒ₁₀₇ ，Ｒ₁₀₈ を介し
て放電されるため、タイマＩＣ１５の動作電源Ｅ ₂ がな
くなり、タイマＩＣ１５が停止してインバータ回路Ａも
また停止して放電ランプＬａが消灯する。すなわち、寿
命末期となった所謂エミレス状態の放電ランプＬａが装
着されたり、あるいは装着された放電ランプＬａがエミ
レス状態になった場合には、上述のように放電ランプＬ
ａのインピーダンス上昇により共振回路１２ａに流れる
電流増加を電流トランスＣＴ₂ にて検出し、コンパレー
タＩＣ₁₀₁ の出力がＬレベルからＨレベルに反転し、サ
イリスタＴｈが点弧してコンデンサＣ₃ が放電され、タ
イマＩＣ１５の動作が停止する。一方、正常な放電ラン
プＬａを装着すれば、共振回路１２ａの電流が減少して
コンパレータＩＣ₁₀₁の出力はＬレベルに反転し、サイ
リスタＴｈは点弧しないためにコンデンサＣ₃からタイ
マＩＣ１５に動作電源Ｅ₂ が供給される。ここで、抵抗
Ｒ₁₀₆ 及びコンデンサＣ₁₀₃ から成る遅延回路を設ける
ことにより、コンパレータＩＣ₁₀₁ の出力が反転しても
時定数により決まる遅延時間を経てからサイリスタＴｈ
を点弧（トランジスタＱ₁₀₂ を導通）させることによ
り、ノイズなどによってサイリスタＴｈが誤点弧するの
を防止している。

【００３８】また、無負荷検出回路１７は、放電ランプ
Ｌａの一方のｂ側のフィラメントに抵抗Ｒ₁₀₃ を介して
直列に接続されたトランジスタＱ₁₀₃ ，Ｑ₁₀₄ を具備し
ており、直流電源Ｅ₁ →スイッチＳＷ→コンデンサＣ₀
に並列接続された抵抗Ｒ₁₀₁→ａ側のフィラメント→抵
抗Ｒ₁₀₂ →ｂ側のフィラメント→抵抗Ｒ₁₀₃ の経路で形
成される直流電流ループによりトランジスタＱ₁₀₃ のベ
ース電流が供給されている。そして、ベース電流が供給
されてトランジスタＱ₁₀₃ がオンしている間は、トラン
ジスタＱ₁₀₄ のベースがトランジスタＱ₁₀₃ のコレクタ
に接続されているために、トランジスタＱ₁₀₄ はオンと
ならない。

