JPH0748958B2 - モ−タのドライブ回路 - Google Patents
モ−タのドライブ回路Info
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- JPH0748958B2 JPH0748958B2 JP60223183A JP22318385A JPH0748958B2 JP H0748958 B2 JPH0748958 B2 JP H0748958B2 JP 60223183 A JP60223183 A JP 60223183A JP 22318385 A JP22318385 A JP 22318385A JP H0748958 B2 JPH0748958 B2 JP H0748958B2
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- JP
- Japan
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- current
- coil
- voltage
- switch
- triangular wave
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はPWM駆動方式によるモータ駆動回路に用いて最
適なモータドライブ回路に関する。
適なモータドライブ回路に関する。
本発明は、４つのスイッチとモータコイルとにより、ブ
リッジ型に構成されたモータのドライブ回路において、
基準レベルに対して正負に変化する入力信号の絶対値を
検出し、この絶対値と三角波信号とを比較すると共に、
上記入力信号の極性を判別し、上記比較出力と上記極性
とに基づいて上記第１〜第４のスイッチの制御信号を形
成し、さらに、コイル電流の大きさの程度を電流検出手
段により検出してこのコイル電流に応じた信号を三角波
信号に加算することにより電流帰還を行うことによっ
て、三角波信号や比較手段のオフセットのばらつきの影
響を除去することができると共に、ドライブ回路のダイ
ナミックレンジを実質的に高めることができ、また、出
力段の過渡的な飽和による過大電流を防止することがで
き、しかも簡単な回路構成で帰還動作を正確かつ確実に
行うことができるモータのドライブ回路を提供するもの
である。
リッジ型に構成されたモータのドライブ回路において、
基準レベルに対して正負に変化する入力信号の絶対値を
検出し、この絶対値と三角波信号とを比較すると共に、
上記入力信号の極性を判別し、上記比較出力と上記極性
とに基づいて上記第１〜第４のスイッチの制御信号を形
成し、さらに、コイル電流の大きさの程度を電流検出手
段により検出してこのコイル電流に応じた信号を三角波
信号に加算することにより電流帰還を行うことによっ
て、三角波信号や比較手段のオフセットのばらつきの影
響を除去することができると共に、ドライブ回路のダイ
ナミックレンジを実質的に高めることができ、また、出
力段の過渡的な飽和による過大電流を防止することがで
き、しかも簡単な回路構成で帰還動作を正確かつ確実に
行うことができるモータのドライブ回路を提供するもの
である。
第４図はPWM駆動方式によるブラシレスモータのフルブ
リッジ型ドライブ回路の従来例を示し、第５図は第４図
の各部の信号波形を示す。
リッジ型ドライブ回路の従来例を示し、第５図は第４図
の各部の信号波形を示す。
第４図において、ホール素子等の感磁性素子から成る位
置検出素子１はモータの回転子マグネットの位置を検出
する。この検出素子１は４端子を有し、端子２には制御
電圧Ｖsが加えられ、端子３、４間に第５図に示す例え
ば100Hzの正弦波状の位置検出電圧ＶPが得られる。また
端子５は接地されている。上記検出電圧ＶPはコンパレ
ータ６、７に加えられる。
置検出素子１はモータの回転子マグネットの位置を検出
する。この検出素子１は４端子を有し、端子２には制御
電圧Ｖsが加えられ、端子３、４間に第５図に示す例え
ば100Hzの正弦波状の位置検出電圧ＶPが得られる。また
