JPH0744078B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH0744078B2 JPH0744078B2 JP60138649A JP13864985A JPH0744078B2 JP H0744078 B2 JPH0744078 B2 JP H0744078B2 JP 60138649 A JP60138649 A JP 60138649A JP 13864985 A JP13864985 A JP 13864985A JP H0744078 B2 JPH0744078 B2 JP H0744078B2
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- voltage
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- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 この発明は他励式インバータ回路を用いた放電灯点灯装
置に関するもので、動作周波数を変えることにより蛍光
ランプなどの放電ランプを調光するものに係る。
置に関するもので、動作周波数を変えることにより蛍光
ランプなどの放電ランプを調光するものに係る。
この発明の基礎となる放電灯点灯装置は、第12図に示す
ように、商用電源1,ダイオードブリッジDBおよびコンデ
ンサＣ′よりなる直流電源Ｉから他励式インバータ回路
２に給電するようにし、他励式インバータ回路２の負荷
としてインダクタＬとコンデンサＣおよび放電ランプ３
の並列回路との直列回路を接続している。そして、他励
式インバータ回路２の制御はV/F（電圧／周波数）変換
回路7,可変抵抗VR,発振回路６およびドライブ回路５よ
りなる制御回路II′によって行うようになっている。
ように、商用電源1,ダイオードブリッジDBおよびコンデ
ンサＣ′よりなる直流電源Ｉから他励式インバータ回路
２に給電するようにし、他励式インバータ回路２の負荷
としてインダクタＬとコンデンサＣおよび放電ランプ３
の並列回路との直列回路を接続している。そして、他励
式インバータ回路２の制御はV/F（電圧／周波数）変換
回路7,可変抵抗VR,発振回路６およびドライブ回路５よ
りなる制御回路II′によって行うようになっている。
この放電灯点灯装置は、他励式インバータ回路２の高周
波出力電圧をインダクタＬおよびコンデンサＣよりなる
直列共振回路で昇圧して放電ランプ３に印加することに
より放電ランプ３を始動させ、放電ランプ３の始動後は
インダクタＬにより限流した状態で放電ランプ３を点灯
させるようになっている。
波出力電圧をインダクタＬおよびコンデンサＣよりなる
直列共振回路で昇圧して放電ランプ３に印加することに
より放電ランプ３を始動させ、放電ランプ３の始動後は
インダクタＬにより限流した状態で放電ランプ３を点灯
させるようになっている。
そして、V/F変換回路7,可変抵抗VR,発振回路６およびド
ライブ回路５よりなる制御回路II′によって他励式イン
バータ回路２の動作周波数を周期的に第１の周波数と第
２の周波数に交互に切替えるようにしてあり、第１の周
波数は、可変抵抗VRを調整することによって変化するよ
うに構成してあり、この第１の周波数の調整によって放
電ランプ３の調光を行うようになっている。また、第２
の周波数は、インダクタＬとコンデンサＣの直列共振周
波数の近傍の固定周波数（例えば全点灯状態の周波数
fA）にして、調光が深くなって放電ランプ３が立消えし
たときにも放電ランプ３の両端間に高電圧を印加して再
点弧を行い、点灯維持を図るようになっている。
ライブ回路５よりなる制御回路II′によって他励式イン
バータ回路２の動作周波数を周期的に第１の周波数と第