【００３９】ここで、放電ランプＬａが未装着であった
り、あるいは装着されていてもフィラメントが断線して
いた場合には、上記直流電流ループが遮断されるために
直流電流が無負荷検出回路１７に流れ込まなくなってト
ランジスタＱ₁₀₃ がオフとなり、それによりトランジス
タＱ₁₀₄ がオンとなる。ところが、無負荷検出回路１７
にはトランジスタＱ₁₀₄ のコレクタにカソード、コンデ
ンサＣ₃ の高電位側にアノードがそれぞれ接続されたダ
イオードＤ₁₀₂ が具備されているため、トランジスタＱ
₁₀₄ がオンすることによってこのダイオードＤ₁₀₂ が導
通し、コンデンサＣ₃ の充電電荷がダイオードＤ₁₀₂ ，
トランジスタＱ₁₀₄ を介して放電されてしまう。その結
果、タイマＩＣ１５に動作電源Ｅ₂ が供給されなくなっ
てタイマＩＣ１５の動作が停止し、放電ランプＬａのフ
ィラメントが接続される放電灯点灯装置の出力端間に高
電圧が印加されるのを防止することができる。なお、ト
ランジスタＱ₁₀₄ がオンしたときには遅延回路を構成す
るコンデンサＣ₁₀₃ の充電電荷もダイオードＤ₁₀₁ を介
して放電するようになっている。本実施例の構成によれ
ば、エミレス状態のような寿命末期の放電ランプＬａが
装着された場合には、上述のように寿命末期ランプ検出
回路１６によってインバータ回路Ａの動作を停止させて
いる。さらに、放電ランプＬａの寿命末期によりインバ
ータ回路Ａの動作が停止した場合には、寿命末期ランプ
検出回路１６のコンデンサＣ₁₀₃ には電荷が蓄えられて
おり、またサイリスタＴｈは点弧状態を自己保持してい
る。この状態で放電ランプＬａを外すと無負荷検出回路
１７によりコンデンサＣ₁₀₃ の充電電荷が放電されてサ
イリスタＴｈが消弧するため、正常な放電ランプＬａを
装着すればタイマＩＣ１５にコンデンサＣ₃ より動作電
源Ｅ ₂ が供給されて正常動作を行なわせることができ
る。つまり、本実施例のように放電ランプＬａを外すこ
とによりコンデンサＣ₁₀₃ の充電電荷を放電しなけれ
ば、サイリスタＴｈが消弧しないために正常な放電ラン
プＬａを装着しても再点灯させることができない。な
お、コンパレータＩＣ₁₀₁ において比較される基準電圧
Ｖref の値は、放電ランプＬａの始動時には高く設定し
ておいて寿命末期ランプの誤検出を防止し、放電ランプ
Ｌａの始動・点灯後に正常な放電ランプＬａの検出値よ
り高く、且つエミレス状態のような寿命末期の異常な放
電ランプＬａの場合の検出値よりも低くなるような値に
設定すればよい。

【００４０】（実施例４）図４に本発明の第４の実施例
の概略回路図を示す。図４に示すように本実施例におけ
る放電灯点灯装置の基本構成は実施例３とほぼ共通であ
り、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略
し、本実施例の特徴となる部分についてのみ説明する。

【００４１】本実施例の放電灯点灯装置では、直流成分
をカットするための結合コンデンサＣ₀ を共振回路のコ
ンデンサＣ₁ とインダクタＬ₁ との間に設けている。ま
た、無負荷検出回路１８は放電ランプＬａのｂ側のフィ
ラメントにアノードが接続されたダイオードＤ₁₀₁ と、
このダイオードＤ₁₀₁ のカソードに接続されるとともに
タイマＩＣ１５に動作電源Ｅ₂ を供給するためのコンデ
ンサＣ₃ の高電位側の一端に接続された抵抗Ｒ₆ と、コ
ンデンサＣ₃ と並列に接続されたツェナーダイオードＺ
Ｄ₁ とを備えている。

【００４２】上記の構成において正常な放電ランプＬａ
が装着された場合には、直流電源Ｅ ₁ →スイッチＳＷ→
ａ側のフィラメント→抵抗Ｒ₁₀₁ →ｂ側のフィラメント
→ダイオードＤ₁₀₁ →抵抗Ｒ₆ →コンデンサＣ₃ という
直流電流ループが形成され、この直流電流ループに直流
電流が流れてコンデンサＣ₃ が充電されてタイマＩＣ１
５の動作電源Ｅ₂ が得られる。ところが、放電ランプＬ
ａが未装着であったり、あるいは装着されていてもフィ
ラメントが断線していた場合には、上記直流電流ループ
が遮断されて直流電流が流れなくなるため、コンデンサ
Ｃ₃ が充電されないことから動作電源Ｅ₂ が得られず、
タイマＩＣ１５の動作が停止する。これにより、放電ラ
ンプＬａが未装着であったり、フィラメントが断線した
場合でもインバータ回路Ａの出力端間に高電圧が印加さ
れるのを防止することができる。

【００４３】本実施例の構成によれば、実施例１〜３の
ように無負荷検出回路１８にスイッチング素子を用いる
必要がなく、回路構成を簡素化してコストの削減を図る
ことができる。 （実施例５）上述の第４の実施例においては、回路構成
が簡素化できるという利点があるものの発振回路１４や
駆動回路１３の動作電源Ｅ₂ が抵抗Ｒ₁₀₁ 及び抵抗Ｒ₆
を介して供給されるために損失が大きくなってしまう。
そこで、このような損失を低減させるために、図５に示
すような回路構成としてもよい。図５は本発明の第５の
実施例の概略回路図を示すものである。