端子５は接地されている。上記検出電圧ＶPはコンパレ
ータ６、７に加えられる。
一方、端子８には、例えば44.1KHzの三角波（のこりぎ
波を含む）基準信号Ｖtが加えられる。この信号Ｖtを抵
抗分割して得られる第５図に示す信号Ｖt1、Ｖt2が上記
コンパレータ６、７に加えられて、上記検出電圧ＶPと
比較されることによって、PWM変調が行われる。検出電
圧ＶPが正の期間には、コンパレータ６より第５図に示
すドライブ電圧ＶDaが得られる。検出電圧ＶPが負の期
間には、コンパレータ７より第５図に示すドライブ電圧
ＶDbが得られる。これらのドライブ電圧ＶDa、ＶDbは、
検出電圧ＶPのレベルに応じて、そのパルス巾が変化し
たものとなっている。
波を含む）基準信号Ｖtが加えられる。この信号Ｖtを抵
抗分割して得られる第５図に示す信号Ｖt1、Ｖt2が上記
コンパレータ６、７に加えられて、上記検出電圧ＶPと
比較されることによって、PWM変調が行われる。検出電
圧ＶPが正の期間には、コンパレータ６より第５図に示
すドライブ電圧ＶDaが得られる。検出電圧ＶPが負の期
間には、コンパレータ７より第５図に示すドライブ電圧
ＶDbが得られる。これらのドライブ電圧ＶDa、ＶDbは、
検出電圧ＶPのレベルに応じて、そのパルス巾が変化し
たものとなっている。
ドライブ電圧ＶDaはトランジスタＱ2、Ｑ3をスイッチン
グし、ドライブ電圧ＶDbはトランジスタＱ1、Ｑ4をスイ
ッチングする。この結果、モータの駆動コイル９に第５
図に示す駆動電流ｉcが流れる。この電流ｉcはトランジ
スタＱ1→コイル９→トランジスタＱ4の通路と、トラン
ジスタＱ2→コイル９→トランジスタＱ3の通路とを交互
に流れる。これによってコイル９の両端には第５図に示
す電圧ｅcが発生する。このコイル電圧ｅcは図示のよう
に、上記ドライブ電圧ＶDa、ＶDbのパルス巾に応じた期
間ｔ1と、コイル９の逆起電圧の期間ｔ2とを有してい
る。この逆起電圧はダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4によ
り一部が吸収されるため、そのピーク電圧がｔ2の期間
によりクランプされる。電流ｉcは上記期間ｔ1において
コイル９自身のインダクタンスにより整流されながら流
れ、上記期間ｔ2において逆方向に流れる。
グし、ドライブ電圧ＶDbはトランジスタＱ1、Ｑ4をスイ
ッチングする。この結果、モータの駆動コイル９に第５
図に示す駆動電流ｉcが流れる。この電流ｉcはトランジ
スタＱ1→コイル９→トランジスタＱ4の通路と、トラン
ジスタＱ2→コイル９→トランジスタＱ3の通路とを交互
に流れる。これによってコイル９の両端には第５図に示
す電圧ｅcが発生する。このコイル電圧ｅcは図示のよう
に、上記ドライブ電圧ＶDa、ＶDbのパルス巾に応じた期
間ｔ1と、コイル９の逆起電圧の期間ｔ2とを有してい
る。この逆起電圧はダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4によ
り一部が吸収されるため、そのピーク電圧がｔ2の期間
によりクランプされる。電流ｉcは上記期間ｔ1において
コイル９自身のインダクタンスにより整流されながら流
れ、上記期間ｔ2において逆方向に流れる。
上記電圧ｅcが抵抗Ｒ1とコンデンサＣ1及び抵抗Ｒ2とコ
ンデンサＣ2により積分されることによりアナログ電圧
に変換され、これらのアナログ電圧は差動的にコンパレ
ータ６、７にフィードバックされる。このフィードバッ
クによって電源電圧の変動や回路の歪等に基づくトルク
むらを除去するようにしている。尚、第４図の回路は１
相のコイル９に対して設けられるものであり、実際のモ
ータでは第４図と同じ回路が相数に応じて設けられる。
ンデンサＣ2により積分されることによりアナログ電圧
に変換され、これらのアナログ電圧は差動的にコンパレ
ータ６、７にフィードバックされる。このフィードバッ
クによって電源電圧の変動や回路の歪等に基づくトルク
むらを除去するようにしている。尚、第４図の回路は１
相のコイル９に対して設けられるものであり、実際のモ
