JPH0797903B2

JPH0797903B2 - 自励式電源装置

Info

Publication number: JPH0797903B2
Application number: JP60195136A
Authority: JP
Inventors: 政富美中村
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-09-04
Filing date: 1985-09-04
Publication date: 1995-10-18
Anticipated expiration: 2010-10-18
Also published as: JPS6258874A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は各種電子機器に利用される自励式電源装置に関
するものである。

従来の技術従来この種の自励式電源装置は第11図に示すような構成
であった。第11図において51はトランスであり、その一
次巻線N₁は直流入力に対しNPNトランジスタ56を介して
接続されている。一方トランス51の三次巻線N₃はコンデ
ンサ60を介してNPNトランジスタ56のベース、エミッタ
に接続されている。尚、一次巻線N₁,三次巻線N₃は正帰
還がかかる方向に設定されているので、ベース電流をPN
Pトランジスタ58より与えてやれば、この回路は自励発
振を起こし、トランス51の二次巻線N₂にダイオード52と
コンデンサ53の構成による整流回路を接続すれば直流出
力を得ることができる。この場合、PNPトランジスタ58
のコレクタから供給される電流は、三次巻線N₃を介して
NPNトランジスタ56のベースに供給される。また、NPNト
ランジスタ56のベース電流によってNPNトランジスタ56
のコレクタ電流の飽和条件が決定されるので、NPNトラ
ンジスタ56の自励発振のON時間を制御することができ、
出力を制御することができる。従ってPNPトランジスタ5
8のコレクタ電流によって出力が制御できることにな
る。

出力電圧は抵抗54,55で構成された電圧検出回路によっ
て検出され、演算増幅器61の非反転入力に印加されてい
る。

一方基準電圧59は抵抗64を介して演算増幅器61の反転入
力に印加されており、演算増幅器61の出力は抵抗63を介
してPNPトランジスタ58のベースに接続されている。以
上の構成により検出された出力電圧に比例した電圧と基
準電圧59の差が増幅され、増幅された信号の大小によっ
てPNPトランジスタ58のコレクタ電流が制御されるの
で、負帰還ループが構成され、出力が安定化されるもの
であった。尚、抵抗62はPNPトランジスタ58のベース、
エミッタ間抵抗であり、コンデンサ65、抵抗66は位相補
償回路で、抵抗64は演算増幅器61の反転入力端子のイン
ピーダンスを大きくし、位相補償が良く効くようにする
ための抵抗である。

発明が解決しようとする問題点第12図（Ａ），（Ｂ）のＨは直流入力正極性側の電圧、
Ａは第11図のＰ点の電圧、同ＢはＱ点又はＲ点の電圧、
同ＤはＴ点を流れる電流、同Ｃは出力電圧が直流入力を
印加した瞬間どのように立ち上がるかを示した波形であ
る。

第12図（Ａ），（Ｂ）において直流入力が時間Ｇ点にお
いて印加されたとする。直流入力を印加した直後（Ｇ
点）においてはコンデンサ65の電荷は零である。十分な
位相補償を行うために抵抗64の抵抗値を抵抗66の抵抗値
に比べて高くする必要があり、そのように抵抗値を設定
すると、演算増幅器61にはＰ点からＱ点に局部的に負帰
還がかかり、P,Q,Rのそれぞれの電圧は等しくなる。

また、位相補償を行うためにはコンデンサ65と抵抗64の
時定数は二次巻線N₂,ダイオード52,コンデンサ53で構成
される出力回路の時定数よりもはるかに大きくする必要
がある。