【００４４】図５に示した本実施例の放電灯点灯装置で
は、商用電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジＤ
Ｂと、ダイオードＤ₁ 〜Ｄ₃ とコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ で
構成される周知の１／２谷埋回路１９により直流電源１
が構成されている。これは先の実施例４における直流電
源Ｅ₁ に相当する。また、インバータ回路Ａは特に限定
されるものでないが、例えば実施例４のようにトランジ
スタＱ₁ が自励発振し、トランジスタＱ₂ が他励発振制
御されるような直列インバータ回路であってもよい。こ
のようなインバータ回路Ａは図５に示すようにトランス
Ｔを具備し、その２次巻線から制御電源（実施例４にお
けるタイマＩＣ１５の動作電源Ｅ₂ ）を得るようにして
いる。例えば、図４に示した実施例４におけるインダク
タＬ₁ に補助巻線を巻き付けて上記２次巻線とすればよ
い。そして、補助巻線から得られる交流電圧をダイオー
ドＤ₆ 及びコンデンサＣ₄ により整流平滑して制御電源
を得るのである。勿論、この場合にはインバータ回路Ａ
が動作しなければ上記制御電源が得られないのは言うま
でもない。そして、整流平滑された制御電源はツェナー
ダイオードＺＤ₂ を介して第２の制御回路２１に供給さ
れている。ここで、第２の制御回路２１は、例えば実施
例４における駆動回路１３に相当し、放電ランプＬａの
脱着に際して特別な動作をしない機能を持つものであ
る。

【００４５】一方、放電ランプＬａのフィラメント間に
接続された抵抗Ｒ₁ と、ｂ側のフィラメントに接続され
た抵抗Ｒ₂ ，ダイオードＤ₄ 及びコンデンサＣ₃ の直列
回路と、コンデンサＣ₃ に並列に接続されたツェナーダ
イオードＺＤ₁ とで無負荷検出回路２２が構成されてお
り、放電ランプＬａが装着され、且つフィラメントが断
線していなければコンデンサＣ₃ が充電されて第１の制
御回路２０に動作電源が供給されるようになっている。
また、放電ランプＬａが未装着あるいはフィラメントが
断線している場合には、コンデンサＣ₃ の充電経路が遮
断されるために動作電源が得られず、第１の制御回路２
０の動作が停止してインバータ回路Ａの動作も停止する
ようになっている。ここで、第１の制御回路２０は、例
えば実施例１，２における発振回路６及び先行予熱回路
４、実施例３における発振回路６と寿命末期ランプ検出
回路１６、あるいは実施例４における発振回路６を含
み、インバータ回路Ａを構成するスイッチング素子のオ
ン・オフ制御を行なうものである。

【００４６】ところで、本実施例では直流電源１に１／
２谷埋回路１９を具備しているため、そのままではラン
プ電流波形の所謂クレストファクタ（Ｉpeak／Ｉ_RMS ）
が大きくなって発光効率が低下してしまうので、直流電
源１の出力電圧（電源電圧信号）を検出して第２の制御
回路２１に入力し、第２の制御回路２１においてクレス
トファクタを小さくするように所謂入力電圧フィードフ
ォワード制御を行なっている。これにより、放電ランプ
Ｌａの発光効率を向上させることができるだけでなく、
本来商用電源ＡＣの電圧リップルが乗ったトランスＴの
２次電圧（制御電圧）のリップル分を大幅に低減するこ
とができ、第２の制御回路２１に供給される制御電源も
安定あるいは損失を低減させることができるという利点
もある。なお、上記のフィードフォワード制御は必ずし
も第２の制御回路２１で行なう必要はない。