ータでは第４図と同じ回路が相数に応じて設けられる。
尚、本発明に関連するものとして、実願昭60-28823号に
よるドライブ回路が提案されている。
よるドライブ回路が提案されている。
上述した第４図のドライブ回路においては、コイル９の
インダクタンスによる逆起電圧が発生し、この逆起電圧
をダイオードＤ1〜Ｄ4によりクランプするようにしてい
る。このクランプ電圧は電源電圧にダイオードのスレッ
ショルド電圧の２倍を加えた大きさとなる。逆起電圧が
上記電源電圧より下まわると、ダイオードでは有効に吸
収されず、このため次のような問題が生じていた。
インダクタンスによる逆起電圧が発生し、この逆起電圧
をダイオードＤ1〜Ｄ4によりクランプするようにしてい
る。このクランプ電圧は電源電圧にダイオードのスレッ
ショルド電圧の２倍を加えた大きさとなる。逆起電圧が
上記電源電圧より下まわると、ダイオードでは有効に吸
収されず、このため次のような問題が生じていた。
（１）、逆起電圧によりコイル９に蓄積されたエネルギ
ーが有効に利用されない。
ーが有効に利用されない。
（２）、第５図のように電流ｉcがゼロに戻るので、駆
動に必要な大きさの電流ｉcを流すと、この電流ｉcのピ
ーク値が高くなる。このためコイル９の銅損が大きくな
り、またトランジスタＱ1〜Ｑ4におけるコレクタ損失も
大きくなる。
動に必要な大きさの電流ｉcを流すと、この電流ｉcのピ
ーク値が高くなる。このためコイル９の銅損が大きくな
り、またトランジスタＱ1〜Ｑ4におけるコレクタ損失も
大きくなる。
（３）、コイル９に蓄積されたエネルギーが全く無駄に
消散されてしまう。
消散されてしまう。
（４）、コンパレータ６、７間のオフセットや三角波信
号Ｖt1、Ｖt2のレベルのばらつき等の影響を受け易い。
例えば信号Ｖt1、Ｖt2の振幅が第５図の仮想線で示すよ
うに電圧ＶPの中心レベルを越えると、不感帯が生じた
り誤動作が生じる。
号Ｖt1、Ｖt2のレベルのばらつき等の影響を受け易い。
例えば信号Ｖt1、Ｖt2の振幅が第５図の仮想線で示すよ
うに電圧ＶPの中心レベルを越えると、不感帯が生じた
り誤動作が生じる。
（５）、コンパレータ６、７のオフセットや信号Ｖt1、
Ｖt2を調整する回路を必要とし、このため回路素子数が
多くなり、IC化が困難となる。
Ｖt2を調整する回路を必要とし、このため回路素子数が
多くなり、IC化が困難となる。
本発明は、第１及び第２のスイッチを制御することによ
りモータのコイルに所定方向の電流を流し、第３及び第
４のスイッチを制御することにより上記コイルに上記所
定方向とは逆方向の電流を流すようにしたモータのドラ
イブ回路において、基準レベルに対して正負に変化する
入力信号の絶対値を検出する手段と、上記検出された絶
対値と三角波信号とを比較する手段と、上記入力信号の
極性を判別する手段と、上記比較手段及び極性判別手段
の出力に基づいて上記第１〜第４のスイッチの制御信号
を形成する手段と、上記コイルに流れる電流の大きさの
程度を検出する手段とをそれぞれ設け、この電流検出手
段から得られるコイル電流に応じた信号を上記三角波信
号に加算して上記比較手段に供給することにより電流帰
還を行うようにしたものである。
りモータのコイルに所定方向の電流を流し、第３及び第
４のスイッチを制御することにより上記コイルに上記所
定方向とは逆方向の電流を流すようにしたモータのドラ
イブ回路において、基準レベルに対して正負に変化する
入力信号の絶対値を検出する手段と、上記検出された絶
対値と三角波信号とを比較する手段と、上記入力信号の
極性を判別する手段と、上記比較手段及び極性判別手段
の出力に基づいて上記第１〜第４のスイッチの制御信号
を形成する手段と、上記コイルに流れる電流の大きさの
程度を検出する手段とをそれぞれ設け、この電流検出手
段から得られるコイル電流に応じた信号を上記三角波信
号に加算して上記比較手段に供給することにより電流帰
還を行うようにしたものである。
第４図及び第５図に示す従来のように、２つの三角波信
号Ｖt1、Ｖt2を用いず、また上記信号Ｖt1、Ｖt2が加え
