JPH0799859B2

JPH0799859B2 - 偏向用パワートランジスタの駆動回路

Info

Publication number: JPH0799859B2
Application number: JP60116333A
Authority: JP
Inventors: ジー．メルバートジヨアチム; サウイツキエデユアード
Original assignee: エスジーエス‐エーテーイーエスドイチランドハルブライター‐バウエレメンテゲゼルシヤフトミツトベシユレンクテルハフツング
Priority date: 1984-05-30
Filing date: 1985-05-29
Publication date: 1995-10-25
Anticipated expiration: 2010-10-25
Also published as: DE3420312C2; DE3420312A1; EP0163302A3; EP0163302A2; JPS60263581A; US4645986A; EP0163302B1

Description

【発明の詳細な説明】（発明の技術分野）本発明は、テレビジョンセットの偏向走査係中に設けら
れたパワートランジスタを駆動して傾斜上昇（ランプ）
形状に上昇する鋸歯状の偏向電流を偏向コイルに供給す
る偏向用パワートランジスタの駆動回路に関する。

（発明の技術的背景とその問題点）主にテレビジョンセット及びビデオモニタの水平方向偏
向部において使用される偏向用パワートランジスタの駆
動回路は、パワートランジスタのベース電流を制御し
て、傾斜上昇（ランプ）形状に上昇する鋸歯状の偏向電
流を偏向コイルに供給するようになっている。このよう
な駆動回路は、鋸歯状の偏向電流の上昇部分の長さに相
当する持続期間を有するスイッチONパルスを周期的に供
給され、上記スイッチONパルスの周期期間中、上記パワ
ートランジスタに常に増大するスイッチONベース電流を
出力して上記スイッチONパルスのほぼ全持続期間中上記
パワートランジスタを飽和状態に保持するように駆動す
ると共に、上記スイッチONパルスの終了後、上記スイッ
チONベース電流の増大よりもより急速に減少して最後に
その極性を変化するスイッチOFFベース電流で上記パワ
ートランジスタを制御して、上記パワートランジスタを
飽和状態から非導通状態に急速に復帰させるように駆動
するようになっている。

第1A〜1C図は、従来の偏向用パワートランジスタの駆動
回路の代表的な３例を示す構成図で、従来の駆動回路は
複数個の要素部材により構成され、同図に示される３つ
のすべての回路はパワートランジスタLTを備えている。
このパワートランジスタLTのコレクタは電流を偏向コイ
ルＷに供給し、一方ベース回路は変圧器Ｔを介して駆動
回路に接続されている。各駆動回路は制御トランジスタ
STを有し、そのベースには線周波数スイッチONパルスが
供給され、制御トランジスタSTを導通状態にする。

パワートランジスタLTのコレクタ側には、パワートラン
ジスタLTが導通状態に切り換えられて、対応高電流を供
給され得る限り、偏向コイルＷにかかる電圧が一定の時
には、一定の峻険度で増大する電流に作用する複雑な回
路が設けられている。偏向コイルＷにかかる電圧を一定
状態に維持するためには、パワートランジスタLTのエミ
ッタ−コレクタパスがスイッチON期間中一定の電圧降下
を有することに注意を払わねばならない。これは、パワ
ートランジスタLTをそのスイッチON期間中飽和状態に駆
動することにより達成される。このためには、スイッチ
ONパルスのスイッチON持続期間中パワートランジスタの
ベース電流を最小にすることが必要となる。

第2A図及び第2B図は傾斜上昇するコレクタ電流ICと、パ
ワートランジスタが駆動されるベース電流IB1のパスを
それぞれ示している。この２つの電流路はパワートラン
ジスタを包囲する回路網の一定受動要素により決定され
る。

パワートランジスタがそのスイッチON持続期間中は飽和
状態に駆動される点に基づき、飽和状態のトランジスタ
のベースが放電されるようなスイッチOFF遅延でもって
のみスイッチOFFされる。このように、コレクタ電流IC
の傾斜形状増大は、制御トランジスタSTに供給されたス
イッチONパルスのスイッチONモーメントtEからスイッチ
OFFモーメントtAに至る間に不連続となり、コレクタ電
流ICはスイッチOFF遅延に作用する蓄積時間tSの経過後
にのみ零に戻る。この蓄積時間tSの長さは、モーメント
tE及びtA間の周期中のスイッチOFFベース電流の峻険度
に依存する。このようなスイッチOFF動作中、パワート
ランジスタのコレクタ電流及びコレクタ電圧が同時に有
限値を有するという事実に基づき、このスイッチOFF動
作中に相当量の電力消費を行なわせしめ、これは数百ワ
ットにも及び、パワートランジスタにおける特定度の電
力消費を決定づける。このような高電力消費が生ずる時
間周期を減少し、さらには、パワートランジスタをその
期間中次の偏向期間のために備えせしめるようにするた
めには、スイッチOFFベース電流の降下スロープをでき
るだけ鋭角的にすることが必要とされる。しかしなが
ら、そうするためには限度があり、その限度は、スイッ
チOFFベース電流の下降スロープが余りに急激な場合に
は異種のベース放電が引き起こされ、いわゆる好ましく
ない“エミッタ−クラウデング（emitter−crowdin
g）”効果を発生するという事実に基づいて定められ
る。仮に、下降スロープを余りに緩くしてしまうと高電
力消費があまりに長時間になり、パワートランジスタに
損傷を与えることになる。この両極端間において、パワ
ートランジスタを包囲するネットワークの規模により決
定される適当な下降スロープが存在する。