２の周波数に交互に切替えるようにしてあり、第１の周
波数は、可変抵抗VRを調整することによって変化するよ
うに構成してあり、この第１の周波数の調整によって放
電ランプ３の調光を行うようになっている。また、第２
の周波数は、インダクタＬとコンデンサＣの直列共振周
波数の近傍の固定周波数（例えば全点灯状態の周波数
fA）にして、調光が深くなって放電ランプ３が立消えし
たときにも放電ランプ３の両端間に高電圧を印加して再
点弧を行い、点灯維持を図るようになっている。
第13図は、放電ランプ３の不点灯時（無負荷時）のコン
デンサＣの両端電圧の周波数特性を示し、f0はインダク
タＬとコンデンサＣとで決まる共振周波数で、 である。fAは全点灯状態の周波数（第２の周波数）、fg
は最低レベル調光状態の周波数である。
デンサＣの両端電圧の周波数特性を示し、f0はインダク
タＬとコンデンサＣとで決まる共振周波数で、 である。fAは全点灯状態の周波数（第２の周波数）、fg
は最低レベル調光状態の周波数である。
第14図は最低レベル調光状態の各部の波形図である。同
図（Ａ）はV/F変換回路７からの出力電圧で、そのレベ
ルが交互に周期的に繰返される区間TAと区間TBとでレベ
ルが異なる。同図（Ｂ）は他励式インバータ回路２の動
作周波数の変化を示し、区間TAでは周波数fAであり、区
間TBでは周波数fBである。同図（Ｃ）はそのときのラン
プ電圧の波形を示し、同図（Ｄ）はランプ電流の波形を
示している。
図（Ａ）はV/F変換回路７からの出力電圧で、そのレベ
ルが交互に周期的に繰返される区間TAと区間TBとでレベ
ルが異なる。同図（Ｂ）は他励式インバータ回路２の動
作周波数の変化を示し、区間TAでは周波数fAであり、区
間TBでは周波数fBである。同図（Ｃ）はそのときのラン
プ電圧の波形を示し、同図（Ｄ）はランプ電流の波形を
示している。
なお、上記においては、第２の周波数をf0より低いfAに
設定しているが、f0より高い周波数に設定してもよい。
設定しているが、f0より高い周波数に設定してもよい。
しかしながら、このような放電灯点灯装置は、他励式イ
ンバータ回路２が第２の周波数で動作する区間TAが固定
であるため、調光が深くなった場合に区間TAにおいて周
波数fAで放電ランプ３が再点弧した直後も周波数fAで動
作している状態が続き、周波数fAの状態でランプ電流が
流れ続けるため、調光に限界があった。
ンバータ回路２が第２の周波数で動作する区間TAが固定
であるため、調光が深くなった場合に区間TAにおいて周
波数fAで放電ランプ３が再点弧した直後も周波数fAで動
作している状態が続き、周波数fAの状態でランプ電流が
流れ続けるため、調光に限界があった。
この発明は、深い調光レベルを達成できる放電灯点灯装
置を提供することを目的とする。
置を提供することを目的とする。
この発明の放電灯点灯装置は、低光束調光用の放電灯点
灯装置であって、インバータ回路と、 放電ランプおよび共振回路からなり前記インバータ回路
より高周波電圧が印加される負荷回路と、 前記インバータ回路に第１の周波数の期間と第２の周波
数の期間とか交互に周期的に繰り返すスイッチング信号
を与え、前記第１の周波数を前記放電ランプに実質的に
ランプ電流が流れている期間で可変制御して調光し、前
記第２の周波数を前記第１の周波数より前記共振回路の
共振周波数に近い周波数とし前記放電ランプの再点弧に
充分高周波電圧を発生するように構成された制御回路
と、 前記放電ランプの再点弧を検出する再点弧検出回路とを
備えており、 前記制御回路は前記再点弧検出回路からの再点弧検出出
力に応じて前記インバータ回路の動作周波数を前記第２
の周波数から前記第１の周波数に切替えるように構成さ
れてなることを特徴とする。
灯装置であって、インバータ回路と、 放電ランプおよび共振回路からなり前記インバータ回路