直流入力を印加した瞬間においては、負帰還ループのバ
ランスがとれる点、すなわち第12図（Ａ）のＦ点まで、
P,Q,R点の電圧は上昇する。さらに時間が経過すると、
Ｐ点の方が基準電圧59よりも電圧が高いのでコンデンサ
65は充電され、Ｐ点とＱ点の電位差が増加するようにな
るのでＰ点の電圧は第12図（Ａ）のＡのように徐々に上
昇し、またＱ点の電圧は第12図（Ａ）のＢのように徐々
に下降し、また、Ｐ点からＱ点に局部的に負帰還がかか
っているので、Ｒ点の電圧はＱ点と同じになり第12図
（Ａ）のＢのようになる。さらに時間が経過し、Ｒ点の
電圧が、基準電圧59（第11図Ｅレベル）まで下降すると
基準電圧59とＱ点の電位差がなくなりコンデンサ65への
充電が停止するのでP,Q,R点の電圧は変化しなくなる。
従ってＰ点は第12図（Ａ）のＡのようにＱ点及びＲ点は
Ｂのようになる。

一方Ｔ点を流れる電流は直流入力正極性側とＰ点の電位
差に比例するので、第12図（Ｂ）のＤのようになる。ま
た出力電圧は同図（Ｂ）のＣのようになり、非常に大き
なオーバーシュートを発生し、また発生時間も長い。

発生時間を短くしようとすると、コンデンサ65と抵抗64
の時定数を大きく取れないため十分な位相補償ができな
い。

第11図の回路では演算増幅器61を使うため簡単な小出力
の電源装置を作る場合でもその分コスト高になってしま
う。また、演算増幅器を使用しない場合でも、それに代
わる差動増幅器が必要であり、やはりコスト高になる。

このような従来の構成では上記のようにオーバーシュー
ト，コスト高といった問題があった。

本発明はこのような問題を解決するもので、オーバーシ
ュートの発生を防ぎ、非常に簡単な回路構成でしかも差
動増幅器、演算増幅器と同じように温度補償のできるも
のを安価に提供することを目的としたものである。

問題点を解決するための手段この問題点を解決するために本発明は、直流入力に対し
トランスの一次巻線を介して直列に接続されたNPNトラ
ンジスタのコレクタ、エミッタを接続し、このNPNトラ
ンジスタのベース、エミッタ間に上記トランスの三次巻
線とインピーダンス素子を直列に接続し、二次巻線より
出力を得るトランスにさらに四次巻線を設け、この四次
巻線に接続された放電回路を設けるとともに、ダイオー
ドを有する整流回路の正極性側出力を直流入力の正極性
側に接続し、エミッタが上記整流回路の負極性側出力に
ベースが基準電圧を介して上記整流回路の正極性出力に
接続されたPNPトランジスタのコレクタ電流が上記NPNト
ランジスタのベースに流れ込むように構成し、上記放電
回路を上記整流回路の出力電圧に比べて、上記PNPトラ
ンジスタのエミッタ電流による電圧降下が小さくなるよ
うに設定されたインピーダンス素子で構成したものであ
る。

作用この構成により、出力の立ち上がりが速く、オーバーシ
ュートの発生が全くなく、温度補償された安定な出力を
得ることができる自励式電源装置を非常に簡単な構成で
安価に提供できることになる。

実施例第１図は本発明の基本的な回路図であり、１はトランス
で、N₁はトランス１の一次巻線、N₂は二次巻線、N₃は三
次巻線、６はNPNトランジスタ、８はPNPトランジスタ、
10はコンデンサで従来例と同様の自励発振を起こし、出
力はPNPトランジスタ８のコレクタ電流によって制御で
きる。ここまでは従来の技術と同様であるが、本発明の
場合、トランス１にさらに四次巻線N₄を設け、その四次
巻線N₄に放電抵抗７を有するダイオード４とコンデンサ
５で構成される整流回路を接続し、PNPトランジスタ８
のエミッタと直流入力の正極性側との間に、第１図のよ
うな極性で挿入し、PNPトランジスタ８のベースと直流
入力の正極性側との間に第１図のような極性で基準電圧
９を接続する。尚放電抵抗７はPNPトランジスタ８のエ
ミッタ電流による電圧降下が整流回路4,5の出力電圧に
対して十分小さくなるような比較的低い抵抗に設定す
る。これは整流回路4,5の出力電圧が小さくなった時、
放電抵抗７の電圧降下が整流出力電圧よりも大きい場
合、正確な出力電圧検出ができないためである。また、
抵抗９′は基準電圧９の内部インピーダンスである。