パワートランジスタの電流ゲインはコレクタ電流の非線
型関係であり、電流ゲインはコレクタ電流値が大きくな
るにつれて比較的大きな程度に減少する。回路網により
決定されるベース電流IB1の特性曲線が、モーメントtE
及びtA間のスイッチON周期中に一本調子に増大上昇スロ
ープを有する特性を示すという事実に基づき、パワート
ランジスタの飽和度合は、スイッチOFFモーメントtAで
のコレクタ電流ICが大きな値を有する時に小さくなり、
一方、スイッチOFFモーメントでのコレクタ電流が小さ
な値を有する時に飽和度合は大きくなる。ベース電流の
下降スロープがパワートランジスタ包囲ネットワークに
より決定されるという事実に基づき、より短い蓄積時間
ではコレクタ電流のより大きな最終値が得られ、より長
い蓄積時間ではコレクタ電流のより小さな最終値が得ら
れることになる。

水平方向偏向部は偏向周波数及びイメージ位置、即ち、
偏向信号の位相を決定する信号処理回路を有している。
この処理回路は制御ループもしくは制御装置を含んでお
り、線フライバック信号と水平方向ジェネレータ間の位
相を制御する。線フライバッグ信号は、パワートランジ
スタが高抵抗性になる時、即ち、コレクタ電流ICが蓄積
時間tSの最後において零に戻る時に発生する。パワート
ランジスタの包囲ネットワークの動作により、この制御
ループは、コレクタ電流の最終値に逆比例する放電時間
又は蓄積時間に作用するよう設計されている。

第1A〜1C図に最も典型的な例として示されている公知の
駆動回路は、特定偏向周波数及び特定最終偏向電流用に
設計されたものである。もし、より大きな偏向周波数
が、例えばより高度の解像度を有するビデオモニタにと
って必要とされるなら、又は、もし偏向電流の異なった
最終値、即ちコレクタ電流の異なった最終値が、例えば
異なったスクリーン寸法および／又は変更最大偏向角を
有する画像チューブのために必要とされるならば、公知
の駆動回路は異なった方法で設計されなければならな
い。このことは、無数の異種のテレビジョンセット及び
モニタに利用できるその数に対応する多数の駆動回路が
必要となることを意味し、また、変更要求があった場合
には、駆動回路を新たに設計しなければならないことを
意味している。

（発明の目的）本発明の目的は、所望のいかなる偏向周波数にも、また
所望のいかなる最大偏向電流にも用いることができ、公
知の制御装置にも充分に使用し得る方法で先に述べたよ
うな従来の駆動回路を改善することにある。

（発明の概要）本発明は、主にテレビジョンセットやビデオモニタの水
平方偏向部において使用され、傾斜上昇形状に上昇する
鋸歯状の偏向電流を偏向コイルに供給する偏向用パワー
トランジスタの駆動回路に係わり、上記鋸歯状の偏向電
流の上昇部分の長さに相当する持続期間を有するスイッ
チONパルスを周期的に供給され、上記スイッチONパルス
の周期期間中、上記パワートランジスタに常に増大する
スイッチONベース電流を出力して上記スイッチONパルス
のほぼ全持続期間中上記パワートランジスタを飽和状態
に保持するように駆動すると共に、上記スイッチONパル
スの終了後、上記スイッチONベース電流の増大よりもよ
り急速に減少して最後にその極性を変化するスイッチOF
Fベース電流で上記パワートランジスタを制御して、上
記パワートランジスタを飽和状態から非導通状態に急速
に復帰させるように駆動するようになっている偏向用パ
ワートランジスタの駆動回路において、上記パワートラ
ンジスタのエミッタ回路中に配設され、上記パワートラ
ンジスタの主電流の瞬時値に比例する出力信号を実際値
信号として供給するセンサ手段と、上記スイッチONベー
ス電流の増大する全期間中、上記センサ手段から供給さ
れる上記実際値信号に応じて、上記スイッチONベース電
流を調整することにより上記パワートランジスタをその
飽和領域に僅かに入った状態で制御すると共に、上記ス
イッチONパルスの終了時における上記実際値信号に比例
するように上記スイッチOFFベース電流の傾度を制御す
る制御手段とを備えるようにしたものである。

本発明の特に好適な実施例において、パワートランジス
タのエミッタ回路中に設けられ、パワートランジスタの
コレクタ電流に比例する実際値電圧が利用し得るエミッ
タ・レジスタにより、センサ手段が形成されている。特
に好ましい態様において、駆動回路の制御手段は、セン
サ手段（パワートランジスタのエミッタ・レジスタ）よ
り得られた実際値電圧が実際値入力を介して供給され、
パワートランジスタのベースに接続される制御出力を有
するようなトランスコンダクタンス部（回路）を有して
いる。このトランスコンダクタンス部のトランスコンダ
クタンス特性は、ここに供給される特定の実際値電圧に
おいて、パワートランジスタにどの程度の大きさのベー
ス電流が供給されるかを決定する。換言すると、トラン
スコンダクタンス特性の形状が測定された特定のコレク
タ電流において、パワートランジスタにどのベース電流
が供給されるかを決定する。このように、トランスコン
ダクタンス特性を介して、特定のコレクタ電流が存在す
る時にパワートランジスタにどの程度強力な飽和状態を
発生せしめるかが決定され得る。

