JPH08103034A - 充電回路 - Google Patents
充電回路Info
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- JPH08103034A JPH08103034A JP6235764A JP23576494A JPH08103034A JP H08103034 A JPH08103034 A JP H08103034A JP 6235764 A JP6235764 A JP 6235764A JP 23576494 A JP23576494 A JP 23576494A JP H08103034 A JPH08103034 A JP H08103034A
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Abstract
必要とせず、回路構成を簡略化できることを目的とす
る。 【構成】 電流検出トランジスタQ2 は、出力トランジ
スタQ1 が出力するバッテリBTの充電電流IBAT と所
定比(n2 /n1 )の検出電流IC2を出力する。電流圧
縮回路22は、検出電流IC2を所定圧縮比で圧縮した圧
縮電流IO22 を出力する。誤差電流検出回路12は、充
電電圧VBAT の値に応じて充電電流IBATの値に対応す
る基準電流値を切り換えられ、電流圧縮回路22からの
圧縮電流I O22 と基準電流値との差に応じた誤差電流を
生成する。トランジスタ駆動回路21は、誤差電流を増
幅したベース電流IB1を生成して出力トランジスタQ1
に供給する。バッテリ電圧VBAT が基準電圧Vr2に達す
るとコンパレータ26により充電が停止される。
Description
バッテリを規定電流で充電する充電回路に関する。
成図を示す。充電回路70は、バッテリBTを規定電圧
に充電する回路であり、PNP型の出力トランジスタQ
71、NPN型の制御トランジスタQ72、充電電流検出用
外付け抵抗RD 、増幅器74と抵抗R21,R22からなる
増幅回路73、スイッチSW11 、電流制御回路75,7
6、定電流IS79 の定電流源79、スイッチSW11 を切
り換えるコンパレータ77、充電を停止させるためのコ
ンパレータ78から構成される。充電回路70の外付け
抵抗RD を除く部分は、例えば、集積回路として構成さ
れる。
回路であり、電流制御回路76は、急速充電のための回
路である。
出力トランジスタQ71のエミッタに供給される。出力ト
ランジスタQ71のコレクタに接続される出力端子82
は、バッテリBTのプラス電極に接続され、バッテリB
Tのマイナス電極は、外付け抵抗RD を介して接地され
ている。
ッテリBTに充電電流IBAT が流れる。抵抗RD の両端
には、充電電流IBAT に比例した電圧降下(検出電圧)
が発生する。この検出電圧は、増幅回路73で増幅され
る。
基準電圧Vr13 未満のとき低電流充電を行い、基準電圧
Vr13 以上かつ充電を停止する基準電圧Vr14 以下のと
き急速充電を行う。このため、後述のように、バッテリ
電圧VBAT で電流制御回路75,76を切り換えて、充
電電流IBAT を切り換える。
視用回路にて、低電流充電時と急速充電時のバッテリ電
圧VBAT を監視することで、バッテリBTの状態が正常
か異常かを判断することができる。このように、バッテ
リBTの良否を判断するために、2段階の充電電流を設
けている。
r13 未満のときは、コンパレータ77によりスイッチS
W11 が制御されて、スイッチSW11 の接点は端子aに接
続される。この際、抵抗RD で検出された検出電圧が増
幅回路73で増幅されて、電流制御回路75の非反転入
力端子に供給される。
圧と反転入力端子の基準電圧Vr11の差の電圧に比例し
た出力電流を生成する。出力電流の極性は、非反転入力
端子側が反転入力端子に対してプラスのときに出力端子
に流入する向きである。なお、非反転入力端子の電圧が
反転入力端子の基準電圧Vr11 より低い場合には、出力
電流は流れない。
路75の出力電流で、トランジスタQ72のベース電流の
制御を行い、トランジスタQ71のコレクタ電流を決めて
いる。
された電圧と基準電圧Vr11 を比較して、トランジスタ
Q72のベース電流を制御して充電電流IBAT を制御して
いる。
BAT の関係を示す特性図である。図に示すように、バッ
テリBTの電圧VBAT が、基準電圧Vr13 未満のとき
に、IBAT =IBAT11 で、低電流充電が行われるよう
に、基準電圧Vr11 の値を設定してある。
r13 以上のときは、コンパレータ77によりスイッチS
W11 が制御されて、スイッチSW11 の接点は端子bに接
続される。この際、抵抗RD で検出された検出電圧が増
幅回路73で増幅されて、電流制御回路76の非反転入
力端子に供給される。
圧と反転入力端子の基準電圧Vr12を比較して、出力電
流の制御を行う。出力電流の極性は、非反転入力端子側
が反転入力端子に対してプラスのときに出力端子に流入
する向きである。なお、非反転入力端子の電圧が、反転
入力端子の基準電圧Vr12 より低い場合には、出力電流
は流れない。
路76の出力電流の差の電流が、トランジスタQ72のベ
ース電流となり、トランジスタQ72のコレクタ電流が、
出力トランジスタQ71のベース電流となる。
された電圧と基準電圧Vr12 を比較して、トランジスタ
Q72のベース電流を制御して充電電流IBAT を制御して
いる。
BAT が、基準電圧Vr13 以上のときに、IBAT =I
BAT12 で、急速充電が行われるように、基準電圧Vr12
の値を設定してある。
ッテリ電圧VBAT を比較する、電流出力型のコンパレー
タである。バッテリ電圧VBAT が基準電圧Vr14 に達し
ない場合は、コンパレータ78の出力端子はオープンと
なり出力端子には出力電流が流入しない。この場合、前
記のように、IBAT11 による低電流充電又はIBAT12に
よる急速充電が行われる。
した場合は、定電流源79からの電流IS79 が全て、コ
ンパレータ78の出力端子に流入し、トランジスタQ72
のベース電流が0となる。これにより、IBAT =0とな
り、充電が停止される。
従来の充電回路70は、充電電流IBAT を検出するため