【００４７】以下、説明のために第１の制御回路２０は
実施例４における発振回路１４、第２の制御回路２１は
同じく駆動回路１３であるとする。図６（ａ）は発振回
路１４の動作電源となるコンデンサＣ₃ の両端電圧、同
図（ｂ）は同じく駆動回路１３の動作電源となるコンデ
ンサＣ₄ の両端電圧の経時変化を示す図である。図６に
おいて、放電ランプＬａの未装着時（時刻０〜ｔ₁ ）に
はコンデンサＣ ₃ には充電電流が流れないために充電電
荷はゼロであり、従ってコンデンサＣ₃の両端電圧も０
Ｖとなる。また、この場合には発振回路１４が動作しな
いためにコンデンサＣ₄ も充電されず、コンデンサＣ₄
の両端電圧も０Ｖである。

【００４８】時刻ｔ₁ にて放電ランプＬａを装着する
と、コンデンサＣ₃ に充電電流が流れてコンデンサＣ₃
の両端電圧は徐々に上昇し、時刻ｔ₂ で発振回路１４の
タイマＩＣ１５が動作を開始する電圧Ｖｃに達する。タ
イマＩＣ１５が動作すれば駆動回路１３も動作を開始し
てコンデンサＣ₄ にも充電電流が流れ、時刻ｔ₂ よりコ
ンデンサＣ₄ の両端電圧が徐々に上昇する。

【００４９】そして、コンデンサＣ₃ ，Ｃ₄ の両端電圧
の電位差が逆転するまでの時刻ｔ₂〜ｔ₃ まで、コンデ
ンサＣ₃ の両端電圧が下降していくが、時刻ｔ₃ 以降は
駆動回路１３の制御電源が完全にコンデンサＣ₄ の両端
電圧からのみ供給されるようになるから、コンデンサＣ
₃ の両端電圧も再び上昇し始め、コンデンサＣ₃ と並列
接続されたツェナーダイオードＺＤ₁ のツェナー電圧
（Ｖｄ）まで上昇して安定する。一方、コンデンサＣ₄
の両端電圧も上昇し、コンデンサＣ₄ に並列接続された
ツェナーダイオードＺＤ₂ のツェナー電圧Ｖｅまで上昇
する。ただし、Ｖｄ＜Ｖｅである。

【００５０】次に、時刻ｔ₄ で放電ランプＬａを外して
未装着状態にすると、コンデンサＣ ₃ の両端電圧は下降
し始め、タイマＩＣ１５の動作停止電圧Ｖａを下回ると
発振回路１４が停止し、駆動回路１３も動作を停止す
る。この結果、時刻ｔ₅ 以降はコンデンサＣ₄ の両端電
圧は徐々に低下していく。上記構成によれば、発振回路
１４と駆動回路１３とにそれぞれの別のコンデンサ
Ｃ₃ ，Ｃ₄ から動作電源（制御電源）を供給するように
したから、実施例１〜４で述べた効果を損なうことな
く、抵抗による損失を低減することができるのである。

【００５１】なお、本実施例では直流電源１に所謂１／
２谷埋回路１９を用いているが、一般的には図７に示す
ように、コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ の両端に商用電源ＡＣか
らの電源供給がオフした場合に充電電荷を引き抜くため
の放電抵抗Ｒ_L1，Ｒ_L2やその他の負荷が並列に接続され
ている。ここで、放電ランプＬａが外された場合にはイ
ンバータ回路２が動作しなくなるため、図７における負
荷Ｌは大幅に低減されることになる。

【００５２】ところで、一般にコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ の
耐圧をそれぞれＶc1(max) ，Ｖc2(max) とすると、Ｖc1
(max) ＝Ｖc2(max) 且つＶin(max) ＜Ｖc1(max) ＋Ｖc2
(max) を満たすように回路設計を行なう。ただし、Ｖin
(max) は１／２谷埋回路１９の最大入力電圧である。ま
た、コストの面から、Ｖin(max) ＞Ｖc1(max) 且つＶin
(max) ＞Ｖc2(max) となるように回路設計するのが普通
である。