電力消費及び蓄積時間の減少に対しての最も好ましい結
果は、トランスコンダクタンス要素がコレクタ電流に対
するパワートランジスタ電流ゲインの特性の逆コピーで
ある非線型トランスコンダクタンスを有する時に得られ
るものである。駆動回路におけるこのようなトランスコ
ンダクタンス特性は、第2C図にIB2で示されるようにベ
ース電流特性曲線につながる。このβ−逆転（インバー
ス）ベース電流特性曲線を介して、コレクタ電流が増大
するにつれて、電流ゲインが非線型的に減少することに
注目されたい。パワートランジスタを、コレクタ電流の
傾斜状に増大する期間中の全時間に飽和状態を保つため
には、この降下β−特性を考えた場合、ベース電流IB2
のこのβ−インバース制御にとって、第2c図にハッチで
示された区分に基づき電力消費の減少が得られる。

実際の適応において、大略的な方法でベース電流IB2の
β−インバース特性を十分に模倣し得る本発明の駆動回
路にとって、電流消費はできるだけ低く保つことができ
るので、パワートランジスタのベース電流の線型増加が
制御されるような線型トランスコンダクタンス特性を使
用することが望ましい。また、パワートランジスタ、特
にそれが最終コレクタ電流の値がより小さい場合には、
ベース電流IB1となる従来の駆動回路を使用した時より
小程度に飽和するので、蓄積又はベース放電時間の相当
量の減少と同時に電力ロスを驚くほど減少することが可
能となる。

トランジスタ型のもの、即ちその特別のβ特性のものと
は別にすることにより、使用される特定の偏向周波数に
対し、また、特別の場合に要求されるコレクタ電流の最
終値に対し、本発明による駆動回路の不変性に加えて、
線型トランスコンダクタンス特性が追加の利点として達
成される。

特に好ましい態様において、トランスコンダクタンス要
素は電圧制御された電流源でもって実現される。

特定モーメントにおいて、スイッチONパルスが存在する
か否かの事実に対応してトランスコンダクタンス要素が
２つの状態に駆動されるようにすることは好ましいこと
である。スイッチONパルスが存在している期間中、トラ
ンスコンダクタンスは、そこに供給される実際値電圧に
のみ反応する第１状態にせしめられて増加するスイッチ
ONバース電流を制御する。スイッチONパルスが終端に達
した時にトランスコンダクタンスにより達成される第２
状態において、実際値電圧とそれに対抗するベース電流
に影響を与える急速に増加する制御電圧との間比率に作
用して、減少スイッチOFFベース電流を制御する。この
点に関し、第２状態に効果を与える制御電圧の峻険度
は、実際値電圧に比例して変更されるべく適応される。
このようなトランスコンダクタンス特性により、コレク
タ電流により得られる最終値が増加するにつれて下降ス
ロープの峻険度が増加するような方法で、コレクタ電流
がスイッチONパルスが終端に達した時に到達する最終値
に基づいて、第２状態においてスイッチONベース電流の
下降スロープを制御することが可能となる。この方法に
より、パワートランジスタの飽和ベースの放電動作は、
コレクタ電流により達成される最終値に逆比例する時間
周期内で終る。このことは、公知の駆動回路においても
同じである。この方法により、コレクタ電流により達す
る最終値に対してのスイッチOFF遅延の依存に関して、
本発明の駆動回路は従来の駆動回路と同じ方向で確実に
動作し、それ故に、これら従来の駆動回路用に設計され
た公知の制御装置と両立し得る。

本発明の駆動回路の特に好適な実施例によれば、トラン
スコンダクタンス部は差動増幅器と、この増幅器の出力
と、トランスコンダクタンス部の制御出力を形成する出
力とに連続して設けられた電圧−電流コンバータ回路と
を有している。この差動増幅器の２つの入力の内一方は
駆動回路の実際値入力に接続され、他方の入力はキャパ
シタ及びバイパストランジスタ（shunting transisto
r）の主パスを有する並列接続回路に接続されている。
この並列接続の一端は基準電圧、望ましくはアースと接
続され、他端は、電流強度を実際値電圧に対して比例的
に制御することが可能な電流源に接続されている。バイ
パストランジスタの制御電極は、駆動回路のスイッチON
パルス入力に接続され、バイパストランジスタはスイッ
チONパルス、さもなくばブロックにより導通状態に切換
えられるようになっている。この実施例において、差動
増幅器の１入力での電位は、スイッチONパルスが存在し
ている間は導通状態に切換えられるバイパストランジス
タを介して基準電位に維持される。したがって、差動増
幅器の出力電圧、即ちトランスコンダクタンス要素の出
力により送られるスイッチONベース電流は、傾斜して増
大する実際値電圧によってのみ上昇的に影響を受ける。