に、外付けの電流検出用抵抗RD を必要とする。このた
め、部品点数が多くなり、占有スペースが大きくなる問
題がある。また、外付け抵抗RD には高精度の抵抗が必
要となり、コストが高くなる。
があり、回路構成が複雑となり、その分コストが高くな
る問題がある。
で、電流検出用抵抗を必要とせず、回路構成を簡略化で
きる充電回路を提供することを目的とする。
路は、二次電池に充電電流を供給する出力トランジスタ
と、前記出力トランジスタとベース及びエミッタが共通
接続され、前記出力トランジスタと所定エミッタ面積比
を設定されており、前記出力トランジスタから出力され
る充電電流と所定比の検出電流を出力する電流検出トラ
ンジスタと、前記電流検出トランジスタから供給される
検出電流を所定圧縮比で圧縮した圧縮電流を出力する電
流圧縮回路と、前記二次電池の電圧値に応じて充電電流
の設定値に対応する基準電流値を切り換えられ、前記電
流圧縮回路から供給される圧縮電流と前記基準電流値と
の差に応じた誤差電流を生成する誤差電流検出回路と、
前記誤差電流検出回路から供給される誤差電流を増幅し
た出力トランジスタ駆動電流を生成して前記出力トラン
ジスタに供給する出力トランジスタ駆動回路とを有する
構成とする。
路に、更に、前記二次電池の電圧と基準電圧とを比較し
て、前記二次電池の電圧が前記基準電圧に達したとき、
前記出力トランジスタ駆動電流を制御して充電を停止さ
せる充電停止回路を備える構成とする。
充電電流を供給する出力トランジスタと、前記出力トラ
ンジスタとベース及びエミッタが共通接続され、前記出
力トランジスタと所定エミッタ面積比を設定されてお
り、前記出力トランジスタから出力される充電電流と所
定比の検出電流を出力する電流検出トランジスタと、前
記二次電池の電圧値に応じて充電電流の設定値に対応す
る電流圧縮比を切り換えられ、前記電流検出トランジス
タから供給される検出電流を前記電流圧縮比で圧縮した
圧縮電流を出力する電流圧縮比切り換え回路と、前記電
流圧縮比切り換え回路から供給される圧縮電流と基準電
流値との差に応じた誤差電流を生成する誤差電流検出回
路と、前記誤差電流検出回路から供給される誤差電流を
増幅した出力トランジスタ駆動電流を生成して前記出力
トランジスタに供給する出力トランジスタ駆動回路とを
有する構成とする。
路に、更に、前記二次電池の電圧と基準電圧とを比較し
て、前記二次電池の電圧が前記基準電圧に達したとき、
前記出力トランジスタ駆動電流を制御して充電を停止さ
せる充電停止回路を備える構成とする。
より充電電流を検出するため、二次電池と直列の電流検
出用抵抗を設ける必要がない。
で検出された検出電圧を増幅する高精度の増幅回路を必
要としない。電流圧縮回路は極簡単な回路構成で実現で
き、また、回路構成が簡単な誤差電流検出回路の基準電
流値を二次電池の電圧値に応じて切り換えることで、充
電電流の設定値を切り換えることができる。このため、
従来の複数の電流制御回路を切り換える構成に比べて、
回路構成を簡略化することを可能とする。
り、二次電池の電圧が前記基準電圧に達したとき出力ト
ランジスタ駆動電流を制御して充電を停止させることを
可能とする。
タにより充電電流を検出するため、二次電池と直列の電
流検出用抵抗を設ける必要がない。
で検出された検出電圧を増幅する高精度の増幅回路を必
要としない。また、回路構成が簡単な電流圧縮比切り換
え回路の電流圧縮比を二次電池の電圧値に応じて切り換
えることで、充電電流の設定値を切り換えることがで
き、誤差電流検出回路は極簡単な回路構成で実現でき
る。このため、従来の複数の電流制御回路を切り換える
構成に比べて、回路構成を簡略化することを可能とす
る。
り、二次電池の電圧が前記基準電圧に達したとき出力ト
ランジスタ駆動電流を制御して充電を停止させることを
可能とする。
の構成図を示す。充電回路10は、リチウム・イオン電
池等のバッテリBT(二次電池)を規定電圧に充電する
回路である。充電回路10は、出力トランジスタQ1 、
電流検出トランジスタQ2、出力トランジスタ駆動回路
21、電流圧縮回路22、誤差電流検出回路12、コン
パレータ31、充電停止用のコンパレータ26(充電停
止回路)から構成される。誤差電流検出回路12は、定
電流回路23,24、スイッチ回路SWa、カレントミラ
ー回路25、定電流源27から構成される。充電回路1
0は、例えば、集積回路として構成される。 入力電圧
VINは、入力端子35を介して、出力トランジスタQ1
のエミッタに供給される。出力トランジスタQ1 のコレ
クタに接続された出力端子36は、バッテリBTのプラ
ス電極に接続され、バッテリBTのマイナス電極は、接
地されている。
出力トランジスタQ1 のコレクタ電流IC1に一致する。
ジスタQ1 とカレントミラー接続であり、ベース,エミ
ッタが共通接続とされている。トランジスタQ1 とトラ
ンジスタQ2 は、エミッタ面積比がn1 :n2 に設定さ
れており、従って、コレクタ電流の比がn1 :n2 に設
定されている。これにより、トランジスタQ2 のコレク
タ電流IC2は、下記(1) 式のようになる。
IC2は、出力トランジスタQ1 のコレクタ電流IC1の
(1/k1 )となる。IC1≒IBAT であるので、下記
(2) 式が成立する。
(1/k1 )に圧縮した検出電流が、トランジスタQ2
のコレクタ電流IC2として検出される。
ら供給される入力電流IC2を圧縮比(1/k2 )で圧縮
した圧縮電流IO22 を出力する。前記(2) 式から、電流
IO2 2 は、下記(3) 式で表せる。
内の定電流回路23の一端,カレントミラー回路25の
入力端子に接続され、また、スイッチ回路SWaを介して
定電流回路24に接続されている。定電流回路23,2
4は、夫々、定電流IS23 ,IS24 を生成する。
基準電圧Vr1未満のとき低電流充電を行い、基準電圧V
r1以上かつ充電を停止する基準電圧Vr2以下のとき急速
充電を行う。このため、後述のように、バッテリ電圧V
BAT を監視して誤差電流検出回路12の基準電流値を切
り換えて、充電電流IBAT を切り換える。
視用回路にて、低電流充電時と急速充電時のバッテリ電
圧VBAT を監視することで、バッテリBTの状態が正常