【００５３】さて、１／２谷埋回路１９の出力端に接続
された負荷Ｌ（図５におけるインバータ回路Ａ）が上述
のように低減されると、コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ の充電量
は同一となるが放電量はそれぞれ接続される放電抵抗Ｒ
_L1，Ｒ_L2によって異なり、アンバランスとなる。このた
め、各コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ の両端電圧Ｖc1，Ｖc2もア
ンバランスとなり、一方のコンデンサＣ₁ （あるいはＣ
₂ ）の両端電圧が耐圧を越えてしまう可能性がある。よ
って、いかなる場合にも、Ｖc1＜Ｖc1(max) ，Ｖc2＜Ｖ
c2(max) の条件を満足するように放電抵抗Ｒ_L1，Ｒ_L2を
設計しなければならない。例えば、１００〔Ｖ〕系の場
合には、Ｖin(max) ＝１００〔Ｖ〕×１．４１×１．１
＝１５５〔Ｖ〕、Ｖc1(max) ＝Ｖc2(max) ＝１００
〔Ｖ〕であり、２００〔Ｖ〕系では、Ｖin(max) ＝２０
０〔Ｖ〕×１．４１×１．１＝３１０〔Ｖ〕、Ｖc1(ma
x) ＝Ｖc2(max) ＝２００〔Ｖ〕であるから、如何なる
状態においても次式を満足するように放電抵抗Ｒ_L1，Ｒ
_L2を設計する必要がある。

【００５４】

【数１】

【００５５】（実施例６）図８は本発明の第６の実施例
を示す概略回路図である。本実施例における放電灯点灯
装置は、商用電源ＡＣの交流電源を整流するダイオード
ブリッジＤＢの出力端間に昇圧チョッパ回路２３を介し
てインバータ回路２４が接続された構成を有している。

【００５６】昇圧チョッパ回路２３はダイオードブリッ
ジＤＢの正極の出力端に直列接続されたインダクタＬ₁
及びダイオードＤ₁ と、このダイオードＤ₁ を挟んでダ
イオードブリッジＤＢの出力端間に並列に接続されたス
イッチング素子ＳＷ₁ 及びコンデンサＣ₁ と、スイッチ
ング素子ＳＷ₁ のオン・オフ制御を行なうチョッパ制御
回路２３ａとを備え、ダイオードブリッジＤＢから出力
される脈流電圧を昇圧して直流出力電圧Ｖ_DCを得るもの
である。この昇圧チョッパ回路２３により、直流出力電
圧Ｖ_DCは商用電源ＡＣの電源電圧の最大値（商用電源Ａ
Ｃの電源電圧実効値の√２（≒１．４１）倍）以上の任
意の値に設定できるとともに、入力電流波形の歪を抑え
たり、回路の力率を改善することができる。なお、昇圧
チョッパ回路に限らず、降圧も可能な昇降圧チョッパ回
路であってもよい。

【００５７】インバータ回路２４は、昇圧チョッパ回路
２３の出力端間に接続されたインダクタＬ₂ とスイッチ
ング素子ＳＷ₂ との直列回路と、スイッチング素子ＳＷ
₂ と逆並列に接続されたダイオードＤ₂ と、インダクタ
Ｌ₂ と並列に接続されたコンデンサＣ₂ と、スイッチン
グ素子ＳＷ₂ とインダクタＬ₂ との接続点と放電ランプ
Ｌａの一方のフィラメントとの間に挿入されたインダク
タＬ₃ と、放電ランプＬａのフィラメント間に接続され
たコンデンサＣ₄ とを備えた一石式の電圧共振インバー
タ回路であり、制御回路２４ａによりスイッチング素子
ＳＷ₂ がオン・オフ制御されて先行予熱、始動、点灯が
行なわれる。