特定のスイッチONパルスの終端において、バイパストラ
ンジスタはブロック状態に切換えられて、制御可能な電
流源から送られ、その値に対して実際値電圧に依存する
電流はキャパシタを変更することができる。差動増幅器
の出力即ちトランスコンダクタンス部より送られてきた
パワートランジスタのベース電流は、差動増幅器の１側
部での実際値電圧と差動増幅器の他側でのキャパシタ変
更電圧間の割合により決定される。キャパシタ変更電圧
が急速に増大するという事実に基づき、この電圧は最終
的にこの実際値電圧に追いつくまでパワートランジスタ
のエミッタ・レジスタの実際値電圧に増加的に近づいて
ゆき、その後にこの実際値電圧を越えてゆく。この結果
として、パワートランジスタのベースに供給されたスイ
ッチOFFベース電流は急速に降下し、零に達した時にそ
の極性を変更する。その時から飽和ベースを放電し、ベ
ースが完全に放電された時に零に戻る。キャパシタ変更
電圧の上昇時間が、パワートランジスタのコレクタ電流
により得られる最終値に比例するとという事実に基づ
き、この方法において、スイッチOFFベース電流の減少
峻険度もまたコレクタ電流の最終値に比例するようにな
る。

（発明の実施例）以下、添付の図面により本発明の実施例を詳細に説明す
る。

第３図に示す基本的な駆動回路において、パワートラン
ジスタLTのコレクタエミッタ径路は、従来の駆動回路と
同様に水平偏向コイルＷと直列に接続される。水平偏向
コイルＷの他端は電圧源Uiと接続され、パワートランジ
スタLTが飽和状態にある間コレクタ電流ICを第2A図に示
すように鋸歯状に増大せしめる。パワートランジスタLT
のエミッタとアースとの間にセンサ抵抗Ｒが接続され、
この抵抗Ｒを横切ってコレクタ電流ICの実際値に比例し
た電圧Uiが与えられる。パワートランジスタLTのベース
はトランスコンダクタンス回路TKの出力端と接続され
る。トランスコンダクタンス回路TKの実際値入力端子IE
には上記センサ抵抗Ｒから得られる電圧Uiが加えられ、
またその入力端子Ｅには走査周波数のスイッチONパルス
が加えられる。上記トランスコンダクタンス回路TKは電
圧源U2とアースとの間に接続されている。回路TKはトラ
ンスコンダクタンスｇ＝IB/Uiを有する電圧制御電流源
として動作する。

比較的簡単な回路構成の場合、上記トランスコンダクタ
ンスｇには線型特性が用いられる一方、比較的複雑な回
路構成の場合、上記パワートランジスタのコレクタ電流
の関数であり、その電流利得βが大きく湾曲した特性に
応ずる非線型特性が用いられる。後者の場合、トランス
コンダクタンス特性は少なくと近似的には上記電流利得
βと逆の逆β特性を有せしめられる。この場合、トラン
スコンダクタンス回路TKのトランスコンダクタンスｇ
は、鋸歯状に増大するトランジスタLTのコレクタ電流の
任意の値に施しても、上記トランジスタがその飽和領域
に僅かに入った状態にあるように設定される。かくし
て、および IB＝ｇ（Ui）・Ｒ・IC ……（２）が成立する。ここに、Ｃは飽和係数で、βmin（IC）は
パワートランジスタLTのコレクタ電流の関数として示さ
れる上記トランジスタの利得である。ここに、サフィッ
クスminはこの型のトランジスタ中最小の利得を有する
ものの利得を示す。駆動回路のトランスコンダクタンス
はおよびで示される。上記正帰還制御ループの時間依存性は、パ
ワートランジスタLTの負荷インピーダンスと偏向系及び
走査変圧器のインダクタンスとにより決定される。かく
してこの駆動回路は異なる動作条件に自動的に適応せし
められる。

逆βのトランスコンダクタンス特性を使用することによ
り、第2C図に示すスイッチONベース電流IB2が得られ
る。第2C図中の斜線部分は、スイッチONベース電流IB1
を与える従来の駆動方法に比して駆動電力が減少せしめ
られた量に相当する。

第４図は従来知られた公知の制御装置と同等の制御を行
なわせる回路部分を含んだ本発明による駆動回路を詳細
に示す回路図である。図中パワートランジスタLTは、そ
のコレクタ側が水平偏向コイルＷを通じて偏向用電源U1
に接続され、また、そのエミッタ側がセンサ抵抗Ｒを通
じて接地される。上記パワートランジスタLTのベースは
抵抗RSとキャパシタCSとにより成る並列回路を通じて、
単一の集積回路に形成された駆動回路ASの制御出力SAと
接続される。トランジスタLTのエミッタとセンサ抵抗Ｒ
との接続点が上記駆動回路ASの実際値入力端子IEと接続
される。