られる２つのコンパレータ６、７を用いないので、前述
した三角波信号やコンパレータのオフセットのばらつき
による問題を解決することができる。さらに、コイル電
流の大きさの程度を電流検出手段により検出してこのコ
イル電流に応じた信号を三角波信号に加算することによ
り電流帰還を行うようにしているので、ドライブ回路の
ダイナミックレンジを実質的に高めることができ、また
出力段の過渡的な飽和による過大電流を防止することが
でき、しかも簡単な回路構成で帰還動作を正確かつ確実
に行うことができる。
号Ｖt1、Ｖt2を用いず、また上記信号Ｖt1、Ｖt2が加え
られる２つのコンパレータ６、７を用いないので、前述
した三角波信号やコンパレータのオフセットのばらつき
による問題を解決することができる。さらに、コイル電
流の大きさの程度を電流検出手段により検出してこのコ
イル電流に応じた信号を三角波信号に加算することによ
り電流帰還を行うようにしているので、ドライブ回路の
ダイナミックレンジを実質的に高めることができ、また
出力段の過渡的な飽和による過大電流を防止することが
でき、しかも簡単な回路構成で帰還動作を正確かつ確実
に行うことができる。
第１図は本考案の第１の実施例を示すもので、第４図と
対応する部分には同一符号を付してある。尚、第４図の
トランジスタＱ1〜Ｑ4は、スイッチＱ1〜Ｑ4として図示
されている。また第２図は第１図のタイミングチャート
である。
対応する部分には同一符号を付してある。尚、第４図の
トランジスタＱ1〜Ｑ4は、スイッチＱ1〜Ｑ4として図示
されている。また第２図は第１図のタイミングチャート
である。
第１図において、入力端子３に加えられた前記検出電圧
ＶP（第２図）は、絶対値アンプ10及び極性判定用コン
パレータ11に加えられる。上記絶対値アンプ10は第２図
に示すような電圧ＶPの絶対値電圧|VP｜を検出してPWM
用コンパレータ12に加えられる。このコンパレータ12に
は、端子８より第２図に示す三角波信号Ｖtが加えられ
ており、この信号Ｖtと上記電圧|VP｜とが比較される結
果、第２図に示すドライブ電圧ＶD1が得られる。この電
圧ＶD1はナンドゲート13、14に加えられる。
ＶP（第２図）は、絶対値アンプ10及び極性判定用コン
パレータ11に加えられる。上記絶対値アンプ10は第２図
に示すような電圧ＶPの絶対値電圧|VP｜を検出してPWM
用コンパレータ12に加えられる。このコンパレータ12に
は、端子８より第２図に示す三角波信号Ｖtが加えられ
ており、この信号Ｖtと上記電圧|VP｜とが比較される結
果、第２図に示すドライブ電圧ＶD1が得られる。この電
圧ＶD1はナンドゲート13、14に加えられる。
一方、上記コンパレータ11においては、上記電圧ＶPと
所定の基準電圧とが比較される結果、このコンパレータ
11より、電圧ＶPが正のとき第２図に示すドライブ電圧
ＶD3が得られる。この電圧ＶD3は上記ナンドゲート14に
加えられると共に、スイッチＱ3を制御する。さらに上
記電圧ＶD3はインバータ15で反転されて第２図に示すド
ライブ電圧ＶD4となり、この電圧ＶD4はナンドゲート13
に加えられると共に、スイッチＱ4を制御する。
所定の基準電圧とが比較される結果、このコンパレータ
11より、電圧ＶPが正のとき第２図に示すドライブ電圧
ＶD3が得られる。この電圧ＶD3は上記ナンドゲート14に
加えられると共に、スイッチＱ3を制御する。さらに上
記電圧ＶD3はインバータ15で反転されて第２図に示すド
ライブ電圧ＶD4となり、この電圧ＶD4はナンドゲート13
に加えられると共に、スイッチＱ4を制御する。
従って、上記ナンドゲート13からは、第２図に示すドラ
イブ電圧ＶD11が得られ、この電圧ＶD11はスイッチＱ1
を制御する。また上記ナンドゲート14からは、第２図に
示すドライブ電圧ＶD12が得られ、この電圧ＶD12はスイ
ッチＱ2を制御する。
イブ電圧ＶD11が得られ、この電圧ＶD11はスイッチＱ1
を制御する。また上記ナンドゲート14からは、第２図に