より高周波電圧が印加される負荷回路と、 前記インバータ回路に第１の周波数の期間と第２の周波
数の期間とか交互に周期的に繰り返すスイッチング信号
を与え、前記第１の周波数を前記放電ランプに実質的に
ランプ電流が流れている期間で可変制御して調光し、前
記第２の周波数を前記第１の周波数より前記共振回路の
共振周波数に近い周波数とし前記放電ランプの再点弧に
充分高周波電圧を発生するように構成された制御回路
と、 前記放電ランプの再点弧を検出する再点弧検出回路とを
備えており、 前記制御回路は前記再点弧検出回路からの再点弧検出出
力に応じて前記インバータ回路の動作周波数を前記第２
の周波数から前記第１の周波数に切替えるように構成さ
れてなることを特徴とする。
このように、放電ランプの再点弧を検出してインバータ
回路の動作周波数を第２の周波数から第１の周波数に切
替えるようにしたため、放電ランプが再点弧すると同時
に放電ランプの調光を行うための第１の周波数に替わ
り、第２の周波数での動作期間を最小にすることがで
き、したがって、深い調光レベルを実現することができ
る。
回路の動作周波数を第２の周波数から第１の周波数に切
替えるようにしたため、放電ランプが再点弧すると同時
に放電ランプの調光を行うための第１の周波数に替わ
り、第２の周波数での動作期間を最小にすることがで
き、したがって、深い調光レベルを実現することができ
る。
実施例 この発明の第１の実施例を第１図に基づいて説明する。
この放電灯点灯装置は、第１図に示すように、直流電源
Ｉと、この直流電源Ｉより給電される他励式インバータ
回路２と、この他励式インバータ回路２の負荷となるイ
ンダクタL1とコンデンサC3および放電ランプ３の並列回
路との直列回路と、前記放電ランプ３の再点弧を検出す
る再点弧検出回路４と、前記他励式インバータ回路２の
動作周波数を一定時間毎に第１の周波数から第２の周波
数に切替えるとともに前記再点弧検出回路４からの再点
弧検出出力に応じて前記他励式インバータ回路２の動作
周波数を前記第２の周波数から前記第１の周波数に切替
える制御回路IIとを備え、前記第１の周波数を可変する
とともに、前記第２の周波数を前記インダクタL1および
コンデンサC3によって決まる共振周波数の近傍の周波数
としたものである。
この放電灯点灯装置は、第１図に示すように、直流電源
Ｉと、この直流電源Ｉより給電される他励式インバータ
回路２と、この他励式インバータ回路２の負荷となるイ
ンダクタL1とコンデンサC3および放電ランプ３の並列回
路との直列回路と、前記放電ランプ３の再点弧を検出す
る再点弧検出回路４と、前記他励式インバータ回路２の
動作周波数を一定時間毎に第１の周波数から第２の周波
数に切替えるとともに前記再点弧検出回路４からの再点
弧検出出力に応じて前記他励式インバータ回路２の動作
周波数を前記第２の周波数から前記第１の周波数に切替
える制御回路IIとを備え、前記第１の周波数を可変する
とともに、前記第２の周波数を前記インダクタL1および
コンデンサC3によって決まる共振周波数の近傍の周波数
としたものである。
直流電源Ｉは、商用電源１をダイオードブリッジDBで全
波整流し、コンデンサＣ′で平滑するようになってい
る。制御回路IIは、ドライブ回路5,発振回路6,V/F（電
圧／周波数）変換回路７および可変抵抗VRで構成され
る。
波整流し、コンデンサＣ′で平滑するようになってい
る。制御回路IIは、ドライブ回路5,発振回路6,V/F（電
圧／周波数）変換回路７および可変抵抗VRで構成され
る。
この放電灯点灯装置は、他励式インバータ回路２の高周
波出力電圧をインダクタL1およびコンデンサC3よりなる
直列共振回路で昇圧して放電ランプ３に印加することに
より放電ランプ３を始動させ、放電ランプ３の始動はイ
ンダクタL1により限流した状態で放電ランプ３を点灯さ