第１図の回路で整流回路4,5の出力は巻線、N₂,N₄の巻方
向、接続方向を考慮すれば、出力電圧に比例した電圧を
得ることができる。もし仮に出力電圧が何らかの原因で
上昇したとすると、PNPトランジスタ８のベースは基準
電圧９に接続されているのでPNPトランジスタ８のベー
ス、エミッタ間電圧は小さくなり、PNPトランジスタ８
のコレクタ電流は減少し、出力電圧は下降することにな
る。

この逆に出力電圧が下降した時は上記と逆の作用で出力
電圧は上昇するように働き、このような負帰還作用によ
り出力電圧は安定化される。

第１図の回路で直流入力の印加時の状態を考えてみる
と、二次巻線N₂と四次巻線N₄は同一のトランス１に巻回
されているので、出力電圧と整流回路4,5の出力電圧の
立ち上がり波形は同一となる（立ち下がり波形は負荷の
条件、放電抵抗７の条件でかなり異なる）。

第１図の回路で直流入力が印加されるコンデンサ５に充
電が起こり、整流回路4,5の出力電圧Ｒ点を基準とした
Ｐ点の電圧は第２図（Ａ）のＡのように零電位から負電
位へと下降して行く。一方基準電圧（Ｒ点を基準にした
Ｑ点の電圧）は直流入力と同時に印加されるので第２図
（Ａ）のＢのように一気に下降する。Ｑ点とＰ点の電位
差の絶対値は第２図（Ａ）のＦまでどんどん下降し、PN
Pトランジスタ８のベース電流が減少するので、第２図
（Ｂ）のＣのようにPNPトランジスタ８のコレクタ電流
（Ｔ点を流れる電流）が減少して行く。

すると出力電圧、整流回路4,5の出力電圧（Ｒ点とＰ点
の電位差の絶対値）は減少する方向に働くので、Ｐ点と
Ｑの電位差（第２図Ｆ）がPNPトランジスタ８のベース
エミッタ間順方向降下（0.7V）になった時、（第２図の
時間Ｅ点）負帰還ループのバランスがとれて定常状態と
なる。

出力電圧は整流回路4,5の出力電圧（Ｒ点,P点の電位差
の絶対値）に比例した電圧になるので、出力電圧の波形
は第２図（Ｂ）のＤのようになり、オーバーシュートは
全く発生しない。しかも立ち上がり時間は整流回路4,5
あるいは、整流回路2,3の充電時間と同じであるので非
常に立ち上がりが速い。

また、ダイオード４の温度特性とPNPトランジスタ８の
ベース、エミッタ間の温度特性はほぼ等しく、−200mV/
℃であり、これらの素子で発生した温度特性は互いに相
殺されるので、ダイオード４とPNPトランジスタ８の温
度差があまり出ないように設計すれば、四次巻線N₄に発
生する電圧は温度補償された安定なものを得ることがで
き、当然、同一トランス１より取り出している二次巻線
N₂に発生する電圧も温度補償されているので、出力電圧
がダイオード２の順方向降下（0.7V）よりも十分高い電
圧であれば、ダイオード２による温度特性は無視できる
ので、出力電圧は温度補償された安定な電圧を得ること
ができる。

第３図は本発明の具体的な実施例の回路図で、11はNPN
トランジスタ６のベース電流を制限するための抵抗であ
る。

ツェナーダイオード12と抵抗13により基準電圧を構成
し、可変抵抗14により基準電圧を任意に分圧することに
より、出力電圧が零からこの電源装置の持つ最大電圧ま
で任意に可変できるようにしたものである。

本発明の場合、基準電圧側がPNPトランジスタ８のベー
ス側に接続されるため、可変抵抗器14のスライダー端子
Ｓには微小電流しか流れないため、可変抵抗器14のイン
ピーダンスを大きくすることができるので、ツェナーダ
イオード12、抵抗13の消費電力を小さくすることができ
る。

第４図は他の実施例であり、ソフトスタート機能をもた
せた例である。15はコンデンサであり、抵抗13とコンデ
ンサ15の時定数は、整流回路2,3及び4,5の立ち上がり時
間よりも十分大きな時定数に設定する。