示すドライブ電圧ＶD12が得られ、この電圧ＶD12はスイ
ッチＱ2を制御する。
上記スイッチＱ3、Ｑ4の一端には、抵抗Ｒ3、Ｒ4及びコ
ンデンサＣ3で構成されるコイル電流検出回路16が接続
されており、この回路16の検出信号は、上記三角波信号
Ｖtと電流加算されてコンパレータ12に加えられてい
る。またコイル９の両端にはダイオードＤ3、Ｄ4がアー
スとの間に接続されている。
ンデンサＣ3で構成されるコイル電流検出回路16が接続
されており、この回路16の検出信号は、上記三角波信号
Ｖtと電流加算されてコンパレータ12に加えられてい
る。またコイル９の両端にはダイオードＤ3、Ｄ4がアー
スとの間に接続されている。
次に上記構成による動作について説明する。上記ドライ
ブ電圧ＶD1、ＶD2、ＶD11、ＶD12によりスイッチＱ1〜
Ｑ4が制御されることにより、次のように電流ｉcが流れ
る。
ブ電圧ＶD1、ＶD2、ＶD11、ＶD12によりスイッチＱ1〜
Ｑ4が制御されることにより、次のように電流ｉcが流れ
る。
第１図において、スイッチＱ1を前記ドライブ電圧ＶD11
により、第２図に示すタイミングでスイッチングすると
共に、このスイッチング期間にドライブ電圧ＶD4により
スイッチングＱ4を第２図に示すようにONと成す。これ
によって、Ｑ1がONの期間では電流ｉcが電源（Ｖcc）→
Ｑ1→コイル９→Ｑ4→Ｒ3→アースに流れる。Ｑ1がOFF
になるとコイル９に逆起電圧が発生し、この逆起電圧に
よる電流がＤ3→コイル９→Ｑ4→Ｒ3→アースに流れ
る。
により、第２図に示すタイミングでスイッチングすると
共に、このスイッチング期間にドライブ電圧ＶD4により
スイッチングＱ4を第２図に示すようにONと成す。これ
によって、Ｑ1がONの期間では電流ｉcが電源（Ｖcc）→
Ｑ1→コイル９→Ｑ4→Ｒ3→アースに流れる。Ｑ1がOFF
になるとコイル９に逆起電圧が発生し、この逆起電圧に
よる電流がＤ3→コイル９→Ｑ4→Ｒ3→アースに流れ
る。
次に前記ドライブ電圧ＶD12によりスイッチＱ2を第２図
のようにスイッチングすると共に、スイッチＱ3をドラ
イブ電圧ＶD3によりONと成す。これによってＱ2がONの
期間では電流ｉcが電源→Ｑ2→コイル９→Ｑ3→Ｒ3→ア
ースに流れる。Ｑ2がOFFになるとコイル９に逆起電圧が
発生し、この逆起電圧による電流がＤ4→コイル９→Ｑ3
→Ｒ3→アースに流れる。
のようにスイッチングすると共に、スイッチＱ3をドラ
イブ電圧ＶD3によりONと成す。これによってＱ2がONの
期間では電流ｉcが電源→Ｑ2→コイル９→Ｑ3→Ｒ3→ア
ースに流れる。Ｑ2がOFFになるとコイル９に逆起電圧が
発生し、この逆起電圧による電流がＤ4→コイル９→Ｑ3
→Ｒ3→アースに流れる。
以上の動作においては、コイル電流ｉcはスイッチング
の全期間において上記抵抗Ｒ3を常に同一方向に流れ
る。従って、この抵抗Ｒ3には電流ｉcの絶対値を示す電
流|ic｜が流れる。この抵抗Ｒ3で検出された電流|ic｜
に応じた電圧は抵抗Ｒ4及びコンデンサＣ3により積分さ
れて三角波信号Ｖtのキャリア成分が除去された後、三
角波信号Ｖtと電流加算されてコンパレータ12に加えら
れる。尚、抵抗Ｒ3は小抵抗に選ばれ、IC回路に外付け
される。
の全期間において上記抵抗Ｒ3を常に同一方向に流れ
る。従って、この抵抗Ｒ3には電流ｉcの絶対値を示す電
流|ic｜が流れる。この抵抗Ｒ3で検出された電流|ic｜
に応じた電圧は抵抗Ｒ4及びコンデンサＣ3により積分さ
れて三角波信号Ｖtのキャリア成分が除去された後、三
角波信号Ｖtと電流加算されてコンパレータ12に加えら
れる。尚、抵抗Ｒ3は小抵抗に選ばれ、IC回路に外付け
される。
本実施例によれば、コイル電圧ｅcは第２図のように、
ダイオードＤ3、Ｄ4のスレッショルドレベルＶTHトラン
ジスタＱ1〜Ｑ2のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEとを加
えた大きさだけゼロより低いレベルに下がるだけにな
る。これにより電流ｉcは、図示のようにゼロまで下が