上記駆動回路ASは差動増幅器DVを含み、この増幅器DVは
よく知られる様に左方及び右方の入力トランジスタTL及
びTRを有し、これらトランジスタのエミッタは電流源SL
及びSRにそれぞれ接続されると共に、それらは互いに接
続抵抗RVを通じて接続される。差動増幅器DVの左方及び
右方の入力Ｌ及びＲ間に差電圧が存在すると、上記増幅
器DVの左方及び右方の出力端子AL及びAR間に電圧が発生
せしめられる。電圧−電流変換回路の作用により、上記
駆動回路ASの制御出力SAとして電流が発生せしめられ、
この電流は上記出力端子AL及びAR間の電圧に比例せしめ
られる。上記電圧−電流変換回路は２個の抵抗RL及びRR
を含み、それらの一端は差動増幅器DVの出力端子AL及び
ARと接続され、他端は互いに接続されてトランジスタT1
のエミッタと接続される。トランジスタT1のコレクタは
１個の電圧源U2と接続される。差動増幅器DVの出力端子
AL及びARはさらに１つの演算増幅器V1の正入力端子およ
び他の演算増幅器V2の負入力端子に接続される。上記演
算増幅器V2の出力は上記トランジスタT1のベースと接続
され、また上記演算増幅器V1の出力は他のトランジスタ
T2及びT3のベースと接続される。トランジスタT2及びT3
は上記電圧源U2とアース間に直列に接続される。トラン
ジスタT2のエミッタとトランジスタT3のコレクタとの間
の接続点は電流−電圧変換用抵抗RWの一端と接続され、
その他端は前記駆動回路ASの制御出力SA及び演算増幅器
V2の正入力と接続される。抵抗RWのトランジスタT2及び
T3と接続された一端は、演算増幅器V1の負入力端子と接
続される。

トランジスタT2及びT3の共通出力点から上記出力端子SA
に供給された電流は、抵抗RWの作用によりそれと対応す
る電圧に変換され、この電圧は演算増幅器V1及びV2の作
用により前記差動増幅器DVの出力端子AL及びAR間の電圧
に相当する電圧値に調整される。このようにして出力端
子SA、つまりパワートランジスタLTのベースには、差動
増幅器DVの入力Ｌ及びＲ間の電圧差と、その差動増幅器
の動作特性とに依存する電流が流出せしめられる。上記
動作特性は上記差動増幅器DVと上記電圧−電流変換回路
とにより成るトランスコンダクタンス回路のトランスコ
ンダクタンス特性を決定する。上記差動増幅器DVの動作
特性はスイッチONパルスの持続期間中パワートランジス
タLTに要するコレクタ電流の何れかの値に対しても、パ
ワートランジスタLTが予め定められた飽和の程度にまで
飽和せしめられるように選択される。若しも非線型のト
ランスコンダクタンス動作、すなわち差動増幅器DVの逆
βあるいは逆βに近似した動作特性が求められるなら
ば、それは異なるバイアスが加えられ、従って異なる入
力電圧に応動する追加の差動回路を第４図に示されるト
ランジスタTL及びTRをもった差動回路と並列に接続する
ことにより達成される。

差動増幅器DVの右方の入力Ｒは、右方の前置トランジス
タVTRのエミッタと接続される。トランジスタVTRのコレ
クタは接地され、またそのベースは中間抵抗RZ及び実際
値入力IEを介して、センサ抵抗Ｒとパワートランジスタ
LTのエミッタとの接続点と接続される。差動増幅器DVの
左方入力Ｌは左方の前置トランジスタVTLのエミッタと
接続され、このトランジスタVTLのコレクタは接地さ
れ、そのベースは外部のキャパシタＣを介して接地され
る。さらに、上記前置トランジスタVTR及びVTLのエミッ
タは、それぞれ電流源Ｓを介して前記電圧源U2に接続さ
れる。外部キャパシタＣは本集積駆動回路AS内でバイパ
ストランジスタUTによりバイパスされていてもよく、こ
のトランジスタUTのエミッタは接地されまたそのコレク
タは一方において、上記キャパシタＣと上記前置トラン
ジスタVTLのベースとに接続されると共に、他方可変電
流源LSを介して電圧源U2に接続される。可変電流源LSは
第３の増幅器V3を介して、上記センサ抵抗Ｒから与えら
れた実際値電圧により制御され、実際値電圧に比例した
電流を出力する。バイパストランジスタUTのベースはOR
回路Ｏの出力側と接続され、OR回路Ｏの２つの入力はス
イッチONパルスが加えられる制御入力端子SEと遠隔制御
入力端子FEとに接続される。

制御出力SAとパワートランジスタLTのベースとの間に、
抵抗RSとキャパシタCSとにより成る並列回路が接続さ
れ、パワートランジスタLTのスイッチOFFベース電流が
負となる期間、負性の一定電圧源として作用してトラン
ジスタLTのベースを放電せしめる。

上記駆動回路ASは次のように動作する。

入力端子SEにスイッチONパルスが加えられると、バイパ
ストランジスタUTは導通せしめられて外部キャパシタＣ
をバイパスする。これにより、差動増幅器DVの左方の入
力Ｌはほぼ接地電圧に保持され、かつスイッチONパルス
の全持続期間中接地電圧に維持される。一方、差動増幅
器DVの右方の入力Ｒはセンサ抵抗Ｒによる降下電圧によ
り作用される。右方の入力Ｒに内部的に発生せしめられ
た静止電圧は、本駆動回路の制御ループ中に再生的帰還
を生起せしめ、そのオフセット誤差を補正する。パワー
トランジスタLTのコレクタ電流が増大すると、差動増幅
器DVの右方の入力Ｒは抵抗Ｒによる降下電圧により作用
され、その結果、差動増幅器DVの出力端子AL及びAR間の
出力電圧も増大し、制御出力端子SAからパワートランジ
スタLTのベースに与えられるスイッチONベース電流も増
大する。この増大は差動増幅器DVの動作特性に従って変
化せしめられる。パワートランジスタLTのコレクタ電流
ICがコレクタに接続された回路に依存して第2A図に示す
ように鋸歯状に増大する間に、差動増幅器DVの動作特性
により定まるスイッチONベース電流が、増幅器DVの右方
入力Ｒの対応する増大により、パワートランジスタLTの
ベースに加えられる。上記差動増幅器DVの動作特性が逆
βである場合、上記スイッチONベース電流は第2C図に示
されるIB2に従って変化せしめられる。スイッチONパル
スが終了するとバイパストランジスタUTが遮断され、外
部キャパシタＣは可変電流源LSから得られる電流により
充電される。この充電電流はセンサ抵抗Ｒにその時に得
られた電圧降下に比例せしめられ、従ってスイッチONパ
ルスの終了時のパワートランジスタLTのコレクタ電流IC
の値に比例する。スイッチONパルスの終了時のコレクタ
電流ICの最終値が大きい程、キャパシタＣの充電電流が
増大せしめられる。