せるようになっている。
波出力電圧をインダクタL1およびコンデンサC3よりなる
直列共振回路で昇圧して放電ランプ３に印加することに
より放電ランプ３を始動させ、放電ランプ３の始動はイ
ンダクタL1により限流した状態で放電ランプ３を点灯さ
せるようになっている。
そして、制御回路IIによって、他励式インバータ回路２
の動作周波数を周期的に第１の周波数と第２の周波数に
交互に切替えるようにしてあり、第１の周波数は、可変
抵抗VRを調整することによって変化するように構成して
あり、この第１の周波数の調整によって放電ランプ３の
調光を行うようになっている。また、第２の周波数は、
インダクタL1とコンデンサC3の直列共振周波数の近傍の
固定周波数（例えば全点灯状態の周波数fA）にして、調
光が深くなって放電ランプ３が立消えしたときにも放電
ランプ３の両端間に高電圧を印加して再点弧を行い、点
灯維持を図るようになっている。
の動作周波数を周期的に第１の周波数と第２の周波数に
交互に切替えるようにしてあり、第１の周波数は、可変
抵抗VRを調整することによって変化するように構成して
あり、この第１の周波数の調整によって放電ランプ３の
調光を行うようになっている。また、第２の周波数は、
インダクタL1とコンデンサC3の直列共振周波数の近傍の
固定周波数（例えば全点灯状態の周波数fA）にして、調
光が深くなって放電ランプ３が立消えしたときにも放電
ランプ３の両端間に高電圧を印加して再点弧を行い、点
灯維持を図るようになっている。
この際、第１の周波数から第２の周波数への切替えは、
一定期間毎に行い、第２の周波数から第１の周波数への
切替えは、再点弧検出回路４の再点弧検出に応答して行
う。
一定期間毎に行い、第２の周波数から第１の周波数への
切替えは、再点弧検出回路４の再点弧検出に応答して行
う。
第２図は第１図の回路の具体的な回路図を示している。
ただし、直流電源Ｉについては、第１図のものと回路的
に異なるが、直流電圧を得るという点では同じであるの
で、便宜上同じ符号を付している。
ただし、直流電源Ｉについては、第１図のものと回路的
に異なるが、直流電圧を得るという点では同じであるの
で、便宜上同じ符号を付している。
以下、各部の構成および動作を説明する。
先ず、主回路であるが、ダイオードD1，D2，及びコンデ
ンサC1，C2により、商用電源１を倍圧整流平滑し、他励
式インバータ回路２の直流電源Ｉとしている。この他励
式インバータ回路２は、トランジスタTr1，Tr2が交互に
オンオフを繰り返すことにより、負荷（L1，C3,3）に高
周波電力を供給する、いわゆる他励式ハーフブリッジ構
成となっている。放電ランプ３は、インダクタL1とコン
デンサC3による直列共振回路により、始動点灯され、ト
ランスT1は放電ランプ３のランプ電圧を検出するもので
あり、トランスT1の励磁インダクタンスは、インダクタ
L1に比べ十分大きく、インダクタL1とコンデンサC3によ
る共振回路にほとんど影響を与えないものとする。D3，
D4はダイオード、C4は直流カット用のコンデンサであ
る。
ンサC1，C2により、商用電源１を倍圧整流平滑し、他励
式インバータ回路２の直流電源Ｉとしている。この他励
式インバータ回路２は、トランジスタTr1，Tr2が交互に
オンオフを繰り返すことにより、負荷（L1，C3,3）に高
周波電力を供給する、いわゆる他励式ハーフブリッジ構
成となっている。放電ランプ３は、インダクタL1とコン
デンサC3による直列共振回路により、始動点灯され、ト
ランスT1は放電ランプ３のランプ電圧を検出するもので
あり、トランスT1の励磁インダクタンスは、インダクタ
L1に比べ十分大きく、インダクタL1とコンデンサC3によ
る共振回路にほとんど影響を与えないものとする。D3，
D4はダイオード、C4は直流カット用のコンデンサであ
る。
次に発振回路６及びドライブ回路５について説明する。
IC1は無安定マルチバイブレータ（汎用タイマ用IC「55
5」）であり、その周波数は、抵抗R5，R6，コンデンサC
6，及び５番端子入力電圧によって決まる。そして、３
番端子からの出力をＤフリップフロップIC2（4013）が
分周し、ナンドゲートG3，G4を介してトランジスタT
r3，Tr4のゲート入力としている。そして、トランス
T2，T3を介してトランジスタTr1，Tr2のオンオフ制御を
行なっている。すなわち、トランジスタTr3がオンする
と、トランスT2は図中実線で示す方向に電圧が誘起さ
れ、トランジスタTr1はオフとなる。トランジスタTr3が
オフすると、トランスT2は図中点線で示す方向にフライ
バック電圧が発生し、トランジスタTr1はオンとなる。
トランジスタTr1はオン後は、コレクタ電流をベース電
流に帰還してオン状態を保持する。以上の動作は、トラ
ンジスタTr2の場合も同様である。
IC1は無安定マルチバイブレータ（汎用タイマ用IC「55
5」）であり、その周波数は、抵抗R5，R6，コンデンサC
6，及び５番端子入力電圧によって決まる。そして、３
番端子からの出力をＤフリップフロップIC2（4013）が
分周し、ナンドゲートG3，G4を介してトランジスタT
r3，Tr4のゲート入力としている。そして、トランス
T2，T3を介してトランジスタTr1，Tr2のオンオフ制御を
行なっている。すなわち、トランジスタTr3がオンする
と、トランスT2は図中実線で示す方向に電圧が誘起さ
れ、トランジスタTr1はオフとなる。トランジスタTr3が
オフすると、トランスT2は図中点線で示す方向にフライ
バック電圧が発生し、トランジスタTr1はオンとなる。
トランジスタTr1はオン後は、コレクタ電流をベース電
流に帰還してオン状態を保持する。以上の動作は、トラ
ンジスタTr2の場合も同様である。
R1〜R4は抵抗、D5，D6はダイオードである。C5はコンデ
ンサ、C7はコンデンサ、R7は抵抗、G1，G2はインバータ
である。
ンサ、C7はコンデンサ、R7は抵抗、G1，G2はインバータ
である。
第３図は発振回路６およびドライブ回路５の動作の様子
を示す波形図である。同図（Ａ）は無安定マルチバイブ
レータIC1の３番端子電圧、同図（Ｂ）はＤフリップフ
ロップIC2のQ1電圧、同図（Ｃ）はＤフリップフロップI
C2の１電圧、同図（Ｄ）はトランジスタTr4のゲート
電圧、同図（Ｅ）はトランジスタTr3のゲート電圧、同
図（Ｆ）はトランジスタTr3のドレイン電圧、同図
（Ｇ）はトランジスタTr1のベース電流、同図（Ｈ）は
トランジスタTr1のコレクタ電流である。
を示す波形図である。同図（Ａ）は無安定マルチバイブ
レータIC1の３番端子電圧、同図（Ｂ）はＤフリップフ
ロップIC2のQ1電圧、同図（Ｃ）はＤフリップフロップI
C2の１電圧、同図（Ｄ）はトランジスタTr4のゲート
電圧、同図（Ｅ）はトランジスタTr3のゲート電圧、同
図（Ｆ）はトランジスタTr3のドレイン電圧、同図
（Ｇ）はトランジスタTr1のベース電流、同図（Ｈ）は
トランジスタTr1のコレクタ電流である。
次に、V/F変換回路７について説明する。再点弧検出回
路４からの信号により動作するトランジスタTr6を除い
て考えると、動作は次の様になる。
路４からの信号により動作するトランジスタTr6を除い
て考えると、動作は次の様になる。
オペアンプIC4は、電源同期信号を得るためのものであ
り、ここではコンパレータとして動作する。商用電源１
をダイオードブリッジDB1により整流した電圧を抵抗
R8，R9によって分圧した電圧がオペアンプIC4の反転入
力端子に加わる。一方、オペアンプIC4の非反転入力端
子には、制御用電源Vccを抵抗R10，R11で分圧した値が