ることがなく連続的に流れるようになり、従って、ピー
クが高くなることがなく、銅損及びコレクタ損失が軽減
される。これと共に逆起電圧による電流が有効に利用さ
れる。
ダイオードＤ3、Ｄ4のスレッショルドレベルＶTHトラン
ジスタＱ1〜Ｑ2のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEとを加
えた大きさだけゼロより低いレベルに下がるだけにな
る。これにより電流ｉcは、図示のようにゼロまで下が
ることがなく連続的に流れるようになり、従って、ピー
クが高くなることがなく、銅損及びコレクタ損失が軽減
される。これと共に逆起電圧による電流が有効に利用さ
れる。
また抵抗Ｒ3による簡単な構成で電流帰還をかけること
ができるので、回路のダイナミックレンジを実質的に高
め、出力段の過渡的な飽和による過大電流を防止して、
トランジスタＱ1〜Ｑ4を保護することができると共に、
線形性能を確保することができる。
ができるので、回路のダイナミックレンジを実質的に高
め、出力段の過渡的な飽和による過大電流を防止して、
トランジスタＱ1〜Ｑ4を保護することができると共に、
線形性能を確保することができる。
さらに絶対値アンプ10を設けて、入力電圧ＶPの絶対値|
VP｜を求め、この絶対値|VP｜と三角波信号Ｖtに電流帰
還値を加えた電圧とをコンパレータ12で比較しているの
で、第４図及び第５図の従来のような２つの信号Ｖt1、
Ｖt2の振幅変化や２つのコンパレータ６、７のオフセッ
トのばらつき等の問題を除去することができる。
VP｜を求め、この絶対値|VP｜と三角波信号Ｖtに電流帰
還値を加えた電圧とをコンパレータ12で比較しているの
で、第４図及び第５図の従来のような２つの信号Ｖt1、
Ｖt2の振幅変化や２つのコンパレータ６、７のオフセッ
トのばらつき等の問題を除去することができる。
また上記のばらつきを調整する回路が不要となるので、
従来に比べて回路素子数を30〜40％程度に削減すること
ができ、IC化が容易となる。
従来に比べて回路素子数を30〜40％程度に削減すること
ができ、IC化が容易となる。
第３図は本発明の第２の実施例を原理的に示すものであ
る。なお、この第３図はこの第２の実施例が第１図に示
す第１の実施例と相違する箇所のみを示しており、この
第２の実施例はこの第３図に図示していない点において
は第１図に示す第１の実施例と実質的に同一の構成であ
る。
る。なお、この第３図はこの第２の実施例が第１図に示
す第１の実施例と相違する箇所のみを示しており、この
第２の実施例はこの第３図に図示していない点において
は第１図に示す第１の実施例と実質的に同一の構成であ
る。
本実施例においては、コイル９の両端と電源Ｖccとの間
にダイオードＤ1、Ｄ2を接続している。これに共に、ス
イッチＱ3、Ｑ4をPWMによるスイッチングに用い、スイ
ッチングＱ1、Ｑ2を電流ｉcの極性選択に用いるように
している。また第１の実施例と同じように、Ｑ1とＱ4と
が組み合わされて動作され、Ｑ2とＱ3とが組み合わされ
て動作される。
にダイオードＤ1、Ｄ2を接続している。これに共に、ス
イッチＱ3、Ｑ4をPWMによるスイッチングに用い、スイ
ッチングＱ1、Ｑ2を電流ｉcの極性選択に用いるように
している。また第１の実施例と同じように、Ｑ1とＱ4と
が組み合わされて動作され、Ｑ2とＱ3とが組み合わされ
て動作される。
以上述べた各実施例においては、各組を成す一対のトラ
ンジスタのうちの一方で電流ｉcの極性を決定し、他方
でPWMによるスイッチングを行うようにしているが、第
４図のように、両方のトランジスタを同時にPWMにより
スイッチングするようにしてもよい。例えば第１図にお
いては、電圧ＶD3、ＶD4を省略して、電圧ＶD11でスイ
ッチＱ1、Ｑ2を制御すると共に、電圧ＶD12でスイッチ
Ｑ3、Ｑ4を制御するようにしてもよい。
ンジスタのうちの一方で電流ｉcの極性を決定し、他方
でPWMによるスイッチングを行うようにしているが、第
４図のように、両方のトランジスタを同時にPWMにより
