JPS6258874A - 自励式電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は自励式電源装置の出力制御方法に関するもので
ある。

従来の技術 従来この種の自励式電源装置は第１１図に示すような構
成であり友。第１１図において６１はトランスであり、
その−次巻線Ｎ１　は直流入力に対し、ＮＰＮトランジ
スタロ６を介し直列に接続されている。一方トランス６
１の三次巻線Ｎ３はコンデンサｅｏを介してＮＰＮトラ
ンジスタ５６のベース、エミッタに直列接続されている
。尚、−次巻線Ｎ１．三次巻線Ｎ３は正帰還がかかる方
向に設定されているので、ベース電流をＰＮＰトランジ
スタロ８より与えてやれば、この回路は自励発振を起こ
し、トランス６１の二次巻線Ｎ２にダイオード６２とコ
ンデンサ６３の構成による整流回路を接続すれば直流出
力を得ることができる。

この場合、ＰＮＰトランジスタロ８のコレクタから供給
される電流は、三次巻線Ｎ５ｆｊｒ：介してＮＰＮトラ
ンジスタ６６のベースに供給される。又、ＮＰＮトラン
ジスタ６６のベース電流によってＮＰＮトランジスタ５
６のコレクタ電流の飽和条件が決定されるので、ＮＰＮ
トランジスタロ６の自励発振のＯＮ時間を制御すること
ができ、出力を制御することができる。従ってＰＮＰト
ランジスタロ８のコレクタ電流によって出力が制御でき
ることになる。

出力電圧は抵抗５４．５５で構成された電圧検出回路に
よって検出され、演算増幅器の非反転入力に印加されて
いる。

一方基準電圧は抵抗６４を介して演算増幅器の反転入力
に印加されており、演算増幅器の出力は抵抗６３全介し
てＰＮＰトランジスタロ８に接続されている。以上の構
成により検出された出力電圧に比例した電圧と基準電圧
の差が増幅され、増幅された信号の大小によってＰＮＰ
　トランジスタロ８のコレクタ電流が制御されるので、
負帰還ループが構成され、出力が安定化されるものであ
った。尚、抵抗６２はＰＮＰトランジスタ６８のベ−，
（エミッタ間抵抗、コンデンサ６５、抵抗６６は位相補
償回路で、抵抗６４は反転入力端子のインピーダンスを
大きくし、位相補償が良く効くようにするための抵抗で
ある。

発明が解決しようとする問題点 第１２図のＨに直流入力正極性側の電圧、Ａは第１１図
のＰ点の電圧、同ＢはＱ点又はＲ点の電圧、同りはＴ点
を流れる電流、同Ｃは出力電圧が直流入力を印加した瞬
間どのように立ち上がるかを示した波形である。

第１２図において直流入力が時間Ｇ点において印加され
たとする。直流入力を印加し念直後（Ｇ点）においては
コンデンサ６５の電荷は零である十分な位相補償を行う
ために抵抗θ４の抵抗値を抵抗６２の抵抗値に比べて高
くする必要がありそのように抵抗値を設定すると、演算
増幅器にはＰ点からＱ点た局部的に負帰還がかかり、Ｐ
、Ｑ。

Ｒのそれぞれの電圧は等しくなる。

又、位相補償を行うためにはコンデンサ６６と抵抗６４
の時定数は出外巻線Ｎ２、ダイオード６２、コンデンサ
６３で構成される出力回路の時定数よりもはるかに大き
くする必要がある。

直流入力を印加した瞬間においては、負帰還ループのバ
ランスがとれる点、すなわちＦ点まで、Ｐ　、Ｑ、Ｒ点
の電圧は上昇する。さらに時間が経過すると、Ｐ点の方
が基準電圧６９よりも電圧が高いのでコンデンサ６６は
充電され、Ｐ点とＱ点の電位差が増加するようになるの
でＰ点の電圧は電１２図Ａのように徐々に上昇し、又Ｑ
点の電圧は第１２図Ｂのように徐々に下降し、又、Ｐ点
からＱ点に局部的に負帰還がかかっているので、Ｒ点の
電圧はＱ点と同じになり第１２図Ｂのようになる。さら
に時間が経過し、Ｒ点の電圧が、基準電圧５９　（第１
１図Ｅレベル）まで下降すると基準電圧とＱ点の電位差
がなくなりコンデンサ６６への充電が停止するのでＰ、
Ｑ、Ｒ点の電圧は変化しなくなる。従ってＰ点は第１２
図ＡのようにＱ点及びＲ点はＢのようになる。

一方Ｔ点を流れる電流は直流入力正極性側とＰ点の電位
差に比例するので、第１２図りのようになる。又出力電
圧は同図Ｃのようになり、非常に大きなオーバーシュー
ト金発生し、また発生時間も長い。

発生時間を短かくしようとすると、コンデンサ６６と抵
抗６４の時定数を大きく取れないため十分な位相補償が
できない。

第１１図の回路では演算増幅器を使うため簡単な小出力
の電源装置を作る場合でもその分コスト高になってしま
う。又、演算増幅器を使用しない場合でも、それに代わ
る差動増幅器が必要であり、やはりコスト高になる。

このような従来の構成ては上記のようにオーバーシュー
ト、コスト高といった問題があった。本発明はこのよう
な問題を解決するもので、オーバーシュートの発生を防
ぎ、非常に簡単な回路構成でしかも差動増幅器、演算増
幅器と同じように温度補償のできるものを安価に提供す
ることを目的としたものである。

問題点を解決するための手段 この問題点を解決するために本発明は演算増１電器、差
動増幅器等を使用しない簡単な構成で、温度補償ができ
かつ直流入力印加時のオーバーシュートが発生しない、
安価で性能の良い自励式電源装置を提供できるようにし
たものである。

作　　　用 この構成により、出力の立ち上りが速く、オーバーシュ
ートの発生が全くなく、温度補償された安定な出力を得
ることが出来る自励式電源装置を非常に簡単な構成で安
価に提供することとなる。

実施例 第１図は本発明の基本的な回路図であり、１はトランス
でＮ　はトランスの一次巻線、Ｎ２は二次巻線、Ｎ３は
三次巻線、６はＮＰＮトランジスタ、８はＰＮＰ　トラ
ンジスタ、１０はコンデンサで従来例と同様の自励発振
を起こし、出力はＰＮＰトランジスタ８のコレクタ電流
によって制御できる。ここまでは従来の技術と同様であ
るが、本発明の場合、トランス１にさらに四次巻線Ｎ４
を設け、その四次巻線Ｎ４に放電抵抗７を有するダイオ
ード４とコンデンサ６で構成される整流回路を接続シ、
ＰＮＰ　トランジスタ８のエミッタと直流入力の正極性
側との間に、第１図のような極性で挿入１．、ＰＮＰト
ランジスタ８のベースと直流人力の正極性側との間に第
１図のような極性で基準電圧を接続する。尚放電抵抗７
はＰＮＰ　トランジスタ８のエミッタ電流による電圧降
下が整流回路４．６の出力電圧に対して十分小さくなる
ような比較的低い抵抗に設定する。これは整流回路４゜
電圧検出ができないためである。又、抵抗９′は基準電
圧の内部インピーダンスである。

第１図の回路で整流回路４．６の出力は巻線、Ｎ２．Ｎ
４の巻方向、接続方間を考慮すれば、出力電圧に比例し
几電圧を得ることができる。もし仮に出力電圧が何らか
の原因で上昇したとすると、ＰＮＰトランジスタ８のベ
ースは基準電圧に接続されているのでＰＮＰ　トランジ
スタ８のベース、エミッタ間電圧は小さくなｐ、ＰＮＰ
トランジスタ８のコレクタ電流は減少し、出力電圧は下
降することになる。

この逆に出力電圧が下降した時は上記と逆の作用で出力
電圧は上昇するように働き、このような負帰還作用によ
り出力電圧は安定化される。

第１図の回路で直流入力を印加時の状態を考えてみると
、二次巻線Ｎ２と四次巻線Ｎ４は同一のトランス１に巻
回されているので、出力電圧と整流回路４，６の出力電
圧の立ち上り波形は同一となる（立ち下り波形は負荷の
条件、放電抵抗７の条件でかなり異なる）０ 第１図の回路で直流入力が印加されるとコンデンサ５に
充電が起こり、整流回路４，６の出力電圧Ｒ点を基準と
したＰ点の電圧は第２図のＡのように零電位から負電位
へと下降して行く。一方基準電圧（Ｒ点を基準にしたＱ
点の電圧）は直流入力と同時に印加されるので第２図Ｂ
のように一気に下降する。Ｒ点とＰ点の電位差の絶対値
は第２図Ｆのようにどんどん下降し、ＰＮＰトランジス
タ８のベース、電流が減少するので、第２図Ｃのように
ＰＮＰトランジスタ８のコレクタ電流（Ｔ点を流れる電
流）が減少して行く。

すると出力電圧、整流回路４，５の出力電圧（Ｒ点とＰ
点の電位差の絶対値）は減少する方向に働くので、Ｐ点
とＱ点の電位差（第２図Ｆ）がＰＮＰトランジスタ８の
べ一人エミッタ間順方向降下（０，７Ｖ）になった時、
（第２図の時間Ｅ点）負帰還ループのバランスがとれて
定常状態となる。

出力電圧は整流回路４．６の出力電圧（Ｒ点。

Ｐ点の電位差の絶対値）に比例した電圧になるので、出
力電圧の波形は第２図のＤのようになり、オーバーシュ
ートは全く発生しない。しかも立上り時間は整流回路４
．６あるいは、整流回路２゜３の充電時間と同じである
ので非常に立ち上りが速い。

又、ダイオード４の温度特性とＰＮＰトランジスタ８の
ベース、エミッタ間の温度特性はほぼ等しく、−２ｏｏ
ｍＶ／’Ｃであり、これらの素子で発生した温度特性は
互いに相殺されるので、ダイオード４とＰＮＰ　トラン
ジスタ８の温度差があまジ出ないように設計すれば、四
次巻線Ｎ４に発生する電圧は温度補償された安定なもの
を得ることができ、当然、同一トランス１よりとり出し
１いる二次巻線Ｎ２に発生する電圧も温度補償されてい
るので、出力電圧がダイオード２の順方向降下（０，Ｔ
Ｖ）　　よりも十分高い電圧であれば、ダイオード２に
よる温度特性は無視できるので、出力電圧は温度補償さ
れた安定な電圧を得ることができる０ 第３図は本発明の具体的な実施例の回路図で、１１はＮ
ＰＮトランジスタロのベース電流を制限するための抵抗
である。

ツェナーダイオード１２と抵抗１３により基準電圧を構
成し、可変抵抗１４により基準電圧を任意に分圧するこ
とにより、出力電圧が零からこの電源装置の持つ最大電
圧まで任意に可変できるようにしたものである。

本発明の場合、基準電圧側がＰＮＰトランジスタ８のベ
ース側に接続される之め、可変抵抗器１４のスライダ一
端子Ｓには微小電流しか流れないため、可変抵抗器１４
のインピーダンスを大きくすることができるので、ツェ
ナーダイオード１２、抵抗１３の消費電力を小さくする
ことができる。

第４図は他の実施例であり、ソフトスタート機能をもた
せた例である。１６はコンデンサであり、抵抗１３とコ
ンデンサ１６の時定数は、整流回路２．３及び４．５の
立ち上がり時間よシも十分大きな時定数に設定する。

第６図は第４図の回路の電圧、電流波形を示した図であ
る。時間Ｇ点で、直流入力が印加されると第４図Ｒ点を
基準としｔＳ点の電圧は第６図Ａに示すように抵抗１３
とコンデンサ１５０時定数で決定される充電カーブに従
って下降して行き、コンデンサ１６の両端電圧がツェナ
ーダイオード１２の電圧まで達するとそれ以上下降しな
くなるＰ点と０点の電位差ＦはＰＮＰ　トランジスタ８
のベース、エミッタ間順方向降下（０，７Ｖ）と等しく
なるように動作するので、Ｒ点を基準としたＰ点の電圧
は第５図Ｂのようになる０ ＰＮＰ　トランジスタ８のコレクタ電流（Ｔ点の電流）
及び出力電圧はＲ点とＰ点の電位差の絶対値に比例する
ので、Ｔ点の電流は第６図Ｃ１出力電圧は第６図りのよ
うに波形となり出力電圧はゆっくりと上昇し、ソフトス
ター）ｆかけることができる０ 第６図は、第１図、第３図、第４図のコンデンサ１０の
代わりにダイオード２測置列、又はシリコンバリスタを
使用した他の一実施例である。

１６のインピーダンス素子としてＰＮジャンクションを
２装置列にしたのは、ＮＰＮトランジスタロのベース、
エミッタ間のＰＮジャンクションの２倍の順方向電圧を
得、確実にＮＰＮトランジスタロのベースにベース電流
を供給できるようにしたものである。又、ダイオード１
６を使用した理由は三次巻線Ｎ３に矢印の方向に電圧が
発生した時、ダイオード２はバリスタが原バイアスにな
り、ＮＰＮトランジスタ６のベース、エミッタ間に逆バ
イアスがかがりＮＰＮトランジスタロがＯＦＦ状態にな
るようにするためであり、又、三次巻線Ｎ３に発生する
電圧が矢印の方向と逆に発生した時は、ベース巻線に発
生した電圧によってＮＰＮトランジスタロのベースに電
流が流れないように１６のダイオード２はバリスタ逆方
向で阻止させるためである。

第７図は他の一実施例で第１図、第３図、第４図のコン
デンサ１ｏの代わりにインピーダンス素子として、ダイ
オード又はバリスタ１６とコンデンサ１０を並列に接続
したものである。

第８図は他の一実施例で、二次巻線Ｎ２、四次巻線Ｎ４
のそれぞれの整流回路を両波倍電圧整流にした一実施例
である。１７，１８，２１．２２はダイオード、１９，
２０，２３．２４はコンデンサでこの場合、両者とも両
波倍電圧整流であるが、片方のみ片波倍電圧整流でもさ
しつかえない。又、出力の整流回路１７．１８，１９．
２０を削除してＡＣ出力’ｔｌ＆り出してもかまわない
。

第９図は他の実施例でＰＮＰ　トランジスタ８のエミッ
タ抵抗２６ｆ、挿入し友ものである。整流回路４，５の
出力には当然リップルが存在するが、抵抗２６がない場
合このリップル分の定めＰＮＰトランジスタ８の動作が
スイッチ動作となり能動領域で動作しなくなるため出力
の安定度が悪くなる場合がある。抵抗２６はＰＮＰトラ
ンジスタ８の能動領域のダイナミックレンジを大きくし
てくれるので、非常に有効である。又、負帰還ループの
利得が高く異常発振した場合も有効な手段となるＱ 第１０図Ａ、Ｂは他の実施例で電気信号によって出力を
ＯＮ、ＯＦＦできる電源装置の例である。

第１０図Ａは第３図の放電抵抗７に直列にスイッチ回路
２６を挿入し、ＯＮ、ＯＦＦ制御人力３３により出力の
ＯＮ、ＯＦＦを可能にしたものであり、スイッチ回路２
６の具体例を第１０図りに示す。

４０はｐＮＰ　トランジスタ、４１．４２は抵抗でＯＮ
、ＯＦＦ制御人力３３の電圧レベルがＬＯＷレベルの時
ＰＮＰトランジスタ４０はＯＮし、ＨｉｇｈレベルでＯ
ＦＦする。抵抗２９はＰＮＰトランジスタ２６がＯＦＦ
時にコンデンサ６に電荷を充電しておき、ＰＮＰトラン
ジスタ８が完全に遮断されるようにしたものである。又
、コンデンサ５と抵抗２９の時定数により遮断の速さが
制御できるのでコンデンサ６と抵抗２９の時定数を適当
に設定することにより出力の立ち下がり時間を任意に設
定することができる。

第１ｏ図Ｂは第４図の回路のツェナーダイオード１２に
並列にスイッチ回路２６を接続し、○Ｎ１０ＦＦ制御人
力３３により出力ｉＯＮ、ＯＦＦ制御できるようにした
もので、ソフトスタートがかけられる。又、ソフトスタ
ートをかけたくない場合にはコンデンサ１６を除けば良
い。

第１０図Ｃは他の実施例で切替入力３６によって出力電
圧を電気信号で切替られるようにした例である。第３図
の可変抵抗器１４の代わりに抵抗３７．３８と３９の分
圧比を複数のスイッチ回路２６で切替えられるようにし
たもので、分圧比の大小で出力電圧を切り替えることが
できる。

発明の効果 以上のように本発明によれば立上り時間が速く、オーバ
ーシュートが全く発生せず、温度補償された安定な出力
を得ることができる自励式電源装置を非常に簡単な構成
で安価に実現できるものでさる０ 又、可変抵抗を追加するだけで出力電圧が零から連続し
て任意に可変ができ、かつ可変抵抗器、ツェナーダイオ
ード、抵抗の消費電力が小さく、小型化が可能である。

又、コンデンサを１個追加するだけでソフトスタート機
能を持たせることができる。又、抵抗を挿入しただけで
、利得過大の場合の異常発振防止ができ、かつリップル
電圧の影響で出力の安定度が悪くなるのを防止できる。

又、簡単なスイッチ回路を追加するだけで電気信号で出
力電圧のＯＮ、ＯＦＦができる。又、出力電圧も電気信
号で切替えることができる。

このように多くの効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の自励式電源装置の基本的な回路図、第
２図Ａ、Ｂは第１図の要部の電圧波形図。 電流波形図、第３図、第４図は実施例の回路図、第６図
Ａ、Ｂは第４図の要部電圧波形図、電流波形図、第６図
、第７図、第８図、第９図、第１０図Ａ、Ｂ、Ｃは他の
実施例の回路図、第１０図りはスイッチ回路の具体例を
示す回路図、第１１図は従来例の回路図、第１２図Ａ、
Ｂは第１１図の要部電圧波形図、電流波形図である。 １・・・・・・トランス、２．４・−・・・・ダイオー
ド、３゜５．１ｏ・・川・ニア　７７’ンサ、６・・・
・・・ＮＰＮトランジスタ、７・・・・・・放電抵抗、
８・・・・・・ＰＮＰトランジスタ、９・・・・・・基
準電圧。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名１−
−−　）ラン人　　　　　　？Ｊ１−−−　　１ン笈（
も、線２．４−一−ダイオ斗　　　　　Ｖｚ−−−２”
３．５．　ｌｆ：１−−−コレテ゛ンア　　　ＮＪ−−
−２”６−−−ＮＦ’Ｎ）りンジスタ　　Ｎ４−−−４
　　　倉７−−−玉机 第　１　　図　　　　　　　　　８−−−ＦＮＦ）クン
シじ（タヲーーー基季、電凡 ９’−−−４４ｑｔＬＬｆ）円音戸イン乙°プじス第２
図 第３図 第４図 弔５図 を 第６図 箔７図 第８図 第９図 第１０図 （Ａ） 第１０図 （Ｄ） 第１１図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. トランスの一次巻線を介して直流入力に対し、コレクタ
   、エミッタが直列に接続されたＮＰＮトランジスタのベ
   ース、エミッタ間にトランスの三次巻線とインピーダン
   ス素子を直列に接続し、二次巻線より出力を得るトラン
   スにさらに四次巻線を設け、四次巻線に接続された放電
   回路を有する整流回路の正極性側出力を直流入力の正極
   性側に接続し、エミッタが上記整流回路の負極性側出力
   に、ベースが基準電圧を介して上記整流回路の正極性出
   力に接続されたＰＮＰトランジスタのコレクタ電流が上
   記ＮＰＮトランジスタのベースに流れ込むように構成し
   たことを特徴とする自励式電源装置。