【００５８】ここで、ダイオードＤ₂ と並列にインダク
タＬ₄ とコンデンサＣ₃ の直列回路から成る副共振回路
２５が接続してある。この副共振回路２５の共振周波数
がインダクタＬ₂ ，Ｌ₃ とコンデンサＣ₂ ，Ｃ₄ から成
る基本の主共振回路の共振周波数のｎ倍となるようにイ
ンダクタＬ₄ とコンデンサＣ₃ を決定している。図９は
ｎ＝３とした場合に、主共振回路単独の場合のスイッチ
ング素子ＳＷ₂ の両端電圧波形及び電流波形（同図
（ａ））、および副共振回路２５単独の場合のスイッチ
ング素子ＳＷ₂ の両端電圧波形及び電流波形（同図
（ｂ））、それに本実施例のように２つの共振回路を組
み合わせた場合のスイッチング素子ＳＷ₂ の両端電圧波
形及び電流波形（同図（ｂ））を示すものである。

【００５９】すなわち、図９に示すように、スイッチン
グ素子ＳＷ₂ がオフの期間には、スイッチング素子ＳＷ
₂ がオンの期間にインダクタＬ₃ に蓄えられたエネルギ
が放出されることでダイオードＤ₂ に電流が流れること
になる。また、スイッチング素子ＳＷ₁ がオンの期間に
は正弦波状の電圧がスイッチング素子ＳＷ₂ の両端に印
加されるが、主共振回路による印加電圧波形（同図にお
ける実線部分）と、副共振回路２５による印加電圧波形
（同図における点線部分）との周波数が異なり（副共振
回路２５の共振周波数は主共振回路の３倍）、そのた
め、両者の共振電圧が加算されることでスイッチング素
子ＳＷ₂ の両端に印加される共振電圧のピーク値が低減
されることになる（同図（ｂ）参照）。その結果、主共
振回路だけの場合に比較して副共振回路２５を付加する
ことによりスイッチング素子ＳＷ₂の耐圧が低くて済む
という利点がある。

【００６０】上述のように、昇圧チョッパ回路２３と副
共振回路２５を具備した一石式の電圧共振インバータ回
路２４とを組み合わせて所謂マルチ共振タイプの放電灯
点灯装置を用いることにより、低騒音で、入力電圧変動
に強く、軽量で、入力電流波形歪が小さく、力率が高
く、ランプ電流のクレストファクタが小さく、ちらつき
のない放電灯点灯装置を得ることができる。また、放電
ランプＬａの始動時に昇圧チョッパ回路２３の動作を停
止あるいは直流出力電圧を抑制して始動させ、その後、
直流出力電圧を上昇させるようにチョッパ制御回路２３
ａにより制御すれば、スイッチング素子ＳＷ₂ に印加さ
れる電圧が小さくなるという一石式マルチ電圧共振タイ
プの特徴を生かすことができる。また、昇圧チョッパ回
路２３の直流出力電圧が上昇すれば、回路素子に流れる
電流が小さくなるため、発熱が減少し、回路素子の寿命
を延ばすことができるとともに、１００Ｖ系と２００Ｖ
系とでほぼ同じ回路構成で実現することができる。

【００６１】ところで、本実施例における無負荷検出回
路２６は、放電ランプＬａのｂ側のフィラメントにコン
デンサＣ₅ と並列に接続されて設けられている。この無
負荷検出回路２６は、昇圧チョッパ回路２３のコンデン
サＣ₁ →インダクタＬ₂ →インダクタＬ₃ →ａ側のフィ
ラメント→抵抗Ｒ₁ →ｂ側のフィラメント→無負荷検出
回路２６の経路で形成される直流電流ループに流れる電
流によりトランジスタＱ₁ にベース電流が供給されてオ
ンとなり、トランジスタＱ₁ がオンとなることでトラン
ジスタＱ₁ のコレクタにベースが接続されたトランジス
タＱ₂ がオンとなって、トランジスタＱ₂ のエミッタに
接続された直流電源Ｅ₃ からトランジスタＱ₂ を介して
制御電源Ｖccが昇圧チョッパ回路２３のチョッパ制御回
路２３ａとインバータ回路２４の制御回路２４ａとに供
給される。したがって、実施例１と同じように無負荷時
には上記直流電流ループが遮断されることでチョッパ制
御回路２３ａと制御回路２４ａとに制御電源Ｖccが供給
されなくなって動作が停止するのである。