スイッチONパルスの終了後、差動増幅器DVの左方の入力
Ｌに加えられる電圧は、キャパシタＣの充電電圧により
決定される。従って、時点tA及びtS（第2A図）間で示さ
れるスイッチOFF遅れ期間中、パワートランジスタLTの
コレクタ電流ICは余り著しく変化しないため、差動増幅
器DVの右方入力Ｒの電圧ほぼ一定に保たれる一方、差動
増幅器DVの左方の入力Ｌに加えられる電圧は急速に上昇
する。このため、差動増幅器DVの左右入力電圧間の差は
急速に減少し、従ってその出力端子AL及びAR間の差電圧
も急速に減少してパワートランジスタLTのベースに加え
られるスイッチOFFベース電流も減少せしめられる。左
方入力Ｌに加えられる急速に増大する電圧が、右方の入
力Ｒに加えられるほぼ一定した電圧と等しくなった時、
上記スイッチOFFベース電流は零となる。左方入力Ｌに
加えられる電圧が更に増大すると、出力端子AL及びAR間
の差電圧は逆極性に急速に増大せしめられて、パワート
ランジスタLTのベースには負のベース電流が流される。
これによりパワートランジスタLTの飽和状態のベースは
放電せしめられ、時点tSにおいてパワートランジスタLT
は遂に非導通となり、従ってコレクタ電流ICは零とな
る。

若しも本発明の様に外部キャパシタＣの充電電流をパワ
ートランジスタLTのコレクタ電流ICに比例するよう制御
せず、キャパシタＣを上記コレクタ電流ICと無関係に充
電し、従って従来知られた様にスイッチOFFベース電流
を絶えず減少する傾度で変化せしめると、パワートラン
ジスタLTのスイッチOFF遅延はコレクタ電流ICの最終値
の増大と共に増加する。本発明による駆動回路において
は、上記従来知られた方法とは反対にパワートランジス
タのスイッチOFF遅延は、コレクタ電流ICの最終値の増
大に従って減少する。

従って、スイッチOFFベース電流を絶えず減少する傾度
で変化せしめる場合、この新規な駆動回路を従来の駆動
回路用に設計された従来の制御ループと共に使用するこ
とは不可能である。この制御ループの使用により近似的
に安定した動作が得られ、この場合最大のスイッチON持
続時間と最大のコレクタピーク電流とを有するパワート
ランジスタの偏向信号に続いて、最小の電流と最小の持
続時間とをもった偏向信号が出力される。

パワートランジスタの上述動作、すなわちコレクタ電流
が増大すると共に、ストーレーッジ期間も増大する動作
は基本的には正常な動作であるが、従来の制御ループを
使用するには不利であり、それは、パワートランジスタ
のコレクタピーク電流に比例してベースの放電電流の下
降傾度を制御する本発明による構成により克服される。
スイッチOFFベース電流の傾度をコレクタピーク電流に
比例せしめ、従って飽和状態のベースが放電される迄に
要する時間、すなわちストーレッジ遅延時間をコレクタ
ピーク電流に反比例せしめる本発明による回路構成によ
り、飽和の水平偏向手段におけると同様な動作が達成さ
れ、従って本発明の駆動回路によって従来の制御ループ
による安定した動作が可能となる。

さらに、本発明による駆動回路により、従来の駆動回路
と比べて遥かに短いスイッチONから定常状態への過渡時
間が得られる。また、パワートランジスタの飽和はこれ
により確保される従来の方法では、飽和は遥か長い過渡
期間の後に得られ、この期間中パワートランジスタは飽
和されない。このため、高い電力の消費を伴ないパワー
トランジスタの信頼度及び動作寿命にも影響する。これ
らの問題もまた本発明による駆動回路により克服され
た。

第４図に示された本発明の特に好適な実施例は、次の構
成要素によって、更に効果を発揮する構成となってい
る。

パワートランジスタLTに加わる過負荷を防止するためト
ランジスタT5を含む電流制限回路が設けられ、トランジ
スタT5のコレクタは右方前置トランジスタVTRのエミッ
タと接続され、またそのエミッタは基準電圧源Urefと接
続される。トランジスタT5のベースはダイオードD5を通
じて実際電圧入力IEと、また電流源S5を通じて供給電源
U2と接続される。パワートランジスタLTのコレクタ電流
IC、従ってセンサ抵抗Ｒに加わる電圧が基準電圧源Uref
に依存するある値を超過するとトランジスタT5は導通
し、差動増幅器DVの右方入力Ｒにおける電圧を基準電圧
源Urefに依存した値に制限する。従って、パワートラン
ジスタLTのベースに加えられる電流は対応する値に制限
され、パワートランジスタの限定された電流利得βによ
りそのコレクタ電流が制限される。