第５図（Ａ），（Ｂ）は第４図の回路の電圧，電流波形
を示した図である。時間Ｇ点で、直流入力が印加される
と第４図Ｒ点を基準としたＳ点の電圧は抵抗13とコンデ
ンサ15の時定数で決定される充電カーブに従って下降し
て行き、コンデンサ15の両端電圧がツェナーダイオード
12の電圧まで達するとそれ以上下降しなくなる。Ｒ点を
基準としたＱ点の電圧は、Ｒ点を基準としたＳ点の電圧
を分圧したものであるので第５図（Ａ）のＡのような電
圧変化を示す。Ｐ点とＱ点の電位差ＦはPNPトランジス
タ８のベース、エミッタ間順方向降下（0.7V）と等しく
なるように動作するので、Ｒ点を基準としたＰ点の電圧
は第５図（Ａ）のＢのようになる。

PNPトランジスタ８のコレクタ電流（Ｔ点の電流）及び
出力電圧はＲ点とＰ点の電位差の絶対値に比例するの
で、Ｔ点の電流は第５図（Ｂ）のＣ、出力電圧は第５図
（Ｂ）のＤのように波形となり出力電圧はゆっくりと上
昇し、ソフトスタートをかけることができる。

第６図は、第１図，第３図，第４図のコンデンサ10の代
わりにダイオード16を２個直列、またはシリコンバリス
タを使用した他の一実施例である。

ダイオード16のインピーダンス素子としてPNPジャンク
ションを２個直列にしたのは、NPNトランジスタ６のベ
ース、エミッタ間のPNジャンクションの２倍の順方向電
圧を得、確実にNPNトランジスタ６のベースにベース電
流を供給できるようにしたものである。また、ダイオー
ド16を使用した理由は三次巻線N₃に矢印の方向に電圧が
発生した時、ダイオード２はバリスタが順バイアスにな
り、NPNトランジスタ６のベース、エミッタ間に逆バイ
アスがかかりNPNトランジスタ６がOFF状態になるように
するためであり、また、三次巻線N₃に発生する電圧が矢
印の方向と逆に発生した時は、ベース巻線に発生した電
圧によってNPNトランジスタ６のベースに電流が流れな
いようにダイオード16はバリスタ逆方向で阻止させるた
めである。

第７図は他の一実施例で第１図，第３図，第４図のコン
デンサ10の代わりにインピーダンス素子として、ダイオ
ードまたはバリスタ16とコンデンサ10を並列に接続した
ものである。

第８図は他の一実施例で、二次巻線N₂、四次巻線N₄のそ
れぞれの整流回路を両波倍電圧整流にした一実施例であ
る。17,18,21,22はダイオード、19,20,23,24はコンデン
サでこの場合、両者とも両波倍電圧整流であるが、片方
のみ片波倍電圧整流でもさしつかえない。また、出力の
整流回路17,18,19,20を削除してAC出力を取り出しても
かまわない。

第９図は他の実施例でPNPトランジスタ８のエミッタ抵
抗25を挿入したものである。整流回路4,5の出力には当
然リップルが存在するが、抵抗25がない場合このリップ
ル分のためPNPトランジスタ８の動作がスイッチ動作と
なり能動領域で動作しなくなるため出力の安定度が悪く
なる場合がある。抵抗25はPNPトランジスタ８の能動領
域のダイナミックレンジを大きくしてくれるので、非常
に有効である。また、負帰還ループの利得が高く異常発
振した場合も有効な手段となる。

第10図（Ａ），（Ｂ）は他の実施例で電気信号によって
出力をON,OFFできる自励式電源装置の例である。

第10図（Ａ）は第３図の放電抵抗７に直列にスイッチ回
路26を挿入し、ON,OFF制御入力33により出力のON,OFFを
可能にしたものであり、スイッ回路26の具体例を第10図
（Ｄ）に示す。42はPNPトランジスタ、41,42は抵抗でO
N,OFF制御入力33の電圧レベルがLOWレベルの時PNPトラ
ンジスタ40はONし、HighレベルでOFFする。第10図
（Ａ）の抵抗29はスイッチ回路26がOFF時にコンデンサ
５に電荷を充電しておき、PNPトランジスタ８が完全に
遮断されるようにしたものである。また、コンデンサ５
と抵抗29の時定数により遮断の速さが制御できるのでコ
ンデンサ５と抵抗29の時定数を適当に設定することによ
り出力の立ち下がり時間を任意に設定することができ
る。