か異常かを判断することができる。
VBAT を基準電圧Vr1と比較して、バッテリBTの電圧
VBAT が基準電圧Vr1未満のときは、スイッチ回路SWa
をオフにし、バッテリBTの電圧VBAT が基準電圧Vr1
以上のときは、スイッチ回路SWaをオンにする。
トミラー回路25の入力電流II25は、下記(4) 式で表
せる。
25の入力電流II25は、は、下記(5) 式で表せる。
力電流IO25 を生成する。
は、カレントミラー回路25の出力電流IO25 は、下記
(6) 式で表せる。
25の出力電流IO25は、は、下記(7) 式で表せる。
定電流源27に接続されると共に、出力トランジスタ駆
動回路21の入力端子に接続されている。スイッチ回路
SWaがオフの場合は、IS27 +IS23 の値が、誤差電流
検出回路12の基準電流値である。また、スイッチ回路
SWaがオンの場合は、IS27 +IS23 +IS24 の値が、
誤差電流検出回路12の基準電流値である。
ランジスタ駆動回路21には、IS2 7 −IO25 =IS27
+IS23 −IO22 なる誤差電流が、入力電流として供給
される。スイッチ回路SWaがオンの場合は、出力トラン
ジスタ駆動回路21には、I S27 −IO25 =IS27 +I
S23 +IS24 −IO22 なる誤差電流が、入力電流として
供給される。出力トランジスタ駆動回路21は、誤差電
流を増幅した出力電流を生成する。この出力電流は、出
力トランジスタQ1 のベースドライブ電流IB1(出力ト
ランジスタ駆動電流)として、出力トランジスタQ1 の
ベースに供給される。
FE1 とすると、出力トランジスタQ1は、ベース電流I
B1のhFE1 倍のコレクタ電流IC1を生成する。なお、n
1 >>n2 に設定されるため、トランジスタQ2 のベー
ス電流IB2<<IB1となり、トランジスタQ2 のベース
電流IB2は、無視することができる。
の増幅度は、極めて大きな値に設定されている。このた
め、IO25 ≒IS27 となるように、出力トランジスタQ
1 のベース電流IB1、出力トランジスタQ1 のコレクタ
電流IC1、トランジスタQ2のコレクタ電流IC2が制御
される。この結果、充電電流IBAT が一定値に制御され
る。
で、スイッチ回路SWaがオフの場合は、IO25 ≒IS27
とすると、前記(6) 式から下記(8) 式が成立する。
充電電流IBAT の関係を示す特性図である。図3に示す
ように、バッテリBTの電圧VBAT が基準電圧Vr1未満
のときは、(10)式で定まる一定充電電流IBAT1で、バッ
テリBTの低電流充電が行われる。
で、スイッチ回路SWaがオンの場合は、IO25 ≒IS27
とすると、前記(7) 式から、下記(11)式が成立する。
以上のときは、(13)式で定まる一定充電電流IBAT2で、
バッテリBTの急速充電が行われる。
圧Vr2とバッテリ電圧VBAT を比較する、電流出力型の
コンパレータである。バッテリ電圧VBAT が基準電圧V
r2に達しない場合は、コンパレータ26の出力端子はオ
ープンとなり出力端子には出力電流が流入しない。この
場合、前記のように、IBAT1による低電流充電又はI
BAT2による急速充電が行われる。
た場合は、定電流源27からの電流IS27 が全て、コン
パレータ26の出力端子に流入し、出力トランジスタ駆
動回路21の入力電流が0となり、IB1=0となる。こ
れにより、IBAT =0となり、充電が停止される。
な回路図を示す。図2において、図1と同一構成部分に
は、同一符号を付し、適宜説明を省略する。
型トランジスタQ33〜Q36、抵抗R 5 〜R7 ,R1 ,R
2 から構成される。
タQ3 ,Q4 、抵抗R3 ,R4 、ダイオードQ5 ,Q6
から構成される。トランジスタQ3 とトランジスタQ4
は、カレントミラー接続であり、ベースが共通接続さ
れ、エミッタが抵抗R3 ,R4を介して接続されてい
る。
ミッタ面積比と、抵抗R3 ,R4 の設定により、トラン
ジスタQ3 とトランジスタQ4 のコレクタ電流比が、n
3 :n4 に設定されている。
電流圧縮回路22の出力電流IO22となる。出力電流I
O22 =IC4の入力電流IC2に対する電流圧縮率1/k2
は、下記(14)式となる。
Q31,Q32で構成されており、入力端子であるトランジ
スタQ31のコレクタは、電流圧縮回路22の出力端子で
あるトランジスタQ4 のコレクタに接続されている。
Q20は、カレントミラー接続であり、ベースとエミッタ
が共通接続されている。トランジスタQ10,Q11,
Q26,Q 20のエミッタには、基準電圧Vr2が供給されて
いる。また、PNP型トランジスタQ12,Q15は、ベー
スが上記トランジスタのベースに共通続されている。後
述するように、トランジスタQ12,Q15は、バッテリB
Tの電圧VBAT が、基準電圧Vr2より低いときには、オ
フの状態にある。
Q17,Q18,電流IS33 の定電流源33から構成され、
電流IS33 と等しい定電流IS32 をトランジスタQ17の
コレクタ電流IC17 として出力する。定電流回路32の
出力端子であるトランジスタQ17のコレクタは、トラン
ジスタQ10,Q11,Q26,Q20のベースに接続されてい
る。ダイオード接続のトランジスタQ10を介して、定電
流回路32に定電流I S32 が流れる。
Q20,Q21,カレントミラー接続のNPN型トランジス
タQ22,Q23から構成されている。トランジスタQ21の
ベースは、ダイオードQ24,Q25を介して接地されてい
る。
カレントミラー接続であり、トランジスタQ20のコレク
タ電流IC20 は、トランジスタQ10のコレクタ電流I
C10 と等しくなる。トランジスタQ20のコレクタ電流
は、トランジスタQ21のエミッタ,コレクタを介してト
ランジスタQ22のコレクタに流れる。トランジスタQ23
とトランジスタQ22は、エミッタ面積比を1:1に設定
してあるため、トランジスタQ23には、トランジスタQ
22のコレクタ電流と等しい値のコレクタ電流が流れる。
トランジスタQ23のコレクタ電流が、定電流回路23の
出力電流IS23 となる。
コレクタ電流とほぼ等しく、定電流回路32の電流I
S32 とほぼ等しい。トランジスタQ23のコレクタは、電
流圧縮回路22の出力端子であるトランジスタQ4 のコ
レクタに接続されている。
Q26,Q27,カレントミラー接続のNPN型トランジス
タQ28,Q29から構成されている。図1のスイッチ回路
SWaに相当する部分は、一端に電圧VS1が供給されたス
イッチSW1,スイッチSW1の他端にベースが接続された
トランジスタQ30から構成される。
カレントミラー接続であり、トランジスタQ26のコレク
タ電流IC26 は、トランジスタQ10のコレクタ電流I
C10 と等しくなる。トランジスタQ27のコレクタには、
トランジスタQ26のコレクタ電流とほぼ等しい値のコレ
クタ電流が流れる。
VBAT を基準電圧Vr1と比較して、バッテリBTの電圧
VBAT が基準電圧Vr1未満のときは、スイッチSW1をオ
ンにする。このとき、トランジスタQ30がオンとなり、
トランジスタQ26のコレクタ電流は、トランジスタQ27
を介してトランジスタQ30のコレクタに流れる。これに
より、トランジスタQ29はオフとなり、トランジスタQ
29のコレクタからは、出力電流IS24 が出力されない。
このとき、図1のスイッチ回路SWaがオフの状態に相当
する。
以上のときは、コンパレータ31は、スイッチSW1をオ
フにし、トランジスタQ30がオフとなる。このとき、ト
ランジスタQ26のコレクタ電流は、トランジスタQ27を
介してトランジスタQ28のコレクタに流れる。トランジ
スタQ28とトランジスタQ29のエミッタ面積比は、1:
m1 に設定されている。このため、トランジスタQ29の
コレクタ電流,即ち、定電流回路24の出力電流IS24
は、トランジスタQ28のコレクタ電流のm1 倍となる。
ンジスタQ26のコレクタ電流とほぼ等しく、定電流回路
32の電流IS32 とほぼ等しい。このため、定電流I
S24 の値は、定電流回路32の電流IS32 のほぼm1 倍
となり、また、電流IS23 のほぼm1 倍となる。
Q31とトランジスタQ32のエミッタ面積比は1:1に設
定されており、トランジスタQ32のコレクタ電流は、ト
ランジスタQ31のコレクタ電流と等しくなる。カレント
ミラー回路25の入力電流I I25 はトランジスタQ31の
コレクタ電流であり、出力電流IO25 はトランジスタQ
31のコレクタ電流である。カレントミラー回路25の出
力端子であるトランジスタQ32のコレクタは、出力トラ
ンジスタ駆動回路21の入力端子であるトランジスタQ
33のベースに接続されている。
Q33のベースに接続されたトランジスタQ11で構成され
ている。トランジスタQ11は、トランジスタQ10とカレ
ントミラー接続とされており、トランジスタQ11のコレ
クタからは、トランジスタQ 10のコレクタ電流IC10 と
等しいコレクタ電流IC11 が定電流IS27 として流れ出
す。
タQ12、カレントミラー接続のNPN型トランジスタQ
13,Q14で構成されている。コンパレータ26の出力端
子であるトランジスタQ14のコレクタは、トランジスタ
Q33のベースに接続されている。
より低い場合には、トランジスタQ 12がオフであり、ト
ランジスタQ13,Q14もオフとなる。このため、トラン
ジスタQ14のコレクタには、出力電流が流れない。
に達した場合には、トランジスタQ 12がオンとなり、ト
ランジスタQ13,Q14もオンとなる。このとき、トラン
ジスタQ12のコレクタ電流は、トランジスタQ10のコレ
クタ電流IC10 と等しくなる。トランジスタQ13とトラ
ンジスタQ14のエミッタ面積比は1:1に設定されてお
り、トランジスタQ14のコレクタ電流IC14 もトランジ
スタQ12のコレクタ電流と等しくなる。このとき、トラ
ンジスタQ11のコレクタ電流IC11 =IS27 が全てトラ
ンジスタQ14のコレクタに流入する。
説明する。
基準電圧Vr1<基準電圧Vr2であるので、トランジスタ
Q12のベース・エミッタ間電圧VBE12、トランジスタQ
15のベース・エミッタ間電圧VBE15は、トランジスタQ
10のベース・エミッタ間電圧VBE10に比べてかなり小さ
く、トランジスタQ12,Q15はオフとなる。一方、カレ
ントミラー接続のトランジスタQ10,Q11,Q26,Q20
がオンの状態にある。このとき、IS32 =IC17 =I
C10 である。
未満のときは、前記のように、スイッチSW1がオンで、
定電流回路24のトランジスタQ29には、コレクタ電流
IS2 4 は流れない。一方、定電流回路23の出力電流I
S23 が、トランジスタQ23のコレクタに流れる。
入力電流II25 と出力電流IO25 は共に等しく、IO25
=II25 =IO22 −IS23 =IC4−IS23 となる。ま
た、トランジスタQ11のコレクタからは、定電流IS27
が流れ出す。IS23 ,IS27 は共に、定電流回路32の
電流IS32 にほぼ等しく、IS27 =IS23 である。
21の増幅度は極めて大きな値に設定されている。この
ため、カレントミラー回路25の出力電流IO25 =I
S27 となるように、出力トランジスタQ1 のベース電流
IB1、コレクタ電流IC1、トランジスタQ2 のコレクタ
電流IC2が制御される。これにより、充電電流IBAT が
一定値に制御される。
充電電流IBAT は、下記(15)式で表せる。
未満のときは、(15)式で定まる一定充電電流IBAT1で、
バッテリBTの低電流充電が行われる。
r2−Vα未満の場合、トランジスタQ12のベース・エミ
ッタ間電圧VBE12、トランジスタQ15のベース・エミッ
タ間電圧VBE15は、トランジスタQ10のベース・エミッ
タ間電圧VBE10に比べて小さく、トランジスタQ12,Q
15はオフとなっている。一方、カレントミラー接続のト
ランジスタQ10,Q11,Q26,Q20がオンの状態にあ
る。
以上のときは、前記のように、スイッチSW1がオフで、
定電流回路24のトランジスタQ29には、コレクタ電流
IS2 4 が流れる。一方、定電流回路23の出力電流I
S23 が、トランジスタQ23のコレクタに流れる。なお、
前記のように、IS24 =m1 ・IS23 である。
入力電流II25 と出力電流IO25 は共に等しく、IO25
=II25 =IO22 −IS23 −IS24 =IC4−IS23 −I
S24となる。また、トランジスタQ11のコレクタから
は、定電流IS27 が流れ出す。IS23 ,IS27 は共に、
定電流回路32の電流IS23 にほぼ等しく、IS27 =I
S23 である。
が、IO25 =IS27 となるように、出力トランジスタQ
1 のベース電流IB1、コレクタ電流IC1、トランジスタ
Q2のコレクタ電流IC2が制御される。これにより、充
電電流IBAT が一定値に制御される。
IS23 、IS27 =IS23 から、充電電流I BAT は、下記
(16)式で表せる。
圧Vr1以上,Vr2−Vα未満のときは、(16)式で定まる
一定充電電流IBAT2で、バッテリBTの急速充電が行わ
れる。
r2−Vα以上になると、トランジスタQ15のベース・エ
ミッタ間電圧VBE15が大きくなり、トランジスタQ15に
コレクタ電流IC15 が流れはじめる。このため、IS32
=IC17 =IC1 0 +IC15 となる。
ミッタ面積比は、大きな比、例えば、1:5に設定して
ある。このため、VBAT =Vr2のポイントでは、IC15
=5・IC10 となる。
20,Q26のコレクタ電流、IC11 ,IC20 ,IC26 の値
は、IC10 =IC11 =IC20 =IC26 =IS32 /6 と
なる。
増加してVr2に近づくに連れて、I C11 ,IC20 ,I
C26 の値がIS32 /6へと徐々に減少していき、従っ
て、IS2 7 ,IS23 ,IS24 の値がIS32 /6へと徐々
に減少していく。これにより、充電電流IBAT も徐々に
減少していく。
r2に達すると、コンパレータ26のトランジスタQ12の
ベース・エミッタ間電圧VBE12が、トランジスタQ10の
ベース・エミッタ間電圧VBE10に等しくなり、トランジ
スタQ12,Q13,Q14がオンとなる。前記のように、ト
ランジスタQ12は、トランジスタQ10,Q11とエミッタ
面積比が1:1に設定されており、また、トランジスタ
Q14のコレクタ電流I C14 は、トランジスタQ12のコレ
クタ電流に等しい。このため、トランジスタQ 14のコレ
クタ電流IC14 は、トランジスタQ11のコレクタ電流I
C11 に等しくなり、IC14 =IC11 =IS27 となる。
IC11 =IS27 が全てトランジスタQ14に流れ込み、出
力トランジスタ駆動回路21のトランジスタQ33には、
ベース電流が供給されない。これにより、トランジスタ
Q33,Q34,Q35,Q36がオフとなり、出力トランジス
タQ1 にベース電流IB1が供給されず、出力トランジス
タQ1 がオフとなる。この結果、充電電流IBAT =0と
なり、充電が停止される。このように、バッテリBTの
電圧VBAT が基準電圧Vr2に達すると、図3に示すよう
に、充電電流IBAT =0となり、充電が停止される。
1 =220,n2 =2として、1/k1 =2/220=
1/110に設定し、n3 =6、n4 =1として、1/
k2 =1/7に設定した場合を考える。
BAT1=5mAとする場合、前記(15)式から、IS23 =I
S27 =3.25μAが設定値として得られる。
/n1 )・IBAT1=45.5μAとなり、IO22 =IC4
=(1/k2 )・IC2=45.5/7=6.5μAとな
る。
3.25μAに設定すると、IO22 =6.5μAのとき
に、IO25 =IO22 −IS23 =IS27 となり、低電流充
電時の充電電流IBAT が、IBAT1=5mAの一定値に制
御される。
に設定すると、(15)式、(16)式より、IBAT2=9・I
BAT1=9・5=45mAに設定される。
C2=(n2 /n1 )・IBAT2=409μAとなり、I
O22 =IC4=(1/k2 )・IC2=409/7≒58.
5μAとなる。
IS23 =16×3.25μA=52μAとなる。
IO25 =IO22 −IS23 −IS24 =IS27 となり、急速
充電時の充電電流IBAT が、IBAT2=45mAの一定値
に制御される。
では、電流検出トランジスタQ1 により十分な精度で充
電電流IBAT を検出するため、バッテリBTと直列に外
付けの電流検出用抵抗を設ける必要がなく、従来回路に
比べて部品点数と占有スペースを削減し、コストを削減
することができる。
による検出電圧を増幅する高精度の増幅回路を必要とせ
ず、電流圧縮回路22はカレントミラー構成の極簡単な
回路構成で実現でき、また、簡単な回路構成の誤差電流
検出回路12で充電電流IBA T の設定値IBAT1,IBAT2
を切り換えることができる。このため、従来の複数の電
流制御回路を切り換える構成に比べて回路構成を簡略化
することができる。また、必要に応じて、定電流回路2
4と同様のオン・オフ可能な定電流回路を複数設けるこ
とで、更に多くの充電電流IBAT の設定値を切り換える
構成を、容易に実現することができる。
0の構成図を示す。充電回路40は、バッテリBTを規
定電圧に充電する回路である。図4において、図1と同
一構成部分には、同一符号を付し、適宜説明を省略す
る。充電回路40は、出力トランジスタQ1 、電流検出
トランジスタQ2 、出力トランジスタ駆動回路21、電
流圧縮比切り換え回路44、コンパレータ51、誤差電
流検出回路42、充電停止用のコンパレータ26から構
成される。誤差電流検出回路42は、定電流回路23、
カレントミラー回路25、定電流源27から構成され
る。充電回路40は、例えば、集積回路として構成され
る。
出力トランジスタQ1 のコレクタ電流IC1に一致する。
電流検出トランジスタQ2 は、出力トランジスタQ1 と
カレントミラー接続であり、ベース,エミッタが共通接
続とされている。トランジスタQ1 とトランジスタQ2
は、エミッタ面積比がn1 :n2 に設定されており、従
って、コレクタ電流の比がn1 :n2 に設定されてい
る。図1の回路同様、前記(1) ,(2) 式が成立する。
部45とスイッチ回路SWcから構成される。電流圧縮部
45は、トランジスタQ2 から供給される入力電流IC2
を圧縮比(1/k12B )で圧縮した圧縮電流IO44Bを一
方の出力端子から出力する。また、IC2を圧縮比(1/
k12C )で圧縮した圧縮電流IO44Cを他方の出力端子か
ら出力する。
VBAT を基準電圧Vr1と比較して、バッテリBTの電圧
VBAT が基準電圧Vr1未満のときは、スイッチ回路SWc
をオンにし、バッテリBTの電圧VBAT が基準電圧Vr1
以上のときは、スイッチ回路SWcをオフにする。
縮比切り換え回路44から出力される圧縮電流I
O44 は、下記(17)式で表せる。
流圧縮比1/k12は、下記(18)式となる。
で表せる。
回路44から出力される圧縮電流IO44 は、下記(20)式
で表せる。
流圧縮比1/k12は、下記(21)式となる。
で表せる。
のように、スイッチ回路SWcがオフの場合は、スイッチ
回路SWcがオンの場合よりも、圧縮比1/k12が小さく
なる。
は、誤差電流検出回路42内の定電流回路23,カレン
トミラー回路25の入力端子に接続されている。定電流
回路23は、定電流IS23 を生成する。
II25 ,出力電流IO25 は、下記(23)式で表せる。
定電流源27に接続されると共に、出力トランジスタ駆
動回路21の入力端子に接続されている。IS27 +I
S23 の値が、誤差電流検出回路42の基準電流値であ
る。
S27 −IO25 =IS27 +IS23 −IO4 4 なる誤差電流
が、入力電流として供給される。出力トランジスタ駆動
回路21は、誤差電流を増幅した出力電流を生成する。
この出力電流は、出力トランジスタQ1 のベースドライ
ブ電流IB1として、出力トランジスタQ1 のベースに供
給される。
FE1 とすると、出力トランジスタQ1は、ベース電流I
B1のhFE1 倍のコレクタ電流IC1を生成する。なお、n
1 >>n2 に設定されるため、トランジスタQ2 のベー
ス電流IB2<<IB1となり、トランジスタQ2 のベース
電流IB2は、無視することができる。
の増幅度は、極めて大きな値に設定されている。このた
め、IO25 ≒IS27 となるように、出力トランジスタQ
1 のベース電流IB1、出力トランジスタQ1 のコレクタ
電流IC1、トランジスタQ2のコレクタ電流IC2が制御
される。この結果、充電電流IBAT が一定値に制御され
る。
下記(24)式が成立する。
ッチ回路SWcがオンの場合は、(24)式と前記(19)式を用
いて、下記(25)式が成立する。
BAT が基準電圧Vr1未満のときは、(26)式で定まる一定
充電電流IBAT1で、バッテリBTの低電流充電が行われ
る。
で、スイッチ回路SWcがオフの場合は、IO25 =IS27
とすると、(24)式と前記(22)式を用いて、下記(27)式が
成立する。
BAT2>IBAT1となる。第1実施例での図3と同様に、バ
ッテリBTのバッテリBTの電圧が基準電圧V r1以上の
ときは、(28)式で定まる一定充電電流IBAT2で、バッテ
リBTの急速充電が行われる。
ない場合は、充電停止用コンパレータ26の出力端子は
オープンとなり出力端子には出力電流が流入しない。こ
の場合、前記のように、IBAT1による低電流充電又はI
BAT2による急速充電が行われる。
た場合は、定電流源27からの電流IS27 が全て、コン
パレータ26の出力端子に流入し、出力トランジスタ駆
動回路21の入力電流が0となり、IB1=0となる。こ
れにより、IBAT =0となり、充電が停止される。
な回路図を示す。図5において、図2,図4と同一構成
部分には、同一符号を付し、適宜説明を省略する。
45は、NPN型トランジスタQ43,Q44,Q45、抵抗
R13,R14,R15、ダイオードQ48,Q49から構成され
る。スイッチ回路SWcに相当する部分は、電圧VS2を一
端に供給されたスイッチSW2、トランジスタQ47、Q46
から構成される。
トミラー接続であり、ベースが共通接続され、エミッタ
が抵抗R13,R14,R15を介して接続されている。
面積比と、抵抗R13,R14,R15の設定により、トラン
ジスタQ43,Q44,Q45のコレクタ電流比が、n13:n
14:n15に設定されている。
C44 が、電流圧縮部45の一方の出力電流IO44Bとな
る。IO44Bの入力電流IC2に対する電流圧縮比1/k
12B は、下記(29)式となる。
45の他方の出力電流IO44Cとなる。IO44Cの入力電流
IC2に対する電流圧縮比1/k12C は、下記(30)式とな
る。
電圧Vr1と比較して、バッテリBTの電圧VBAT が基準
電圧Vr1未満のときは、スイッチSW2をオフにし、トラ
ンジスタQ47がオフとなる。このとき、トランジスタQ
43のコレクタ電流は、トランジスタQ46のエミッタに流
入し、トランジスタQ46のコレクタから、出力電流I
O44Cが出力される。このとき、スイッチ回路SWcがオン
の状態に相当し、圧縮電流IO44 =IO44B+IO44Cとな
る。
以上のときは、コンパレータ51は、スイッチSW2をオ
ンにする。このとき、トランジスタQ47がオンとなり、
トランジスタQ43のコレクタ電流は、トランジスタQ47
のコレクタに流れる。これにより、トランジスタQ46は
オフとなり、トランジスタQ46のコレクタからは、出力
電流IO44Cが出力されない。このとき、スイッチ回路S
Wcがオフの状態に相当し、圧縮電流IO44 =IO44Bとな
る。
トランジスタQ31のコレクタは、電流圧縮比切り換え回
路44の出力端子であるトランジスタQ44のコレクタに
接続されている。
トミラー接続であり、ベースとエミッタが共通接続され
ている。トランジスタQ10,Q11,Q20のエミッタに
は、基準電圧Vr2が供給されている。また、トランジス
タQ12,Q15は、ベースが上記トランジスタのベースに
共通続されている。
ジスタQ10,Q11,Q20のベースに接続されている。ダ
イオード接続のトランジスタQ10を介して、定電流回路
32に定電流IS32 が流れる。
クタ電流が、定電流回路23の出力電流IS23 となる。
定電流IS23 の値は、トランジスタQ20のコレクタ電流
とほぼ等しく、定電流回路32の電流IS32 とほぼ等し
い。トランジスタQ23のコレクタは、電流圧縮比切り換
え回路44の出力端子であるトランジスタQ44のコレク
タに接続されている。
31,Q32のコレクタ電流が等しい。カレントミラー回路
25の入力電流II25 と出力電流IO25 は、夫々、トラ
ンジスタQ31,Q32のコレクタ電流である。
タからは、トランジスタQ10のコレクタ電流IC10 と等
しいコレクタ電流IC11 が定電流IS27 として流れ出
す。
VBAT が基準電圧Vr2より低い場合には、トランジスタ
Q12がオフであり、トランジスタQ13,Q14もオフとな
る。このため、トランジスタQ14のコレクタには、出力
電流が流れない。
に達した場合には、トランジスタQ 12がオンとなり、ト
ランジスタQ13,Q14もオンとなる。このとき、トラン
ジスタQ14のコレクタ電流IC14 は、トランジスタ
Q12,Q11のコレクタ電流と等しくなり、トランジスタ
Q11のコレクタ電流IC11 =IS27 が全てトランジスタ
Q 14のコレクタに流入する。
説明する。
基準電圧Vr1<基準電圧Vr2であるので、トランジスタ
Q12のベース・エミッタ間電圧VBE12、トランジスタQ
15のベース・エミッタ間電圧VBE15は、トランジスタQ
10のベース・エミッタ間電圧VBE10に比べてかなり小さ
く、トランジスタQ12,Q15はオフとなる。一方、カレ
ントミラー接続のトランジスタQ10,Q11,Q20がオン
の状態にある。このとき、IS32 =IC10 である。
未満のときは、前記のように、スイッチSW2がオフで、
IO44 =IO44B+IO44Cとなる。
入力電流II25 と出力電流IO25 は共に等しく、IO25
=II25 =IO44 −IS23 =IO44B+IO44C−IS23 と
なる。IS23 ,IS27 は共に、定電流回路32の電流I
S32 にほぼ等しく、IS27 =IS23 である。
21の増幅度は極めて大きな値に設定されている。この
ため、カレントミラー回路25の出力電流IO25 =I
S27 となるように、出力トランジスタQ1 のベース電流
IB1、コレクタ電流IC1、トランジスタQ2 のコレクタ
電流IC2が制御される。これにより、充電電流IBAT が
一定値に制御される。
充電電流IBAT は、下記(32)式で表せる。
電圧Vr1未満のときは、(32)式で定まる一定充電電流I
BAT1で、バッテリBTの低電流充電が行われる。
はオフとなっている。一方、カレントミラー接続のトラ
ンジスタQ10,Q11,Q20がオンの状態にある。
以上のときは、前記のように、スイッチSW2がオンで、
IO44 =IO44Bとなる。
は、IO25 =II25 =IO44 −IS2 3 =IO44B−IS23
となる。
=IS27 となるように、出力トランジスタQ1 のベース
電流IB1、コレクタ電流IC1、トランジスタQ2 のコレ
クタ電流IC2が制御される。これにより、充電電流I
BAT が一定値に制御される。
充電電流IBAT は、下記(33)式で表せる。
電圧Vr1以上で、かつ、Vr2−Vα未満のときは、(33)
式で定まる一定充電電流IBAT2で、バッテリBTの急速
充電が行われる。
電圧Vr2に近接したV r2−Vα以上になると、トランジ
スタQ15のベース・エミッタ間電圧VBE15が大きくな
り、トランジスタQ15にコレクタ電流IC15 が流れ始め
る。このため、I S32 ==IC10 +IC15 となる。
ミッタ面積比を例えば、1:5に設定してあるとき、V
BAT =Vr2のポイントでは、IC15 =5・IC10 とな
る。
20,のコレクタ電流、IC11 ,IC2 0 の値は、IC10 =
IC11 =IC20 =IS32 /6 となる。
増加してVr2に近づくに連れて、I C11 ,IC20 の値が
IS32 /6へと徐々に減少していき、従って、IS27 ,
IS2 3 の値がIS32 /6へと徐々に減少していく。これ
により、充電電流IBAT も徐々に減少していく。
r2に達すると、コンパレータ26のトランジスタQ12の
ベース・エミッタ間電圧VBE12が、トランジスタQ10の
ベース・エミッタ間電圧VBE10に等しくなり、トランジ
スタQ12,Q13,Q14がオンとなる。トランジスタQ14
のコレクタ電流IC14 は、トランジスタQ11のコレクタ
電流IC11 に等しくなり、IC14 =IC11 =IS27 とな
る。
IC11 が全てトランジスタQ14に流れ込み、出力トラン
ジスタ駆動回路21のトランジスタQ33には、ベース電
流が供給されない。これにより、トランジスタQ33,Q
34,Q35,Q36がオフとなり、出力トランジスタQ1 に
ベース電流IB1が供給されず、出力トランジスタQ1が
オフとなる。この結果、充電電流IBAT =0となり、充
電が停止される。このように、バッテリBTの電圧V
BAT が基準電圧Vr2に達すると、充電電流IBAT=0と
なり、充電が停止される。
1 =220,n2 =2として、1/k1 =2/220に
設定し、n13=8、n14=1,n15=54として、1/
k12 B =n14/(n13+n14+n15)=1/63、1/
k12C =n13/(n13+n14+n15)=8/63、1/
k12A =1/k12B +1/k12C =1/7に設定した場
合を考える(前記(29)〜(31)式参照)。
BAT1=5mAとする場合、前記(32)式から、IS23 =I
S27 =3.25μAが設定値として得られる。
/n1 )・IBAT1=45.5μAとなり、IO44 =I
O44B+IO44C=(1/k12A )・IC2=45.5/7=
6.5μAとなる。
3.25μAに設定すると、IO44 =6.5μAのとき
に、IO25 =IO44 −IS23 =IS27 となり、低電流充
電時の充電電流IBAT が、IBAT1=5mAの一定値に制
御される。
り、IBAT2=9×IBAT1=9×5=45mAに設定され
る。
C2=(n2 /n1 )・IBAT2=409μAとなり、I
O44 =IO44B=(1/k12B )・IC2=409/63≒
6.5μAとなる。
O44 −IS23 =IS27 となり、急速充電時の充電電流I
BAT が、IBAT2=45mAの一定値に制御される。
施例の充電回路40では、電流検出トランジスタQ1 に
より十分な精度で充電電流IBAT を検出するため、バッ
テリBTと直列に外付けの電流検出用抵抗を設ける必要
がなく、従来回路に比べて部品点数と占有スペースを削