スイッチングするようにしてもよい。例えば第１図にお
いては、電圧ＶD3、ＶD4を省略して、電圧ＶD11でスイ
ッチＱ1、Ｑ2を制御すると共に、電圧ＶD12でスイッチ
Ｑ3、Ｑ4を制御するようにしてもよい。
第４図及び第５図の従来のような２つの信号Ｖt1、Ｖt2
の振幅変化や２つのコンパレータ６、７のオフセットの
ばらつき等の問題を除去することができる。また上記の
ばらつきを調整する回路が不要となるので、従来に比べ
て回路素子数を大幅に削減することができ、IC化が容易
となる。
の振幅変化や２つのコンパレータ６、７のオフセットの
ばらつき等の問題を除去することができる。また上記の
ばらつきを調整する回路が不要となるので、従来に比べ
て回路素子数を大幅に削減することができ、IC化が容易
となる。
さらに、モータのコイルに流れる電流の大きさの程度を
検出する手段を設け、この電流検出手段から得られるコ
イル電流に応じた信号を比較手段に供給される。三角波
信号に加算して上記比較手段に供給することにより電流
帰還を行うようにしたので、ドライブ回路のダイナミッ
クレンジを実質的に高めることができ、また、出力段の
過渡的な飽和による過大電流を防止することができ、こ
のために、モータのコイルに流す電流を制御するスイッ
チを効果的に保護することができると共に、線形性能を
容易に確保することができる。また、コイル電圧の大き
さの程度を電圧検出手段により検出してこのコイル電圧
に応じた信号を三角波信号に加算するのではなく、コイ
ル電流の大きさの程度を電流検出手段、例えば抵抗Ｒ3
により検出してこのコイル電流に応じた信号を三角波信
号に加算することにより帰還を行うようにしたので、検
出手段の構成が簡単であり、また、帰還動作を正確かつ
確実に行うことができる。
検出する手段を設け、この電流検出手段から得られるコ
イル電流に応じた信号を比較手段に供給される。三角波
信号に加算して上記比較手段に供給することにより電流
帰還を行うようにしたので、ドライブ回路のダイナミッ
クレンジを実質的に高めることができ、また、出力段の
過渡的な飽和による過大電流を防止することができ、こ
のために、モータのコイルに流す電流を制御するスイッ
チを効果的に保護することができると共に、線形性能を
容易に確保することができる。また、コイル電圧の大き
さの程度を電圧検出手段により検出してこのコイル電圧
に応じた信号を三角波信号に加算するのではなく、コイ
ル電流の大きさの程度を電流検出手段、例えば抵抗Ｒ3
により検出してこのコイル電流に応じた信号を三角波信
号に加算することにより帰還を行うようにしたので、検
出手段の構成が簡単であり、また、帰還動作を正確かつ
確実に行うことができる。
第１図は本考案の第１の実施例を示す回路図、第２図は
第１図のタイミングチャート、第３図は第２の実施例を
原理的に示す回路図、第４図は従来例を示す回路図、第
５図は第４図のタイミングチャートである。 なお図面に用いた符号において、 Ｑ1……スイッチングトランジスタ（第１のスイッチ） Ｑ2……スイッチングトランジスタ（第３のスイッチ） Ｑ3……スイッチングトランジスタ（第４のスイッチ） Ｑ4……スイッチングトランジスタ（第２のスイッチ） ９……コイル 10……絶対値アンプ（絶対値検出手段） 11……極性判定用コンパレータ（極性判定手段） 12……PWM用コンパレータ（比較手段） 13、14……ナンドゲート（制御信号形成手段） 15……インバータ（制御信号形成手段） Ｒ3……抵抗（電流検出手段） である。
第１図のタイミングチャート、第３図は第２の実施例を
原理的に示す回路図、第４図は従来例を示す回路図、第
５図は第４図のタイミングチャートである。 なお図面に用いた符号において、 Ｑ1……スイッチングトランジスタ（第１のスイッチ） Ｑ2……スイッチングトランジスタ（第３のスイッチ） Ｑ3……スイッチングトランジスタ（第４のスイッチ） Ｑ4……スイッチングトランジスタ（第２のスイッチ） ９……コイル 10……絶対値アンプ（絶対値検出手段） 11……極性判定用コンパレータ（極性判定手段） 12……PWM用コンパレータ（比較手段） 13、14……ナンドゲート（制御信号形成手段） 15……インバータ（制御信号形成手段） Ｒ3……抵抗（電流検出手段） である。