第10図（Ｂ）は第４図の回路のツェナーダイオード12に
並列にスイッチ回路26を接続し、ON,OFF制御入力33によ
り出力をON,OFF制御できるようにしたもので、ソフトス
タートがかけられる。また、ソフトスタートをかけたく
ない場合にはコンデンサ15を除けば良い。

第10図（Ｃ）は他の実施例で切替入力36によって出力電
圧を電気信号で切替えられるようにした例である。第３
図の可変抵抗器14の代わりに抵抗37,38と39の分圧比を
複数のスイッチ回路26で切替えられるようにしたもの
で、分圧比の大小で出力電圧を切替えることができる。

発明の効果以上のように本発明によれば立ち上がり時間が速く、オ
ーバーシュートが全く発生せず、温度補償された安定な
出力を得ることができる自励式電源装置を非常に簡単な
構成で安価に実現できるものである。

また、放電回路を整流回路の出力電圧に比べてPNPトラ
ンジスタのエミッタ電流による電圧降下が小さくなるよ
うに放電用の抵抗などのインピーダンス素子によって構
成したので、整流回路の出力電圧が小さくなっても、こ
の出力電圧の検出を正確に行える効果を有するものであ
る。

また、可変抵抗を追加するだけで出力電圧が零から連続
して任意に可変ができ、かつ可変抵抗器、ツェナーダイ
オード、抵抗の消費電力が小さく、小型化が可能であ
る。

また、コンデンサを１個追加するだけでソフトスタート
機能を持たせることができる。また、抵抗を挿入しただ
けで、利得過大の場合の異常発振防止ができ、かつリッ
プル電圧の影響で出力の安定度が悪くなるのを防止でき
る。

また、簡単なスイッチ回路を追加するだけで電気信号で
出力電圧のON,OFFができる。また、出力電圧も電気信号
で切替えることができる。このように多くの効果が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の自励式電源装置の基本的な回路図、第
２図（Ａ），（Ｂ）は第１図の要部の電圧波形図と電流
波形図、第３図，第４図は他の実施例の回路図、第５図
（Ａ），（Ｂ）は第４図の要部電圧波形図と電流波形
図、第６図，第７図，第８図，第９図，第10図（Ａ），
（Ｂ），（Ｃ）は他の実施例の回路図、第10図（Ｄ）は
スイッチ回路の具体例を示す回路図、第11図は従来の回
路図、第12図（Ａ），（Ｂ）は第11図の要部電圧波形図
と電流波形図である。１……トランス、2,4……ダイオード、3,5,10……コン
デンサ、６……PNPトランジスタ、７……放電抵抗、８
……PNPトランジスタ、９……基準電圧。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力に対しトランスの一次巻線を介し
て直列に接続されたNPNトランジスタのコレクタ、エミ
ッタを接続し、このNPNトランジスタのベース、エミッ
タ間に上記トランスの三次巻線とインピーダンス素子を
直列に接続し、二次巻線より出力を得るトランスにさら
に四次巻線を設け、この四次巻線に接続された放電回路
を設けるとともに、ダイオードを有する整流回路の正極
性側出力を直流入力の正極性側に接続し、エミッタが上
記整流回路の負極性側出力にベースが基準電圧を介して
上記整流回路の正極性出力に接続されたPNPトランジス
タのコレクタ電流が上記NPNトランジスタのベースに流
れ込むように構成し、上記放電回路を上記整流回路の出
力電圧に比べて、上記PNPトランジスタのエミッタ電流
による電圧降下が小さくなるように設定されたインピー
ダンス素子で構成したことを特徴とする自励式電源装
置。