【００６２】一方、放電ランプＬａの片方のフィラメン
トがエミレス状態になった場合には、何れの側のフィラ
メントがエミレス状態になるかによってｂ側のフィラメ
ントに接続されたコンデンサＣ₅ の両端電圧Ｖｃ₅ が負
にふる（フィラメント側が低電位となる）場合がある。
このため、コンデンサＣ₅ の両端電圧Ｖｃ₅ がトランジ
スタＱ₁ がオンとなる所定の基準電圧Ｖａよりも低い場
合にだけ無負荷と判別するのではなく、負の基準電圧Ｖ
ｂを定めて、Ｖｂ＜Ｖｃ₅ ＜Ｖａのときに無負荷と判別
するのが望ましい。そのため、本実施例においては、ト
ランジスタＱ₂のベースと、コンデンサＣ₅ 及びｂ側の
フィラメントの接続点との間にトランジスタＱ₁ やダイ
オードＤ₄ 等と並列にツェナーダイオードＺＤ₁ ，ダイ
オードＤ ₁ 及び抵抗Ｒ₄ の直列回路を接続してある。こ
れにより、コンデンサＣ₅ の両端電圧Ｖｃ₅ が負にふっ
た場合でも、Ｖｃ₅ ＜Ｅ₃ −Ｖ_ZD1 （Ｖ_ZD1 はツェナー
ダイオードＺＤ₁ のツェナー電圧）を満たせば、トラン
ジスタＱ₁ のオン・オフに関係なくトランジスタＱ₂ が
オンとなってチョッパ制御回路２３ａと制御回路２４ａ
とに制御電源Ｖccが供給される。ここで、無負荷検出回
路２６に流れる電流で見れば、上記直流電流ループから
無負荷検出回路２６に流れる電流をＩとすれば、トラン
ジスタＱ₁ がオンとなるような基準の電流をＩａ（＞
０）、トランジスタＱ₂ がオンとなるような基準の電流
をＩｂ（＜０）としたときに、Ｉ＞ＩａあるいはＩ＜Ｉ
ｂのときに無負荷と判別するのである。

【００６３】上記構成によれば、片側のフィラメントが
エミレス状態となった放電ランプＬａが装着された場合
でも、その装着方向によらずに放電ランプＬａの装着、
未装着及びフィラメントの断線を確実に検出し、放電ラ
ンプＬａの未装着やフィラメントの断線のような無負荷
状態においてインバータ回路の動作を確実に停止させる
ことができる。

【００６４】なお、上記実施例１〜６においては放電ラ
ンプを１つだけ点灯させる１灯の場合について説明した
が、２つの放電ランプを並列あるいは直列に接続して点
灯させるものであってもよく、放電ランプの灯数や接続
方法には特に限定されない。また、インバータ回路に電
源を供給する直流電源１も全波整流平滑、倍圧整流平
滑、チョッパ電源あるいは１／２谷埋平滑などを用いて
もよく、特に限定されるものではない。さらに、インバ
ータ回路も一石式の他に二石並列や二石直列でも、ある
いはフルブリッジ方式などどのようなタイプであっても
よく、また、その制御方式においても、完全な他励制御
以外に一石式のもので自励動作で他励制御を行なうもの
や、二石式の直列インバータ回路においては一方が他励
動作をし他方が自励動作を行なうものや、あるいは一方
が自励動作で他方が自励動作により他励制御を行なうよ
うなものであってもよい。

