JPH0748638B2 - デジタル移相器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は移相器、特に連続波（CW）信号出力を正確かつ
連続的に位相シフトするデジタル移相器に関する。

〔従来の技術〕

第９図は、テレビジヨン・システム用に副搬送波再生器
を構成する直接的な方法を示している。基準副搬送波を
位相検波器（14）に入力する。誤差増幅器（16）を介し
て位相検波器（14）の出力を利用し、電圧制御水晶発振
器（VCXO）（18）を副搬送波周波数に制御する。VCXO
（18）の出力は、可変移送器（10）を介して位相検波器
（14）に帰還すると共に、緩衝増幅器（60）を介して位
相シフト（移相）した副搬送波周波数として出力する。
この閉ループ法により、外部基準副搬送波から位相シフ
トした一定振幅のサイン波が得られる。この位相拘束ル
ープの帯域幅は、可変位相シフトが瞬時に現われるのに
充分なだけ広い必要があると共に、入力基準のバースト
又は副搬送波上の位相ノイズを平均化するのに充分なだ
け狭くなければならない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来、可変位相シフトは、手動制御のゴニオメータの如
き電気機械移相器を用いて実現していた。この移相器で
は、機器の前面パネルへの及びこの前面パネルからの副
搬送波用の配線が必要である。正確な位相シフトのため
には、限定範囲用の第２の電気機械移相器が必要であ
る。この従来技術は高価であり、慎重な校正が必要であ
る。また、遠隔制御又はマイクロプロセツサ・インタフ
エースが可能な合理的な手段は提案されていなかつた。

0.1度以上の高感度でマイクロプロセツサにより制御で
き、信頼性があり、自己校正でき、かつ安価なデジタル
制御高精度移相器が望まれている。

したがつて本発明の目的は、CW信号出力の位相を正確か
つ連続的にシフトされるデジタル移相器の提供にある。

〔問題点を解決するための手段及び作用〕

本発明によれば、CW信号と、局部発振信号とでヘテロダ
イン効果を生じさせる。なお、局部発振周波数はこれら
信号の周波数差の整数（Ｎ）倍である。この局部発振周
波数をＮ分の１に分周し、マイクロプロセツサが発生し
た移相（位相シフト）値と比較する。この分周で得た差
周波数をその移相値だけ位相シフトし、移相値だけシフ
トしたCW信号の周波数にまで変換する。これにより、CW
信号の位相の正確な制御ができる。

〔実施例〕

本発明で必要とする基本的原理を次式に示す。

cos（ω_sct＋φ）＊cos（ω_l0t） ＝1/2｛cos〔（ω_l0＋ω_sc）ｔ＋φ〕 ＋cos〔（ω_l0−ω_sc）ｔ＋φ〕｝ この式は一般的な３角法の等式であり、２重平衡混合器
（DBM）において生じる２つの単一周波の積の結果を表
わしている。なお、F_l0はF_scよりも高周波である。この
式の右辺は、混合器の出力が入力周波数の和及び差の２
つの単一周波であることを示している。入力信号は、あ
る基準周波数に対して位相オフセット（φ）した副搬送
波（ω_sc）サイン波、及び局部発振器（ω_l0）サイン波
として示している。この式はまた、副搬送波位相（φ）
が、混合器出力の低周波差成分（ω_l0−ω_sc）に移つて
いることも示している。この成分は、第８図に示すよう
に、簡単なロウ・パス・フイルタ（LPF）により回復で
きる。

出力における低周波数の２つの単一周波信号間の相対位
相は、入力における副搬送波及び基準副搬送波の単一周
波信号間の相対位相と同じである。これは、副搬送波信
号におけるわずかな時間遅延により生じた位相誤差が、
低周波出力における同じ位相誤差として再生され、周波
数が低くなるのに応じて時間遅延が伸びる。第７図に示
す如く、この増加した時間誤差は、非常に多くの構成部
分にデジタル的に分割でき、高分解能に位相を決定でき
る。なお、第７図の回路は、英国ロンドンにおける1969
年テレビジヨン測定会議のエル・イー・ウエバー及びジ
エイ・レウイスによる論文「カラー副搬送波位相のデジ
タル測定（The Digital Measurement of Colour Subcar
rier Phase）」に記載されている。0.1度の分解能を得
るにはＮが3600であり、またテレビジヨン・システムで
はF_sc＝3.58MHzなので、F₀＝994Hzであり、F_l0＝F_sc＋F
₀である。

第１図は、第７図で位相測定器として実現した概念を応
用した本発明のデジタル移相器の概略的ブロツク図を示
す。この回路は、F_scのCW入力を受け、デジタル・ワー
ドを正確な位相に変換して、適切に位相シフトした安定
なF_sc出力を発生する。混合手段である２重平衡混合器
（DBM）（20）にてF_sc入力を局部発振器（30）の周波数
F_l0と混合して、F₀を発生する。F₀、F_sc及びF_l0の関係
は、F₀＝F_l0−F_sc＝F_l0/Nなので、 F₀＝F_sc／（Ｎ−１）となる。

なお、0.1度の分解能では、Ｎ＝3600である。ロウ・パ
ス・フイルタ（LPF）（22）は、F₀を変換器（24）に通
過させる。この変換器（24）はサイン波を矩形波に変換
して、位相（／周波数）検波器（26）の入力とする。位
相検波器（26）への他の入力は、局部発振器（VCXO）
（30）からのF_l0を分周して得た他のF₀であり、この発
振器用の位相拘束ループを形成する。F_l0は２個のＮ進
（分周）カウンタ（32）及び（34）に入力するが、これ
らカウンタの計数値は所望位相シフトだけ互いにオフセ
ットしている。比較器（36）は一方のカウンタ（32）の
出力をマイクロプロセツサが発生した位相シフト値（デ
ジタル制御値）と比較し、比較が有効な（一致した）と
き、第２カウンタ（34）はクリア（リセット）され、計
数を開始する。この第２カウンタ（34）の出力は、位相
シフトφだけオフセットしたF₀であり、他の２重平衡混
合器（47）でF_l0と混合してF_scに変換する。バンド・パ
ス・フイルタ（BPF）（70）は、第22重平衡混合器（4
7）からのF_scを選択する。これらカウンタ（34）、混合
器（47）及びフイルタ（70）が組合せ手段を構成する。

F₀が小さな値なので、混合器（47）の出力からF_scを分
離するのに通常のフイルタは適さない。したがつて、単
一の混合器及びバンド・パス・フイルタの代りに第２図
に示す如く、組合せ手段として移相技術を用いる。局部
発振器（30）及び比較器（36）の出力信号の一部を90度
移相器（41）及び（43）により90度の位相差とし、２個
の混合器（変調器）（46）及び（48）を駆動する。これ
により、混合器出力の一方は対応する他方の混合器出力
と同相になり、１つの出力はその対応出力と180度の位
相差となる。よつて、混合器出力を加算器又は減算器
（50）により加算又は減算すると、望ましくない成分を
除去でき、F_scが残る。

本発明のデジタル移相器（10）の好適実施例の詳細を第
３図に示す。第３図では、副搬送波再生器（12）に上述
のヘテロダイン効果の概念を利用している。従来のテレ
ビジヨン複合信号のカラー・バースト信号の如き入力信
号を位相検波器（14）に入力する。位相検波器（14）の
出力は、誤差増幅器（16）を介して電圧制御水晶発振器
（VCXO）（18）に入力する。VCXO（18）の出力は、CW再
生副搬送波F_scである。位相拘束ループも完全にするに
は、F_scをデジタル移相器（10）に入力し、その出力を
位相検波器（14）に入力する。

F_scを２重平衡混合器（20）に入力して、局部発振器（3
0）の周波数F_l0と混合する。差周波数F₀は、ロウ・パス
・フイルタ（22）及び変換器（24）を介して逐次位相検
波器（26）へ通過する。なお、F₀＝F_l0−F_scである。逐
次位相検波器（26）の出力は、誤差増幅器（28）を介し
て局部発振器（30）へ入力する。またF_l0をＮ進カウン
タ（32）に入力して、周波数F₀の第２信号を得る。この
第２信号は、逐次位相検波器（26）の第２入力となり、
局部発振器（30）用の第２位相拘束ループを形成する。
よつて、F₀＝F_l0−F_sc＝F_l0/Nである。

F_l0により第２のＮ進カウンタ（34）をクロツクして、F
₀の他の出力を得る。このカウンタ（34）を、値比較器
（36）の出力によりクリアする。移相値（φ）をマイク
ロプロセツサから比較器（36）にロードし、第１のＮ分
周カウンタ（32）の値と比較する。比較結果が「真」
（一致）のとき、比較器（36）の出力により、カウンタ
（34）をクリアして、第２のカウンタ（34）の出力を０
にシフトする。したがつて、マイクロプロセツサから比
較器（36）に新たな値を入力したときはいつも、その量
だけ、第２カウンタ（34）の出力が位相シフトする。

位相シフトした副搬送波出力F_sc＋φを発生するには、
第２カウンタ（34）の出力F₀＋φをF_l0により変換しな
ければならない。そして、混合器の出力は和及び差周波
数（F_l0−F₀及びF_l0＋F₀）である。すなわち、一方の周
波数はF_scであり、他方は2F₀以上である。F₀が小さい
と、簡単なバンド・パス・フイルタ又は水晶フイルタ
で、これら周波数を分離するのは困難である。したがつ
て、第２図に示した周波数変換移相技術を適用する。局
部発振器（30）は、4F_l0の電圧制御水晶発振器（VCXO）
（38）及び第５図に示す出力モエビアス（Moebius）４
進カウンタ（40）を有しており、この４進カウンタは90
度位相の異なるF_l0の２つの出力を発生する。同様に、
第６図に示す能動４次フイルタ（44）を利用して第２カ
ウンタ（34）の出力を位相が90度異なるF₀の２つの出力
として、Ｎ分周カウンタ（42）の出力をF₀の位相が90度
異なる２つのサイン波に変換する。位相は90度異なるF₀
及びF_l0信号により１対の混合器（変調器）（46）及び
（48）を駆動して、各々和及び差成分を有する２つの出
力信号を発生する。上述の如く、差成分は互いに同相で
あり、和成分は互いに180度の位相差がある。混合器（4
6）及び（48）のこれら出力を加算器（50）に入力し
て、望ましくない出力成分を除去し、値φだけシフトし
たF_scを得る。

第４図は、カウンタ（34）の他の実施例を示す。この実
施例は、N/4分周カウンタ（41）、及び局部発振器位相
拘束ループ内のカウンタ（40）と類似のモエビアス４分
周カウンタ（43）を用いている。モエビアス・カウンタ
（43）の出力は、夫々ロウ・パス・フイルタ（45）を介
して、混合器（46），（48）に入力する。これらフイル
タは、基本周波数F₀を回復する。すなわち、モエビアス
・カウンタ（43）からの矩形波をサイン波に変換する。
この実施例は、Ｎが４の倍数のときに利用できる。

〔発明の効果〕

よつて、本発明によれば、ヘテロダイン効果を利用し
て、校正され、高分解能で、マイクロプロセツサが制御
できる可変デジタル移相器が得られる。副搬送波再生器
においては、副搬送波位相を遠隔自動制御でき、0.1度
より良好な微分位相測定が可能となる。また、１インチ
以下の分解能に応じた副搬送波位相で正確なケーブル長
測定ができると共に、安価に信頼性を改善できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の簡略化したブロック図、第２図は組合
せ手段のブロック図、第３図は本発明の好適な実施例の
詳細なブロック図、第４図は第３図で用いるカウンタ
（34）の他の実施例のブロック図、第５図は第３図で用
いるモエビアス・カウンタ（40）の回路図、第６図は第
３図で用いる能動４次フイルタ（44）の回路図、第７図
は信号位相を測定する従来回路のブロック図、第８図は
基本的なヘテロダイン効果の概念を示すブロック図、第
９図は可変位相器を利用する典型的な位相拘束発振器ル
ープのブロック図である。 図において、（20）は混合手段、（30）は局部発振器、
（32）はカウンタ手段、（36）は比較手段、（34）及び
（47）並びに（46），（48）及び（50）は組合せ手段で
ある。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−136024（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−78155（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−46658（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−9125（ＪＰ，Ａ) 米国特許4677395（ＵＳ，Ａ) 欧州特許出願公開235791（ＥＰ，Ａ)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】局部発振器からの局部発振信号及び入力信
   号を混合し、上記局部発振信号の周波数の1/N（ただ
   し、Ｎは整数）の周波数であると共に、上記局部発振信
   号及び上記入力信号の差周波数信号を発生する第１ヘテ
   ロダイン混合器と、 上記局部発振信号の周期をＮ個計数して基準差周波数信
   号を発生する第１カウンタと、 上記差周波数信号及び上記基準周波数信号を用いて、上
   記局部発振信号を上記入力信号に位相固定する位相固定
   ループと、 上記第１カウンタからの計数値を、上記入力信号につい
   ての所望位相シフト量を表すデジタル制御値と比較し
   て、一致したときにリセット信号を発生する比較器と、 上記リセット信号によりリセットされると共に、上記局
   部発振信号の周期をＮ個計数して位相シフトされた信号
   を出力する第２カウンタと、 上記位相シフトされた信号及び該信号と位相が直交する
   位相直交信号を、夫々上記局部発振信号及び該信号と位
   相が直交する位相直交信号とヘテロダイン混合して２つ
   のヘテロダイン出力信号を発生し、該２つのヘテロダイ
   ン出力信号を合成して上記入力信号と同一周波数で位相
   がシフトされた出力信号を発生する第２ヘテロダイン混
   合器とを具えることを特徴とするデジタル移相器。