Claims (1)
- 【請求項１】第１及び第２のスイッチを制御することに
よりモータのコイルに所定方向の電流を流し、第３及び
第４のスイッチを制御することにより上記コイルに上記
所定方向とは逆方向の電流を流すようにしたモータのド
ライブ回路において、 基準レベルに対して正負に変化する入力信号の絶対値を
検出する手段、 上記検出された絶対値と三角波信号とを比較する手段、 上記入力信号の極性を判別する手段、 上記比較手段及び極性判別手段の出力に基づいて上記第
１〜第４のスイッチの制御信号を形成する手段、 上記コイルに流れる電流の大きさの程度を検出する手
段、 をそれぞれ備え、 この電流検出手段から得られるコイル電流に応じた信号
を上記三角波信号に加算して上記比較手段に供給するこ
とにより電流帰還を行うようにしたことを特徴とするモ
ータのドライブ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223183A JPH0748958B2 (ja) | 1985-10-07 | 1985-10-07 | モ−タのドライブ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223183A JPH0748958B2 (ja) | 1985-10-07 | 1985-10-07 | モ−タのドライブ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6285689A JPS6285689A (ja) | 1987-04-20 |
| JPH0748958B2 true JPH0748958B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=16794104
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60223183A Expired - Fee Related JPH0748958B2 (ja) | 1985-10-07 | 1985-10-07 | モ−タのドライブ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748958B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03293993A (ja) * | 1990-04-06 | 1991-12-25 | Fanuc Ltd | 可変リラクタンスモータの駆動方式 |
| JP5015437B2 (ja) * | 2005-08-26 | 2012-08-29 | ローム株式会社 | モータ駆動装置、方法およびそれを用いた冷却装置 |
| CN105421982A (zh) * | 2015-12-19 | 2016-03-23 | 成都克雷斯达科技有限公司 | 一种基于信号处理式选择电路的卷帘门用智能控制系统 |
| CN105484651A (zh) * | 2015-12-19 | 2016-04-13 | 成都克雷斯达科技有限公司 | 一种卷帘门用自动控制系统 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54129417A (en) * | 1978-03-31 | 1979-10-06 | Sony Corp | Motor driving circuit |
-
1985
- 1985-10-07 JP JP60223183A patent/JPH0748958B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6285689A (ja) | 1987-04-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |