JP2008515378A - 間接電流検出を使用する充電方法及び回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、充電されるべきバッテリ（４０）が接続される出力端子（１５）に対して供給される充電電流を生成するための充電回路及び方法に関する。充電電流は、充電電流に対して所定の関係を有する検出電流を生成するために間接的に検出される。この検出電流は、その後、生成された所定の基準電流と比較される。この場合、充電電流は、比較結果に応じて制御される。これにより、回路の充電電流分岐部において低オーム精密抵抗がもはや必要とされないため、精度、システムコスト、電力効率を改善することができる。また、提案された解決策によれば、回路を集積回路として簡単に実施することができる。

Description

本発明は、充電されるべき要素、例えばバッテリ又はアキュムレータが接続される出力端子に対して供給される充電電流を生成するための充電回路及び方法に関する。

例えば無線端末又は他の携帯型又は移動可能なデバイスにおいて使用される従来のバッテリ充電回路においては、充電中に比較的高い電流を測定して監視する必要がある。一般に、充電電流源と充電されるべきバッテリに結合された関連する充電スイッチとの間には、直列抵抗が配置される。バッテリ充電電流が直列抵抗を通じて流れ、その結果として得られる直列抵抗の両端間の電圧降下が、充電サイクルを制御するために検出される。

図２は、ウォールプラグ（壁に埋め込んだコンセント）への接続のためのウォールプラグ接続端子５と、充電されるべきバッテリへの接続のためのバッテリ接続部１５とを備える従来の集積バッテリ充電回路の概略的な回路図を示している。また、充電されるべきバッテリに対して低オーム検出抵抗Ｒ_ｓ及びバッテリ接続端子１５を介して供給される充電電流Ｉ_ｃを制御するため、充電電流Ｉ_ｃを通過させ且つＭＯＳ（金属酸化膜半導体）トランジスタによって実施され得るスイッチデバイス又はパスデバイスＴＰ２２が設けられる。検出抵抗Ｒ_ｓ両端間の電圧降下は、所定のオフセット電圧を規定するために一つの入力端子にオフセット電圧源１２を有するオペアンプＯＡ１によって測定される。測定された電圧降下に基づいて、オペアンプＯＡ１の出力において制御信号が生成されるとともに、当該制御信号がパスデバイスＴＰ２２の制御端子又はゲートへ供給される。

そのため、図２の集積バッテリ充電回路では、充電電流Ｉ_ｓを電圧に変換するために直列抵抗Ｒ_ｓを使用して充電電流Ｉ_ｃが検出される。所定のオフセット電圧は、検出された電圧から差し引かれるとともに、そのオペアンプ又は差動増幅器ＯＡ１に対して供給される。増幅器ＯＡ１の出力は、閉ループを駆動させて充電電流Ｉ_ｃを制御するために使用される。

そのような従来の充電回路の重大な欠点は、直列抵抗又は測定抵抗を低いオーム値を有する高精密抵抗にする必要があるという事実に起因している。かなりの電流がこの測定抵抗を通じて流れることから、測定抵抗は、結果として得られる熱を放散するために比較的大きな物理的サイズを有していなければならない。物理的に大きな抵抗を使用すると、集積部品とは対照的に、分離した別個の部品を使用しなければならなくなる。これにより、コストが増大するとともに、製造及び試験作業の複雑度も増大する。また、隣接する回路部品に対する熱の悪影響を防止するため、測定抵抗を注意深く位置決めしなければならない。更に、測定抵抗の低いオーム値に起因して、結果として得られる電圧降下は小さく、正確な測定結果を得るために高分解能なアナログ−デジタル変換器を使用する必要がある。

また、図２の充電回路又はシステムの精度は、低オーム高電流検出抵抗Ｒ_ｓ及び接続トラックの精度、バッテリ接続部に対して接続されるオフセット電圧源１２の精度、オフセット電圧源１２により生成されるオフセット電圧に対するＯＡ１の内部オフセット電圧によって決定される。従って、全体の精度はオフセット電圧の実用的な限界によって制限され、それにより、検出抵抗Ｒ_ｓにおけるワット損が高くなるとともに、ウォールプラグ接続端子５とバッテリ接続端子１５との間の所要電圧差が高くなる。これらの設計的課題に加え、集積充電回路においては、検出抵抗Ｒ_ｓへのケルビン接続を使用する注意深い基板レイアウトが必要とされる。

文献、米国特許出願公開公報第ＵＳ２００２／００８４７７２Ａ１号（特許文献１）は、充電／放電レプリカ電流の直接的なアナログ−デジタル変換を使用してバッテリ充電電流及び放電電流を測定するための方法及び装置を開示している。この場合、レプリカ電流は充電電流から生成され、また、レプリカ電流を下げるために閉ループ電流シンクが動作させられる。閉ループ電流シンクのデジタル出力は、充電電流の大きさの指標として使用される。特に、充電電流が得られるノードにおける電圧差を表す差分信号は、これらのノードにおける電位を等しい値にするために使用される。その結果、レプリカ電流は、充電電流を所定の倍率で割った値に等しくなる。倍率の使用に起因して、レプリカ電流を測定するために使用される測定抵抗又は検出抵抗を通じて流れる電流が著しく減少することから、オーム値を著しく大きくすることができ、電力損をかなり低減することができる。その結果として得られる高い値の測定電圧は、正確な数値化を容易にする。
米国特許出願公開公報第ＵＳ２００２／００８４７７２Ａ１号

本発明の目的は、回路レイアウトを簡単に保ちつつ、精度、電力効率及びシステムコストを低減することができるバッテリ充電回路及び方法を提供することである。

この目的は、請求項１に記載された充電回路及び請求項１１に記載された充電方法によって達成される。

従って、処理のために電圧値を使用するのではなく、得られた検出電流又は測定電流が、更なる処理のために直接に使用され、即ち、基準電流と比較される。そのため、充電電流を電圧値へ変換する必要がなくなる。これにより、集積回路製造において良好に制御される要因によって回路の精度が決定されるため、性能が向上する。また、高充電電流分岐部において比較的高価な低オーム精密抵抗が必要なくなるため、システムコストを低減することができる。高充電電流分岐部に測定抵抗が存在しないことにより充電回路とバッテリとの間での所要電圧降下が減少するため、高い電力効率に繋がる。

間接的に測定された検出電流と基準電流との比較が簡単であることから、集積充電回路を適用する際に比較的容易な回路レイアウトの高電流トラックを基板に簡単に設けることができる。

検出手段は、カレントミラー技術を使用して充電電流を検出するための第１のカレントミラー手段を備えていてもよい。カレントミラー技術は、間接検出手段の集積を簡略化し、従って、回路寸法を小さく保つ。

また、所定の関係が所定の固定された割合であってもよい。固定された割合により、検出電流が充電電流よりも著しく小さくなり、検出電流の処理中におけるワット損又は電力損失を低減することができる。

充電回路が集積回路であってもよく、その場合、電流生成手段は、所定の抵抗を通じて流れる電流に基づいて所定の基準電流を生成するようになっていてもよい。これにより、公称電流を規定する精密抵抗を充電経路に設ける必要がなくなり、そのため、電力損失を低減することができるとともに、更に高い抵抗値を使用することができる。一例として、所定の抵抗は、集積回路に対して接続される外部抵抗として設けることができる。これにより、集積回路のサイズを小さく保つことができるとともに、必要に応じて外部抵抗を簡単に交換することができるという利点が得られる。

電流生成手段は、基準電流が公称基準電流として供給される電流デジタル−アナログ変換器を備えているものとするとよい。より具体的には、電流生成手段は、所定の抵抗を通じて流れる電流をコピーするための第２のカレントミラー手段を備えているものとするとよい。電流デジタル−アナログ変換器が設けられているため、外部抵抗を流れる電流をデジタル−アナログ変換器のための基準として使用することにより、実際の充電電流をデジタル方式で規定することができる。比較手段は、基準電流及び検出電流が供給される加算手段を備えているものとするとよい。これにより、得られた差を制御信号として直接に使用することができる。より具体的には、加算手段は、基準電流と検出電流との間の差を制御電圧へ変換するように構成されているものとするとよく、制御電圧に基づいて制御信号が生成される。この変換原理は、減算機能と変換機能とを一つの要素内に組み合わせ、従って、回路構造を簡単且つコンパクトに保つ。

