JPH0748958B2 - モ−タのドライブ回路 - Google Patents

モ−タのドライブ回路

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JPH0748958B2
JPH0748958B2 JP60223183A JP22318385A JPH0748958B2 JP H0748958 B2 JPH0748958 B2 JP H0748958B2 JP 60223183 A JP60223183 A JP 60223183A JP 22318385 A JP22318385 A JP 22318385A JP H0748958 B2 JPH0748958 B2 JP H0748958B2
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triangular wave
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徹二 中沢
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はPWM駆動方式によるモータ駆動回路に用いて最
適なモータドライブ回路に関する。
〔発明の概要〕
本発明は、4つのスイッチとモータコイルとにより、ブ
リッジ型に構成されたモータのドライブ回路において、
基準レベルに対して正負に変化する入力信号の絶対値を
検出し、この絶対値と三角波信号とを比較すると共に、
上記入力信号の極性を判別し、上記比較出力と上記極性
とに基づいて上記第1〜第4のスイッチの制御信号を形
成し、さらに、コイル電流の大きさの程度を電流検出手
段により検出してこのコイル電流に応じた信号を三角波
信号に加算することにより電流帰還を行うことによっ
て、三角波信号や比較手段のオフセットのばらつきの影
響を除去することができると共に、ドライブ回路のダイ
ナミックレンジを実質的に高めることができ、また、出
力段の過渡的な飽和による過大電流を防止することがで
き、しかも簡単な回路構成で帰還動作を正確かつ確実に
行うことができるモータのドライブ回路を提供するもの
である。
〔従来の技術〕
第4図はPWM駆動方式によるブラシレスモータのフルブ
リッジ型ドライブ回路の従来例を示し、第5図は第4図
の各部の信号波形を示す。
第4図において、ホール素子等の感磁性素子から成る位
置検出素子1はモータの回転子マグネットの位置を検出
する。この検出素子1は4端子を有し、端子2には制御
電圧Vsが加えられ、端子3、4間に第5図に示す例え
ば100Hzの正弦波状の位置検出電圧VPが得られる。また
端子5は接地されている。上記検出電圧VPはコンパレ
ータ6、7に加えられる。
一方、端子8には、例えば44.1KHzの三角波(のこりぎ
波を含む)基準信号Vtが加えられる。この信号Vtを抵
抗分割して得られる第5図に示す信号Vt1、Vt2が上記
コンパレータ6、7に加えられて、上記検出電圧VP
比較されることによって、PWM変調が行われる。検出電
圧VPが正の期間には、コンパレータ6より第5図に示
すドライブ電圧VDaが得られる。検出電圧VPが負の期
間には、コンパレータ7より第5図に示すドライブ電圧
Dbが得られる。これらのドライブ電圧VDa、VDbは、
検出電圧VPのレベルに応じて、そのパルス巾が変化し
たものとなっている。
ドライブ電圧VDaはトランジスタQ2、Q3をスイッチン
グし、ドライブ電圧VDbはトランジスタQ1、Q4をスイ
ッチングする。この結果、モータの駆動コイル9に第5
図に示す駆動電流icが流れる。この電流icはトランジ
スタQ1→コイル9→トランジスタQ4の通路と、トラン
ジスタQ2→コイル9→トランジスタQ3の通路とを交互
に流れる。これによってコイル9の両端には第5図に示
す電圧ecが発生する。このコイル電圧ecは図示のよう
に、上記ドライブ電圧VDa、VDbのパルス巾に応じた期
間t1と、コイル9の逆起電圧の期間t2とを有してい
る。この逆起電圧はダイオードD1、D2、D3、D4によ
り一部が吸収されるため、そのピーク電圧がt2の期間
によりクランプされる。電流icは上記期間t1において
コイル9自身のインダクタンスにより整流されながら流
れ、上記期間t2において逆方向に流れる。
上記電圧ecが抵抗R1とコンデンサC1及び抵抗R2とコ
ンデンサC2により積分されることによりアナログ電圧
に変換され、これらのアナログ電圧は差動的にコンパレ
ータ6、7にフィードバックされる。このフィードバッ
クによって電源電圧の変動や回路の歪等に基づくトルク
むらを除去するようにしている。尚、第4図の回路は1
相のコイル9に対して設けられるものであり、実際のモ
ータでは第4図と同じ回路が相数に応じて設けられる。
尚、本発明に関連するものとして、実願昭60-28823号に
よるドライブ回路が提案されている。
〔発明が解決しようとする問題点〕
上述した第4図のドライブ回路においては、コイル9の
インダクタンスによる逆起電圧が発生し、この逆起電圧
をダイオードD1〜D4によりクランプするようにしてい
る。このクランプ電圧は電源電圧にダイオードのスレッ
ショルド電圧の2倍を加えた大きさとなる。逆起電圧が
上記電源電圧より下まわると、ダイオードでは有効に吸
収されず、このため次のような問題が生じていた。
(1)、逆起電圧によりコイル9に蓄積されたエネルギ
ーが有効に利用されない。
(2)、第5図のように電流icがゼロに戻るので、駆
動に必要な大きさの電流icを流すと、この電流icのピ
ーク値が高くなる。このためコイル9の銅損が大きくな
り、またトランジスタQ1〜Q4におけるコレクタ損失も
大きくなる。
(3)、コイル9に蓄積されたエネルギーが全く無駄に
消散されてしまう。
(4)、コンパレータ6、7間のオフセットや三角波信
号Vt1、Vt2のレベルのばらつき等の影響を受け易い。
例えば信号Vt1、Vt2の振幅が第5図の仮想線で示すよ
うに電圧VPの中心レベルを越えると、不感帯が生じた
り誤動作が生じる。
(5)、コンパレータ6、7のオフセットや信号Vt1
t2を調整する回路を必要とし、このため回路素子数が
多くなり、IC化が困難となる。
〔問題点を解決するための手段〕
本発明は、第1及び第2のスイッチを制御することによ
りモータのコイルに所定方向の電流を流し、第3及び第
4のスイッチを制御することにより上記コイルに上記所
定方向とは逆方向の電流を流すようにしたモータのドラ
イブ回路において、基準レベルに対して正負に変化する
入力信号の絶対値を検出する手段と、上記検出された絶
対値と三角波信号とを比較する手段と、上記入力信号の
極性を判別する手段と、上記比較手段及び極性判別手段
の出力に基づいて上記第1〜第4のスイッチの制御信号
を形成する手段と、上記コイルに流れる電流の大きさの
程度を検出する手段とをそれぞれ設け、この電流検出手
段から得られるコイル電流に応じた信号を上記三角波信
号に加算して上記比較手段に供給することにより電流帰
還を行うようにしたものである。
〔作用〕
第4図及び第5図に示す従来のように、2つの三角波信
号Vt1、Vt2を用いず、また上記信号Vt1、Vt2が加え
られる2つのコンパレータ6、7を用いないので、前述
した三角波信号やコンパレータのオフセットのばらつき
による問題を解決することができる。さらに、コイル電
流の大きさの程度を電流検出手段により検出してこのコ
イル電流に応じた信号を三角波信号に加算することによ
り電流帰還を行うようにしているので、ドライブ回路の
ダイナミックレンジを実質的に高めることができ、また
出力段の過渡的な飽和による過大電流を防止することが
でき、しかも簡単な回路構成で帰還動作を正確かつ確実
に行うことができる。
〔実施例〕
第1図は本考案の第1の実施例を示すもので、第4図と
対応する部分には同一符号を付してある。尚、第4図の
トランジスタQ1〜Q4は、スイッチQ1〜Q4として図示
されている。また第2図は第1図のタイミングチャート
である。
第1図において、入力端子3に加えられた前記検出電圧
P(第2図)は、絶対値アンプ10及び極性判定用コン
パレータ11に加えられる。上記絶対値アンプ10は第2図
に示すような電圧VPの絶対値電圧|VP|を検出してPWM
用コンパレータ12に加えられる。このコンパレータ12に
は、端子8より第2図に示す三角波信号Vtが加えられ
ており、この信号Vtと上記電圧|VP|とが比較される結
果、第2図に示すドライブ電圧VD1が得られる。この電
圧VD1はナンドゲート13、14に加えられる。
一方、上記コンパレータ11においては、上記電圧VP
所定の基準電圧とが比較される結果、このコンパレータ
11より、電圧VPが正のとき第2図に示すドライブ電圧
D3が得られる。この電圧VD3は上記ナンドゲート14に
加えられると共に、スイッチQ3を制御する。さらに上
記電圧VD3はインバータ15で反転されて第2図に示すド
ライブ電圧VD4となり、この電圧VD4はナンドゲート13
に加えられると共に、スイッチQ4を制御する。
従って、上記ナンドゲート13からは、第2図に示すドラ
イブ電圧VD11が得られ、この電圧VD11はスイッチQ1
を制御する。また上記ナンドゲート14からは、第2図に
示すドライブ電圧VD12が得られ、この電圧VD12はスイ
ッチQ2を制御する。
上記スイッチQ3、Q4の一端には、抵抗R3、R4及びコ
ンデンサC3で構成されるコイル電流検出回路16が接続
されており、この回路16の検出信号は、上記三角波信号
tと電流加算されてコンパレータ12に加えられてい
る。またコイル9の両端にはダイオードD3、D4がアー
スとの間に接続されている。
次に上記構成による動作について説明する。上記ドライ
ブ電圧VD1、VD2、VD11、VD12によりスイッチQ1
4が制御されることにより、次のように電流icが流れ
る。
第1図において、スイッチQ1を前記ドライブ電圧VD11
により、第2図に示すタイミングでスイッチングすると
共に、このスイッチング期間にドライブ電圧VD4により
スイッチングQ4を第2図に示すようにONと成す。これ
によって、Q1がONの期間では電流icが電源(Vcc)→
1→コイル9→Q4→R3→アースに流れる。Q1がOFF
になるとコイル9に逆起電圧が発生し、この逆起電圧に
よる電流がD3→コイル9→Q4→R3→アースに流れ
る。
次に前記ドライブ電圧VD12によりスイッチQ2を第2図
のようにスイッチングすると共に、スイッチQ3をドラ
イブ電圧VD3によりONと成す。これによってQ2がONの
期間では電流icが電源→Q2→コイル9→Q3→R3→ア
ースに流れる。Q2がOFFになるとコイル9に逆起電圧が
発生し、この逆起電圧による電流がD4→コイル9→Q3
→R3→アースに流れる。
以上の動作においては、コイル電流icはスイッチング
の全期間において上記抵抗R3を常に同一方向に流れ
る。従って、この抵抗R3には電流icの絶対値を示す電
流|ic|が流れる。この抵抗R3で検出された電流|ic
に応じた電圧は抵抗R4及びコンデンサC3により積分さ
れて三角波信号Vtのキャリア成分が除去された後、三
角波信号Vtと電流加算されてコンパレータ12に加えら
れる。尚、抵抗R3は小抵抗に選ばれ、IC回路に外付け
される。
本実施例によれば、コイル電圧ecは第2図のように、
ダイオードD3、D4のスレッショルドレベルVTHトラン
ジスタQ1〜Q2のコレクタ・エミッタ間電圧VCEとを加
えた大きさだけゼロより低いレベルに下がるだけにな
る。これにより電流icは、図示のようにゼロまで下が
ることがなく連続的に流れるようになり、従って、ピー
クが高くなることがなく、銅損及びコレクタ損失が軽減
される。これと共に逆起電圧による電流が有効に利用さ
れる。
また抵抗R3による簡単な構成で電流帰還をかけること
ができるので、回路のダイナミックレンジを実質的に高
め、出力段の過渡的な飽和による過大電流を防止して、
トランジスタQ1〜Q4を保護することができると共に、
線形性能を確保することができる。
さらに絶対値アンプ10を設けて、入力電圧VPの絶対値|
VP|を求め、この絶対値|VP|と三角波信号Vtに電流帰
還値を加えた電圧とをコンパレータ12で比較しているの
で、第4図及び第5図の従来のような2つの信号Vt1
t2の振幅変化や2つのコンパレータ6、7のオフセッ
トのばらつき等の問題を除去することができる。
また上記のばらつきを調整する回路が不要となるので、
従来に比べて回路素子数を30〜40%程度に削減すること
ができ、IC化が容易となる。
第3図は本発明の第2の実施例を原理的に示すものであ
る。なお、この第3図はこの第2の実施例が第1図に示
す第1の実施例と相違する箇所のみを示しており、この
第2の実施例はこの第3図に図示していない点において
は第1図に示す第1の実施例と実質的に同一の構成であ
る。
本実施例においては、コイル9の両端と電源Vccとの間
にダイオードD1、D2を接続している。これに共に、ス
イッチQ3、Q4をPWMによるスイッチングに用い、スイ
ッチングQ1、Q2を電流icの極性選択に用いるように
している。また第1の実施例と同じように、Q1とQ4
が組み合わされて動作され、Q2とQ3とが組み合わされ
て動作される。
以上述べた各実施例においては、各組を成す一対のトラ
ンジスタのうちの一方で電流icの極性を決定し、他方
でPWMによるスイッチングを行うようにしているが、第
4図のように、両方のトランジスタを同時にPWMにより
スイッチングするようにしてもよい。例えば第1図にお
いては、電圧VD3、VD4を省略して、電圧VD11でスイ
ッチQ1、Q2を制御すると共に、電圧VD12でスイッチ
3、Q4を制御するようにしてもよい。
〔発明の効果〕
第4図及び第5図の従来のような2つの信号Vt1、Vt2
の振幅変化や2つのコンパレータ6、7のオフセットの
ばらつき等の問題を除去することができる。また上記の
ばらつきを調整する回路が不要となるので、従来に比べ
て回路素子数を大幅に削減することができ、IC化が容易
となる。
さらに、モータのコイルに流れる電流の大きさの程度を
検出する手段を設け、この電流検出手段から得られるコ
イル電流に応じた信号を比較手段に供給される。三角波
信号に加算して上記比較手段に供給することにより電流
帰還を行うようにしたので、ドライブ回路のダイナミッ
クレンジを実質的に高めることができ、また、出力段の
過渡的な飽和による過大電流を防止することができ、こ
のために、モータのコイルに流す電流を制御するスイッ
チを効果的に保護することができると共に、線形性能を
容易に確保することができる。また、コイル電圧の大き
さの程度を電圧検出手段により検出してこのコイル電圧
に応じた信号を三角波信号に加算するのではなく、コイ
ル電流の大きさの程度を電流検出手段、例えば抵抗R3
により検出してこのコイル電流に応じた信号を三角波信
号に加算することにより帰還を行うようにしたので、検
出手段の構成が簡単であり、また、帰還動作を正確かつ
確実に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
第1図は本考案の第1の実施例を示す回路図、第2図は
第1図のタイミングチャート、第3図は第2の実施例を
原理的に示す回路図、第4図は従来例を示す回路図、第
5図は第4図のタイミングチャートである。 なお図面に用いた符号において、 Q1……スイッチングトランジスタ(第1のスイッチ) Q2……スイッチングトランジスタ(第3のスイッチ) Q3……スイッチングトランジスタ(第4のスイッチ) Q4……スイッチングトランジスタ(第2のスイッチ) 9……コイル 10……絶対値アンプ(絶対値検出手段) 11……極性判定用コンパレータ(極性判定手段) 12……PWM用コンパレータ(比較手段) 13、14……ナンドゲート(制御信号形成手段) 15……インバータ(制御信号形成手段) R3……抵抗(電流検出手段) である。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】第1及び第2のスイッチを制御することに
    よりモータのコイルに所定方向の電流を流し、第3及び
    第4のスイッチを制御することにより上記コイルに上記
    所定方向とは逆方向の電流を流すようにしたモータのド
    ライブ回路において、 基準レベルに対して正負に変化する入力信号の絶対値を
    検出する手段、 上記検出された絶対値と三角波信号とを比較する手段、 上記入力信号の極性を判別する手段、 上記比較手段及び極性判別手段の出力に基づいて上記第
    1〜第4のスイッチの制御信号を形成する手段、 上記コイルに流れる電流の大きさの程度を検出する手
    段、 をそれぞれ備え、 この電流検出手段から得られるコイル電流に応じた信号
    を上記三角波信号に加算して上記比較手段に供給するこ
    とにより電流帰還を行うようにしたことを特徴とするモ
    ータのドライブ回路。
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