減し、コストを削減することができる。
による検出電圧を増幅する高精度の増幅回路を必要とせ
ず、カレントミラー構成による簡単な回路構成の電流圧
縮比切り換え回路44で充電電流IBAT の設定値
IBAT1,IBAT2を切り換えることができ、また、誤差電
流検出回路42は極簡単な回路構成で実現できる。この
ため、従来の複数の電流制御回路を切り換える構成に比
べて回路構成を簡略化することができる。
回路44のトランジスタQ43,Q46,Q47同様のオン・
オフ可能な圧縮電流出力回路を複数設けることで、更に
多くの充電電流IBAT の設定値を切り換える構成を、容
易に実現することができる。
電流検出トランジスタにより充電電流を検出するため、
二次電池と直列の電流検出用抵抗を設ける必要がなく、
その分部品点数と占有スペースを削減し、コストを削減
することができる。
による検出電圧を増幅する高精度の増幅回路を必要とせ
ず、電流圧縮回路は極簡単な回路構成で実現でき、ま
た、簡単な回路構成の誤差電流検出回路で充電電流の設
定値を切り換えることができるため、従来の複数の電流
制御回路を切り換える構成に比べて回路構成を簡略化す
ることができる。また、必要に応じて、容易に、複数の
充電電流の設定値を切り換える構成とすることができ
る。
より、二次電池の電圧が前記基準電圧に達したとき出力
トランジスタ駆動電流を制御して充電を停止させること
ができる。
ジスタにより充電電流を検出するため、二次電池と直列
の電流検出用抵抗を設ける必要がなく、その分部品点数
と占有スペースを削減し、コストを削減することができ
る。
による検出電圧を増幅する高精度の増幅回路を必要とせ
ず、簡単な回路構成の電流圧縮比切り換え回路で充電電
流の設定値を切り換えることができ、また、誤差電流検
出回路は極簡単な回路構成で実現できるため、従来の複
数の電流制御回路を切り換える構成に比べて回路構成を
簡略化することができる。また、必要に応じて、容易
に、複数の充電電流の設定値を切り換える構成とするこ
とができる。
より、二次電池の電圧が前記基準電圧に達したとき出力
トランジスタ駆動電流を制御して充電を停止させること
ができる。
る。
と充電電流の関係を示す特性図である。
る。
電流の関係を示す特性図である。
Claims (4)
- 【請求項1】 二次電池に充電電流を供給する出力トラ
ンジスタと、 前記出力トランジスタとベース及びエミッタが共通接続
され、前記出力トランジスタと所定エミッタ面積比を設
定されており、前記出力トランジスタから出力される充
電電流と所定比の検出電流を出力する電流検出トランジ
スタと、 前記電流検出トランジスタから供給される検出電流を所
定圧縮比で圧縮した圧縮電流を出力する電流圧縮回路
と、 前記二次電池の電圧値に応じて充電電流の設定値に対応
する基準電流値を切り換えられ、前記電流圧縮回路から
供給される圧縮電流と前記基準電流値との差に応じた誤
差電流を生成する誤差電流検出回路と、 前記誤差電流検出回路から供給される誤差電流を増幅し
た出力トランジスタ駆動電流を生成して前記出力トラン
ジスタに供給する出力トランジスタ駆動回路とを有する
ことを特徴とする充電回路。 - 【請求項2】 前記二次電池の電圧と基準電圧とを比較
して、前記二次電池の電圧が前記基準電圧に達したと
き、前記出力トランジスタ駆動電流を制御して充電を停
止させる充電停止回路を備えることを特徴とする請求項
1記載の充電回路。 - 【請求項3】 二次電池に充電電流を供給する出力トラ
ンジスタと、 前記出力トランジスタとベース及びエミッタが共通接続
され、前記出力トランジスタと所定エミッタ面積比を設
定されており、前記出力トランジスタから出力される充
電電流と所定比の検出電流を出力する電流検出トランジ
スタと、 前記二次電池の電圧値に応じて充電電流の設定値に対応
する電流圧縮比を切り換えられ、前記電流検出トランジ
スタから供給される検出電流を前記電流圧縮比で圧縮し
た圧縮電流を出力する電流圧縮比切り換え回路と、 前記電流圧縮比切り換え回路から供給される圧縮電流と
基準電流値との差に応じた誤差電流を生成する誤差電流
検出回路と、 前記誤差電流検出回路から供給される誤差電流を増幅し
た出力トランジスタ駆動電流を生成して前記出力トラン
ジスタに供給する出力トランジスタ駆動回路とを有する
ことを特徴とする充電回路。 - 【請求項4】 前記二次電池の電圧と基準電圧とを比較
して、前記二次電池の電圧が前記基準電圧に達したと
き、前記出力トランジスタ駆動電流を制御して充電を停
止させる充電停止回路を備えることを特徴とする請求項
3記載の充電回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23576494A JP3331777B2 (ja) | 1994-09-29 | 1994-09-29 | 充電回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23576494A JP3331777B2 (ja) | 1994-09-29 | 1994-09-29 | 充電回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH08103034A true JPH08103034A (ja) | 1996-04-16 |
JP3331777B2 JP3331777B2 (ja) | 2002-10-07 |
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ID=16990894
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JP23576494A Expired - Fee Related JP3331777B2 (ja) | 1994-09-29 | 1994-09-29 | 充電回路 |
Country Status (1)
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JP (1) | JP3331777B2 (ja) |
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