第１及び第２のカレントミラー手段の精度及び供給・充電電圧の変化に対する無感度は、カレントミラー構成で接続された第１及び第２のトランジスタ手段と、第１及び第２のトランジスタ手段の対応するドレイン又はコレクタ端子間に接続された増幅手段により駆動される第３のトランジスタ手段とを備える改良されたカレントミラー手段を設けることにより得ることができる。これにより、出力インピーダンスを増大させ且つ第１及び第２のカレントミラー手段のトランジスタのドレイン又はコレクタ間の電圧差を減少させることによって、第１及び第２のカレントミラー手段の性能が改善される。

以下、添付図面を参照しながら、好ましい実施の形態に基づいて本発明を説明する。

ここで、カレントミラー技術に基づいて間接電流検出が達成される集積バッテリ充電回路に基づき、好ましい実施の形態について説明する。しかしながら、もう一つの方法として、例えば磁気結合技術に基づく他の間接検出技術若しくは測定技術により、又は、直列測定抵抗を必要としない他の電流検出技術により間接電流検出が達成されてもよいことに留意すべきである。一般に、用語「間接検出」は、電気的に接続された検出デバイス又は素子を充電電流が直接に通過する必要がないという意味に理解されるべきである。

図１においては、ウォールプラグ（壁に埋め込んだコンセント）接続端子５が設けられており、このウォールプラグ接続端子を介して直接に又は他の充電回路部品を介して、充電電力を供給するためのプラグシステムへの接続がなされる。充電電力は充電制御回路１０に対して供給され、充電制御回路１０は、充電されるべきアキュムレータ又はバッテリ４０が接続されるバッテリ接続端子１５に対して供給される充電電流Ｉ_ｃを生成するための簡単なパスデバイス又はスイッチングデバイスであるものとするとよい。充電制御デバイス１０では、検出電流Ｉ_ｍが、前述した意味において間接的に測定されるとともに、比較デバイス又は素子２０に対して供給される。また、比較デバイス２０には、基準電流ジェネレータ３０により生成される基準電流Ｉ_ｒｅｆも供給される。比較デバイス２０は、検出電流Ｉ_ｍと基準電流Ｉ_ｒｅｆとの間の差に基づいて制御信号Ｖ_ｃを生成するとともに、この制御信号を充電制御デバイス１０に対して供給する。これにより、充電電流Ｉ_ｃを制御して、基準電流Ｉ_ｒｅｆと充電電流Ｉ_ｃとの間に所定の関係を与えることができる。この関係は、検出電流Ｉ_ｍを与えるために使用される測定若しくはカップリング技術により、又は、比較デバイス２０において使用される比較技術により、又は、これらの両方の技術により規定することができる。

図３は、充電電流Ｉ_ｃの間接測定のためにカレントミラー技術が使用される第１の好ましい実施の形態の一実施例の更に特定の回路図を示している。図３から分かるように、充電制御デバイス１０は、オペアンプＯＡ２により生成される制御電圧に基づいて充電電流Ｉ_ｃを制御する充電制御トランジスタＴＰ２２を備えている。充電電流Ｉ_ｃは、更なる第２のトランジスタＴＰ２１により確立されるカレントミラー構成によって測定され又はコピーされ、更なる第２のトランジスタＴＰ２１は、カレントミラー構成を得るために、そのゲートが充電制御トランジスタＴＰ２２のゲートに接続されるとともに、そのソースが充電制御トランジスタＴＰ２２のソースに接続されている。そのため、第２のトランジスタＴＰ２１を通じて流れる測定又は検出電流Ｉ_ｍは、充電電流Ｉ_ｃと所定の関係を有している。検出電流Ｉ_ｍは加算ノードとして配置された比較デバイス２０に対して供給され、この加算ノードを通じて、電流デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）３２により生成される検出電流及び基準電流がルート付けられ又は受け渡される。

ＤＡＣ３２は、バイナリｎビット制御ワードであり得る電流設定ＣＳに基づいて動作する。ＤＡＣ３２には、公称値として公称基準電流Ｉ_ｒｅｆｎが供給され、この公称値に基づいて基準電流Ｉ_ｒｅｆが生成される。公称基準電流Ｉ_ｒｅｆｎは、電流生成回路内の基準抵抗Ｒ_ｒｅｆを通じて流れる抵抗電流Ｉｒをコピーすることにより得られ、電流生成回路は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆが供給されるとともに、第２のトランジスタＴＰ１１を有する第２のカレントミラー構成中に配置された電流源トランジスタＴＰ１２を制御するオペアンプＯＡ１を備えており、第２のトランジスタＴＰ１１は、抵抗電流Ｉｒの所定の比率でのコピーとして公称基準電流Ｉ_ｒｅｆｎを生成する。

第１の好ましい実施の形態に係るこの提案された回路構造を用いると、充電電流Ｉ_ｃは、充電制御トランジスタＴＰ２２とカレントミラー技術を使用する第２のトランジスタ即ちミラートランジスタＴＰ２１とを備える制御デバイス１０において検出される。従って、得られる検出電流Ｉ_ｍは、実際の充電電流Ｉ_ｃの明確な所定の割合である。充電電流Ｉ_ｃを電圧に変換するのではなく、得られる検出電流Ｉ_ｍは、比較デバイス２０、例えば加算ノードでの更なる処理のために直接に使用される。

公称充電電流又は所望の充電電流は、オフチップ精密抵抗であってもよい基準抵抗Ｒ_ｒｅｆによって設定できる。実際の充電電流は、ＤＡＣ３２のための基準として基準抵抗Ｒ_ｒｅｆを流れる抵抗電流Ｉｒを使用して電流設定ＣＳによりデジタル方式で規定される。ＤＡＣ３２の出力電流は、カレントミラー回路の分岐及びＤＡＣ３２の分岐を加算ノードに対して接続することにより、比較デバイス２０の加算ノードで検出電流Ｉ_ｍから差し引かれる。半導体素子又は簡単な接続ノードによって実施され得る加算ノードのインピーダンスは、検出電流Ｉ_ｍと基準電流Ｉ_ｒｅｆとの間の差を、オペアンプＯＡ２に対して供給される電圧へと変換する。オペアンプＯＡ２の他の入力端子には、充電制御トランジスタＴＰ２２の制御端子に印加される出力制御信号を調整するために第２の基準電圧Ｖ_ｒｅｆ２が供給される。

以下では、充電電流Ｉ_ｃと充電回路のパラメータとの間の関係がそれぞれの方程式に基づいて得られる。

バッテリ４０の充電電流Ｉ_ｃは、充電制御トランジスタＴＰ２２を通じて流れる。充電制御トランジスタＴＰ２２のゲート端子は、オペアンプＯＡ２の出力電圧によって制御される。また、オペアンプＯＡ２の出力信号は、ミラートランジスタＴＰ２１のゲート電圧も駆動する。トランジスタＴＰ２２，ＴＰ２１のゲート及びソースの両方が接続されているため、電流はトランジスタのサイズの比率Ａｉに比例する。従って、ミラートランジスタＴＰ２１を通じて流れる検出電流Ｉ_ｍは、以下の方程式によって表すことができる充電電流Ｉ_ｃの像とみなすことができる。
Ｉ_ｃ＝Ａｉ・Ｉ_ｍ （１）

検出電流Ｉ_ｍ及び基準電流Ｉ_ｒｅｆは、それぞれの電流分岐部を接続することにより加算される。比較デバイス２０の加算ノードは、オペアンプＯＡ２の入力に対して接続される。バランスのとれた閉ループにおいて、検出電流Ｉ_ｍは、Ｉ_ｍ＋Ｉ_ｒｅｆ＝０となるようにオペアンプＯＡ２及びミラートランジスタＴＰ２１により調整される。従って、Ｉ_ｍ＝−Ｉ_ｒｅｆとなる。そのため、方程式（１）に基づき、以下の方程式を得ることができる。
Ｉ_ｃ＝−Ａｉ・Ｉ_ｒｅｆ （２）

基準電流Ｉ_ｒｅｆは、公称基準電流Ｉ_ｒｅｆｎ及びｎビット電流設定ＣＳにより決定される。ＤＡＣ３２は、ｎ個のバイナリ加重出力チャンネルとｎ個のスイッチとを有する従来のカレントミラーによって実施することができる。この場合、電流設定ＣＳのバイナリ値は、スイッチング状態（切り換え状態）を規定する。従って、基準電流Ｉ_ｒｅｆを以下のように表すことができる。
Ｉ_ｒｅｆ＝ＣＳ・Ｉ_ｒｅｆｎ （３）

公称基準電流Ｉ_ｒｅｆｎは、他のミラートランジスタＴＰ１２のドレイン電流から得られる。他のミラートランジスタＴＰ１２のドレイン電流は、トランジスタＴＰ１２及びＴＰ１１のサイズの比率に従って、電流生成トランジスタＴＰ１１のドレイン電流即ち抵抗電流Ｉｒに比例する。これは以下のように表すことができる。
Ｉ_ｒｅｆｎ＝Ａ_ｒ・Ｉ_ｒ （４）

ここで、パラメータＡ_ｒは、トランジスタＴＰ１１及びＴＰ１２のサイズの比率を示している。

オペアンプＯＡ１及び電流生成トランジスタＴＰ１１のフィードバックループは、基準抵抗Ｒ_ｒｅｆの両端間の電圧が基準電圧Ｖ_ｒｅｆ＋オペアンプＯＡ１のオフセット電圧Ｖ_ｏａ１に等しくなるようにし、従って、
Ｉ_ｒ＝Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ｒｅｆ （５）
となる。

方程式（２）（３）（４）（５）を組み合わせると、充電電流Ｉ_ｃの値を規定するための以下の式が得られる。
Ｉ_ｃ＝−Ａｉ・ＣＳ・Ａ_ｒ・（Ｖ_ｒｅｆ１＋Ｖ_ｏａ１）／Ｒ_ｒｅｆ （６）

上記方程式（６）に基づき、第１の好ましい実施の形態に係る提案された充電回路又はシステムの精度は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆ１の精度によって決定されるのが分かる。ここで、内部バンドギャップ基準電圧が較正により改善され得る場合には、例えば＋／−２％の値を得ることができる。また、精度は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆ１に対するオペアンプＯＡ１のオフセット電圧Ｖ_ｏａ１により決定される。１％よりも良好な精度を得るには、１２ｍＶよりも小さいオフセット電圧で十分である。また、充電回路の精度は、トランジスタＴＰ１１，ＴＰ１２からなる基準電流生成回路におけるカレントミラーの精度によって決まる。また、ＤＡＣ３２の精度は、例えばＤＡＣを構成するカレントミラーによって決定される。更に、充電電流の精度は、充電制御トランジスタＴＰ２２及びミラートランジスタＴＰ２１を備える他のカレントミラー回路によって決定されるとともに、外部から配置でき且つ必要な精度を得るために用途に基づいて選択できる基準トランジスタＲ_ｒｅｆによって決定される。

要約すると、充電回路の全体の精度は、集積回路製造において良好に制御される要因によって決定することができる。

図４は、充電回路の基準電流生成部分におけるトランジスタＴＰ１１，ＴＰ１２からなるカレントミラー回路の改良である第２の好ましい実施の形態に係るカレントミラー回路の概略的な回路図を示している。この改良されたカレントミラー回路を使用すると、１％を下回るミラー比を得ることができる。従って、必要とされる精度及び供給・充電電圧の変化に対する無感度は、この改良されたカレントミラー回路を使用することにより得ることができる。特に、カレントミラーの性能は、カレントミラー回路の出力インピーダンスを増大させ且つトランジスタＴＰ１１及びＴＰ１２のドレインの電圧差を減少させることにより向上させられる。この目的のため、第３のトランジスタＴＰ１１１がトランジスタＴＰ１１のドレインに挿入され、また、その入力端子がそれぞれトランジスタＴＰ１２及びＴＰ１１のドレインに接続された状態で挿入される更なるオペアンプＯＡ１１によって第３のトランジスタＴＰ１１１が駆動される。

図５は、充電回路の充電電流制御部分のカレントミラーの改良である第３の好ましい実施の形態に係るカレントミラー回路の概略的な回路図を示している。ここで、トランジスタＴＰ２１，ＴＰ２２からなるカレントミラーは、ミラートランジスタＴＰ２１のドレインに更なる第３のトランジスタＴＰ２１１を加えることにより改良されている。この場合、更なる第３のトランジスタＴＰ２１１は、入力端子がそれぞれトランジスタＴＰ２１，ＴＰ２２のドレイン間に接続された更なるオペアンプＯＡ２２によって駆動される。これにより、ミラートランジスタＴＰ２１の出力インピーダンスは、トランジスタＴＰ２１及びトランジスタＴＰ２２のドレイン電圧を整合させるように増大させられる。

第２及び第３の好ましい実施の形態に係るカレントミラー回路の前述した変更は、別個に実施されてもよく、又は、それぞれのカレントミラー回路の性能を向上させるために充電回路と組み合わせて実施されてもよい。

図６は、第４の好ましい実施の形態に係る充電回路の代替的な実施を示している。この場合、例えばＰＭＯＳトランジスタの代わりにＮＭＯＳトランジスタを使用する等、極性が反対のトランジスタが充電制御部分において使用される。提案された回路は、図２乃至図５に示されるＰＭＯＳトランジスタを使用する代わりに、図６に示されるようなＮＭＯＳトランジスタを使用する等価回路へ変更されている。また、図２の回路とは異なり、充電回路の基準電流生成部分におけるカレントミラー回路のうちの一つの部分がＤＡＣ３２内に設けられており、そのため、基準電流生成トランジスタＴＰ１２のゲート電圧がゲートバイアス電圧としてＤＡＣ３２のカレントミラー回路に対して直接に供給されるようになっている。この代替的な実施において、充電制御トランジスタＴＮ２２及びミラートランジスタＴＮ２１のソースは、ここでは、ウォールプラグ接続端子５を介して、供給電圧のマイナス端子に対して接続され、一方、図３においては、ウォールプラグ接続端子５が供給電圧のプラスの極性に対して接続されていた。その結果、ＤＡＣ３２は、ここでは、供給電圧Ｖ_０のプラス端子に接続されるが、図３では、ＤＡＣが基準電位（例えばグランド電位）に対して接続されていた。

図６に示される代替的な回路の動作に関しては、第１の好ましい実施の形態の前述した説明を参照する。これは、第４の好ましい実施の形態に係る回路動作が第１の好ましい実施の形態に係る回路と等価だからである。

集積回路製造において良好に制御される要因に基づいて正確に決定された精度による前述した性能の向上に加えて、提案された回路構造は、図２の高電流分岐部において高価な低オーム精密抵抗がもはや必要とされないという事実によりシステムコストが低減するという利点を与える。また、高電流分岐部に抵抗が存在しないことから供給電圧端子５とバッテリ接続端子１５との間での電圧降下が低減されるという事実により、電力効率が増大させられる。更に、集積充電回路が実施される場合には、比較的容易な又は簡単なレイアウトの高電流トラックを回路基板内に設けることができる。

要約すると、間接電流検出を使用し且つ充電電流に比例する測定電流を得るためのカレントミラーを備えるバッテリ充電回路が提案されている。カレントミラーとエラー増幅器として作用するオペアンプとを備える制御ループがＤＡＣと共に設けられている。この場合、充電電流は、ＤＡＣによって供給される基準電流に比例する。この基準電流は更なるカレントミラーを介して基準電圧により決定することができ、一方、デジタル制御ワードを入力としてＤＡＣへ加えることができる。

尚、本発明は、前述した好ましい実施の形態の特定の要素に限定されない。特に、比較デバイス２０は、検出電流Ｉ_ｍ及び基準電流Ｉ_ｒｅｆを加算し若しくは差し引くために使用することができる他の適当な要素、例えば、加算増幅器若しくは差動増幅器又は他の増幅器若しくはトランジスタ回路に基づいていてもよい。同じことが、個別素子を有する対応する増幅回路に取って代えられ得るオペアンプＯＡ１，ＯＡ２にも当てはまる。トランジスタＴＰ１１，ＴＰ１２，ＴＰ１１１、ＴＰ２１，ＴＰ２１１，ＴＰ２２，ＴＮ２１及びＴＮ２２は、任意のタイプの双極トランジスタ又は単極トランジスタによって実施されてもよい。ＤＡＣ３２は、公称基準値により制御できる任意のＤＡＣであってもよい。この場合、公称基準電流Ｉ_ｒｅｆｎがデジタル値又は電圧値に変換されてもよい。このように、好ましい実施の形態は、添付の請求項の範囲内で変更され得る。

また、描かれた図面は、単なる概略図であり、限定的なものではない。図面中、一部の要素のサイズは、誇張されている場合があり、また、例示的な目的のため一定の倍率で描かれていない。この明細書本文及び請求項で用語「備えている、含んでいる（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」が使用される場合、当該用語は、他の要素又はステップを排除するものではない。単数名詞を参照する際に不定冠詞又は定冠詞、例えば「一つの（ａ，ａｎ）」又は「その（ｔｈｅ）」が使用される場合、これは、何か他のものが具体的に述べられていなければ、その名詞の複数を含んでいる。明細書本文又は請求項中の第１、第２、第３等の用語は、類似する要素間を区別するために使用されており、必ずしも連続的又は時間的な順序を示すために使用されているものではない。ここで説明された本発明の実施の形態がここで説明され又は図示された以外の順序で動作できることは理解されるべきである。また、ここでは、好ましい実施の形態、特定の構造及び構成について説明してきたが、添付の請求項の範囲から逸脱することなく、形状及び詳細な内容の様々な変更又は修正がなされ得る。

好ましい実施の形態に係る充電回路の概略的なブロック図を示している。 従来の技術に係る従来の充電回路の概略的な回路図を示している。 第１の好ましい実施の形態に係る充電回路の概略的な回路図を示している。 第２の好ましい実施の形態に係る改良されたカレントミラー回路の概略的な回路図を示している。 第３の好ましい実施の形態に係る改良されたカレントミラー回路の概略的な回路図を示している。 第４の好ましい実施の形態に係る充電回路の概略的なブロック図を示している。

Claims (10)

1. 出力端子に供給される充電電流を生成するための充電回路であって、
   前記充電電流を間接的に検出するとともに、前記充電電流に対して所定の関係を有する検出電流を生成するための検出手段と、
   所定の基準電流を生成するための電流生成手段と、
   その検出電流と前記基準電流とを比較して制御信号を生成するための電流比較手段と、
   前記制御信号に応じて前記充電電流を制御するための制御手段と、
   を備えることを特徴とする充電回路。
2. 前記検出手段は、カレントミラー技術を使用して前記充電電流を検出するための第１のカレントミラー手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載の回路。
3. 前記所定の関係は、所定の固定された割合であることを特徴とする請求項１又は２に記載の回路。
4. 前記充電回路は集積回路であり、前記電流生成手段は、所定の抵抗を通じて流れる電流に基づいて所定の基準電流を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の回路。
5. 前記所定の抵抗は、前記集積回路に対して接続される外部抵抗であることを特徴とする請求項４に記載の回路。
6. 前記電流生成手段は、前記基準電流が公称基準電流として供給される電流デジタル−アナログ変換器を含むことを特徴とする請求項４又は５に記載の回路。
7. 前記電流生成手段は、前記所定の抵抗を通じて流れる前記電流をコピーするための第２のカレントミラー手段を含むことを特徴とする請求項４乃至６のいずれか一項に記載の回路。
8. 前記比較手段は、前記基準電流及び前記検出電流が供給される加算手段を含むことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の回路。
9. 前記加算手段は、前記基準電流と前記検出電流との間の差を制御電圧に変換するように構成されており、前記制御電圧に基づいて前記制御信号が生成されることを特徴とする請求項８に記載の回路。
10. 前記カレントミラー手段は、カレントミラー構成で接続された第１及び第２のトランジスタ手段と、前記第１及び第２のトランジスタ手段の各ドレイン又はコレクタ端子間に接続された増幅手段によって駆動される第３のトランジスタ手段とを備えていることを特徴とする請求項２又は７に記載の回路。

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