またトランジスタT6を含むクランプ回路が設けられ、ト
ランジスタT6のエミッタは実際電圧入力IEと接続され、
そのコレクタは供給電源U2と接続され、そのベースはダ
イオードD6を通じて接地されると共に、電流源S6を通じ
て供給電源U2と接続される。クランプ回路は差動増幅器
DVの右方の入力Ｒにおける電圧が負性となることを防止
する。クランプ回路が設けられない場合、一体に作られ
たフリーランニングダイオードをもったパワートランジ
スタが使用された場合、センサ抵抗Ｒに加えられる電圧
によりこのダイオードの導通状態が逆転されて右方入力
Ｒの電圧が負性となる可能性がある。

走査のフライバック期間中パワートランジスタLTは高電
圧が加えられ、もしそれがこの期間に導入せしめられる
と、大電力の消費を生じてパワートランジスタLTはこの
ため損傷されらかも知れない。これを防止するためにト
ランジスタT4が設けられ、このコレクタはトランジスタ
T2及びT3の共通ベース端子と接続され、そのエミッタは
接地される。トランジスタT4のベースは本駆動回路ASの
スイッチON入力EEと接続される。走査のフライバック信
号が依存する期間中上記入力EEを通ずてトランジスタT4
を導通せしめられ、従ってトランジスタT2及びT3は非導
通となる。これによりパワートランジスタLTは上記フラ
イバック信号電圧が存在する期間中確実に非導通状態に
保持される。

駆動回路ASの遠隔制御入力FEはトランジスタT7のベース
と接地され、そのエミッタは接地されると共にそのコレ
クタは抵抗R7を経て右方前置トランジスタVTRのベース
と接続される。前置トランジスタVTRのベースはさらに
追加の電流源S7を経て供給電源U2と接続される。若しテ
レビジョンが、例えば遠隔制御により、いわゆるスタン
ドバイ状態に切り換えられると、遠隔制御入力端子FEは
スイッチON信号を受け、前記バイパストランジスタUTを
OR回路Ｏを通じて導通せしめられると共に、トランジス
タT7を直接導通せしめる。これにより差動増幅器DVの左
方入力Ｌは接地電圧となり、一方その右方入力Ｒは抵抗
R7及び電流源S7からの電流に依存する電圧に達し、この
ためパワートランジスタLTは一定のベース電流により駆
動される。

上述の実施例において、総てのトランジスタはnpnトラ
ンジスタとして設計される。駆動回路ASのモノリシィッ
クな集積において、npnトランジスタはpnpトランジスタ
のそれよりも低いカットオフ周波数をもっているためよ
り望ましい。また同一理由により、差動増幅器DVに続く
電圧−電流変換回路が２個の増幅器により構成され、こ
れにより低速のpnpトランジスタの使用を避けている。

（発明の効果）本発明の偏向用パワートランジスタの駆動回路によれ
ば、パワートランジスタのベース電流が、そのコレクタ
電流の実際値により調整されるという事実に基づき、偏
向周波数及び最大偏向電流に対して異なった状態にそれ
自身を自動的に適応することができるので、所望のいか
なる偏向周波数にも、また所望のいかなる最大偏向電流
にも用いることができる。そのため、多数の駆動回路を
用途に応じて設計，及び開発する必要がなくなる。

また、本発明によれば、そのスイッチON持続時間の間は
常にパワートランジスタをその飽和領域に僅かに入った
状態に維持することができるという事実に基づき、蓄積
時間を非常に短縮することができる。このことは、その
時に必要である高偏向周波数を考えるに、特定のビデオ
モニタのよりよい解像度を得るためにライン数が増大す
る時には非常に重要なことである。パワートランジスタ
のコレクタ電流の最終値に比例してスイッチOFFの電流
の下降スロープを制御することにより、そのベース放電
時又は蓄積時がコレクタ電流の最終値に逆比例している
ような従来の駆動回路の挙動を模倣する。それ故に、本
発明の駆動回路は公知の制御装置とも十分に両立し得る
ものであり、修正することなく、この制御装置協動させ
ることができる。

本発明の駆動回路は、水平方向偏向部において従来用い
られていた変圧器を必要としないものである。このよう
に、この比較的高価で敏感な要素を設ける必要がない。
さらにまた、本発明の駆動回路は問題なく単一的に統合
し得る。さらに本発明の利点として、パワートランジス
タは直流電圧で駆動することができる。この点従来のも
のでは、交流電圧駆動によってのみ変圧器に基づいて可
能とされていた。本発明では、任意の直流電圧駆動が可
能であることにより、パワートランジスタから直流電圧
の任意の中間値を得ることができるので、直流電圧源と
してのパワートランジスタは、例えばテレビジョンセッ
トの１部のみ消されている場合のように、いわゆる待機
動作中も問題なく維持することができる。

【図面の簡単な説明】

第1A〜1C図はテレビジョンセットの水平方向偏向部にお
けるパワートランジスタの従来の３つの駆動回路を示す
図、第2A〜2C図はパワートランジスタの時間関係電流パ
スを示す図、第３図は水平方向偏向部に用いられるよう
にされた本発明による駆動回路の実施例のブロック図、
第４図は本発明による駆動回路の特に好適な実施例の回
路図を示す。 LT……パワートランジスタ、Ｒ……エミッタ抵抗、AS…
…駆動回路、IC……コレクタ電流、TK……トランスコン
ダクタンス回路、SA……制御出力端子、IE……実際値入
力端子、DV……差動増幅器、Ｃ……キャパシタ、UT……
バイパストランジスタ、LS……電流源、（T1,T2,T3,V1,
V2,RL,RR,RW……電圧−電流変換回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】テレビジョンセットの偏向走査系中に設け
られたパワートランジスタを駆動して鋸歯状の偏向電流
を偏向コイルに供給するようになっており、上記鋸歯状
の偏向電流の上昇部分の長さに相当する持続期間を有す
るスイッチONパルスを周期的に供給され、上記スイッチ
ONパルスの周期期間中、上記パワートランジスタに常に
増大するスイッチONベース電流を出力して上記スイッチ
ONパルスのほぼ全持続期間中上記パワートランジスタを
飽和状態に保持するように駆動すると共に、上記スイッ
チONパルスの終了後、上記スイッチONベース電流の増大
よりもより急速に減少して最後にその極性を変化するス
イッチOFFベース電流で上記パワートランジスタを制御
して、上記パワートランジスタを飽和状態から非導通状
態に急速に復帰させるように駆動するようになっている
偏向用パワートランジスタの駆動回路において、上記パ
ワートランジスタのエミッタ回路中に配設され、上記パ
ワートランジスタの主電流の瞬時値に比例する出力信号
を実際値信号として供給するセンサ手段と、上記スイッ
チONベース電流の増大する全期間中、上記センサ手段か
ら供給される上記実際値信号に応じて、上記スイッチON
ベース電流を調整することにより上記パワートランジス
タをその飽和領域に僅かに入った状態で制御すると共
に、上記スイッチONパルスの終了時における上記実際値
信号に比例するように上記スイッチOFFベース電流の傾
度を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする偏向
用パワートランジスタの駆動回路。
【請求項２】上記センサ手段が上記パワートランジスタ
のエミッタ抵抗により形成され、この抵抗を横切って上
記パワートランジスタのコレクタ電流に比例する電圧の
実際値が得られ、また、上記制御手段はトランスコンダ
クタンス回路を含み、このトランスコンダクタンス回路
は実際値入力端子と上記パワートランジスタのベースに
結合される制御出力端子とを持っており、上記トランス
コンダクタンス回路のトランスコンダクタンス特性は、
上記電圧の実際値が上記回路に加えられた時、上記回路
から上記パワートランジスタに、このパワートランジス
タを僅かな飽和度で飽和させるに充分なスイッチONベー
ス電流が供給されるよう選択される特許請求の範囲第１
項に記載の駆動回路。
【請求項３】上記トランスコンダクタンス回路が線型の
トランスコンダクタンス特性を持っている特許請求の範
囲第２項に記載の駆動回路。
【請求項４】上記トランスコンダクタンス回路が、上記
パワートランジスタの電流利得対トランジスタのコレク
タ電流特性の逆数に少なくとも近似した非線型のトラン
スコンダクタンス特性を持っている特許請求の範囲第２
項に記載の駆動回路。
【請求項５】上記トランスコンダクタンス回路が上記電
圧の実際値により制御可能な電圧制御電流源を含んでい
る特許請求の範囲第２項乃至第４項の何れかに記載の駆
動回路。
【請求項６】上記トランスコンダクタンス回路がスイッ
チONパルスの存在又は非存在に応じて第１または第２の
状態に駆動されるようになされており、上記第１の状態
においては上記回路はそれぞれ供給された実際電圧値の
みに反応して上記増大するスイッチONベース電流を制御
し、上記第２の状態においては、上記回路は上記実際電
圧値と、この実際電圧値の効果と反対の効果をもつ急速
に増大する制御電圧との比に作用して上記減少するスイ
ッチOFFベース電流を制御し、また、上記第２の状態で
用いられる制御電圧の傾度が上記実際電圧値に比例して
変化せしめられるようになっている特許請求の範囲第２
項乃至第５項の何れかに記載の駆動回路。
【請求項７】上記トランスコンダクタンス回路が差動増
幅器と電圧−電流変換回路とを含み、上記電圧−電流変
換回路は上記差動増幅器の出力側に接続されて、その出
力が上記トランスコンダクタンス回路の制御出力を形成
し、上記差動増幅器２つの入力の中の１つは上記制御手
段の実際値入力端子に接続され、上記差動増幅器の他方
の入力はキャパシタ及びバイパストランジスタより成る
並列回路と接続され、上記並列回路の一端は基準電圧、
望ましくはアースと接続される一方、その他端は制御可
能な電流源に接続され、上記電流源の電流は上記実際値
電圧に比例するように制御され、上記バイパストランジ
スタの制御電極は上記制御手段のスイッチONパルス入力
と接続され、また上記バイパストランジスタは上記スイ
ッチONパルスにより導通状態に持来たされる以外非導通
状態に保たれるようになっている特許請求の範囲第６項
に記載の駆動回路。