【００６５】

【発明の効果】請求項１の発明は、直流電源からの直流
電力を高周波の交流電力に変換してフィラメントを有す
る１乃至複数の放電ランプに供給する高周波変換手段
と、１乃至複数の放電ランプの全てのフィラメントを含
んで形成される直流電流ループに流れる電流に応じて無
負荷状態を判別するとともに無負荷の場合には高周波変
換手段の動作を停止させる無負荷検出制御手段とを備え
たので、放電ランプが装着されていなかったり、あるい
はフィラメントの断線した放電ランプが装着されている
ような無負荷状態においては、全ての放電ランプのフィ
ラメントを含んで形成される直流電流ループが遮断され
るため、直流電流ループに直流電流が流れなくなること
で無負荷検出制御手段により無負荷状態を確実に判別
し、高周波変換手段の動作を停止させて無負荷状態にお
いて高周波変換手段の出力端間に高周波数の高電圧が印
加されるのを防止することができ、他励式あるいは自励
式と他励式とを組み合わせた高周波変換手段において様
々な機能が容易に付加しながら、放電ランプの装着・未
装着及びフィラメントの断線を確実に検出して最適な制
御を行なうことができるという効果がある。

【００６６】請求項２の発明は、商用電源の電源電圧を
スイッチング手段により断続することで昇圧あるいは降
圧された直流電源を得るチョッパ回路を直流電源に具備
し、主共振回路と、主共振回路の共振周波数に１より大
きい倍率を乗じた共振周波数を有する副共振回路とを有
して直流電源から主共振回路及び副共振回路への印加電
圧をスイッチング素子のオン・オフにより断続させて主
共振回路及び副共振回路の共振で生じる振動電力を放電
ランプに供給するようにした高周波変換手段を備え、少
なくとも放電ランプの始動時にはチョッパ回路の動作を
停止あるいは出力を低下させるようにスイッチング手段
を制御する制御手段を具備したので、主共振回路により
スイッチング素子に印加される電圧の一部を副共振回路
に印加するため、副共振回路の共振周波数を適宜設定す
れば、スイッチング素子への電圧ストレスを低減するこ
とができ、しかも、放電ランプ始動時には制御手段によ
りチョッパ回路のスイッチング手段を制御して高周波変
換手段に供給される直流電圧を停止あるいは低下させる
ことにより、スイッチング素子への電圧ストレスをさら
に低減することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１を示す概略回路図である。

【図２】実施例２を示す概略回路図である。

【図３】実施例３を示す概略回路図である。

【図４】実施例４を示す概略回路図である。

【図５】実施例５を示す概略回路図である。

【図６】（ａ）及び（ｂ）は同上の動作を説明するため
の波形図である。

【図７】同上の動作を説明するための回路図である。

【図８】実施例６を示す概略回路図である。

【図９】（ａ）及び（ｂ）は同上の動作を説明するため
の波形図である。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ インバータ回路 ４ 先行予熱回路 ８ 励起回路 １０ 無負荷検出回路 Ｌａ 放電ランプ Ｖcc 制御電源

フロントページの続き (72)発明者 濱本 勝信 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 一村 省互 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源からの直流電力を高周波の交流
   電力に変換してフィラメントを有する１乃至複数の放電
   ランプに供給する高周波変換手段と、１乃至複数の放電
   ランプの全てのフィラメントを含んで形成される直流電
   流ループに流れる電流に応じて無負荷状態を判別すると
   ともに無負荷の場合には高周波変換手段の動作を停止さ
   せる無負荷検出制御手段とを備えたことを特徴とする放
   電灯点灯装置。
2. 【請求項２】 商用電源の電源電圧をスイッチング手段
   により断続することで昇圧あるいは降圧された直流電源
   を得るチョッパ回路を直流電源に具備し、主共振回路
   と、主共振回路の共振周波数に１より大きい倍率を乗じ
   た共振周波数を有する副共振回路とを有して直流電源か
   ら主共振回路及び副共振回路への印加電圧をスイッチン
   グ素子のオン・オフにより断続させて主共振回路及び副
   共振回路の共振で生じる振動電力を放電ランプに供給す
   るようにした高周波変換手段を備え、少なくとも放電ラ
   ンプの始動時にはチョッパ回路の動作を停止あるいは出
   力を低下させるようにスイッチング手段を制御する制御
   手段を具備して成ることを特徴とする請求項１記載の放
   電灯点灯装置。