加わる。従って、非反転入力端子電圧＞反転入力端子電
圧となった時、オペアンプIC4の出力電圧は高レベルと
なり、逆に、非反転入力端子電圧＜反転入力端子電圧の
間は低レベルとなる。C8は小容量のコンデンサである。
り、ここではコンパレータとして動作する。商用電源１
をダイオードブリッジDB1により整流した電圧を抵抗
R8，R9によって分圧した電圧がオペアンプIC4の反転入
力端子に加わる。一方、オペアンプIC4の非反転入力端
子には、制御用電源Vccを抵抗R10，R11で分圧した値が
加わる。従って、非反転入力端子電圧＞反転入力端子電
圧となった時、オペアンプIC4の出力電圧は高レベルと
なり、逆に、非反転入力端子電圧＜反転入力端子電圧の
間は低レベルとなる。C8は小容量のコンデンサである。
インバータG5，アンドゲートG6，及び抵抗R12，コンデ
ンサC9から成る回路は、立ち下がり検出回路であり、ア
ンドゲートG6の出力電圧の高レベル区間は抵抗R12，コ
ンデンサC9により決まる。アンドゲートG6の出力電圧
は、ＤフリップフロップIC2のデータ入力端子（D2）に
加えられ、トランジスタTr4のオンオフに同期して、
２出力がトランジスタTr5のゲートに入力される。２
出力が低レベルの時はトランジスタTr5はオフであり、
オペアンプIC5の非反転入力端子には、抵抗R13を介し
て、ほぼ＋Vccが印加される。IC5，IC6はオペアンプで
あり、ここでは、どちらも非反転入力端子の電圧がその
まま出力電圧として現われる、いわゆるボルテージホロ
ワ（インピーダンス変換とも言う）として動作してい
る。すなわち、オペアンプIC5の出力電圧は＋Vccとな
る。そこで、抵抗R15，R16によって決まる電圧 とオペアンプIC5の出力電圧をダイオードD7が比較し、
この場合、 であるから、ダイオードD7はオフ、従ってオペアンプIC
6の非反転入力電圧は、 となり、この電圧が無安定マルチバイブレータIC1の５
番端子入力電圧となる。
ンサC9から成る回路は、立ち下がり検出回路であり、ア
ンドゲートG6の出力電圧の高レベル区間は抵抗R12，コ
ンデンサC9により決まる。アンドゲートG6の出力電圧
は、ＤフリップフロップIC2のデータ入力端子（D2）に
加えられ、トランジスタTr4のオンオフに同期して、
２出力がトランジスタTr5のゲートに入力される。２
出力が低レベルの時はトランジスタTr5はオフであり、
オペアンプIC5の非反転入力端子には、抵抗R13を介し
て、ほぼ＋Vccが印加される。IC5，IC6はオペアンプで
あり、ここでは、どちらも非反転入力端子の電圧がその
まま出力電圧として現われる、いわゆるボルテージホロ
ワ（インピーダンス変換とも言う）として動作してい
る。すなわち、オペアンプIC5の出力電圧は＋Vccとな
る。そこで、抵抗R15，R16によって決まる電圧 とオペアンプIC5の出力電圧をダイオードD7が比較し、
この場合、 であるから、ダイオードD7はオフ、従ってオペアンプIC
6の非反転入力電圧は、 となり、この電圧が無安定マルチバイブレータIC1の５
番端子入力電圧となる。
次に、ＤフリップフロップIC2の２出力が高レベルの
時は、トランジスタTr5がオンになり、抵抗R13，R14，
可変抵抗VRによって決まる値 がオペアンプIC5の非反転入力端子に加わり、 がオペアンプIC6の出力電圧となり、無安定マルチバイ
ブレータIC1の５番端子入力電圧となる。ここで、D7（O
N）は、ダイオードD7がオンするための電圧であり、0.7
V程度のものである。従って、トランジスタTr5がオンの
時は、可変抵抗VRを変えることにより、無安定マルチバ
イブレータIC1の５番端子入力電圧が変化する。ただ
し、 であり、この時の無安定マルチバイブレータIC1の５番
端子入力電圧は、 なる電圧は、放電ランプ３が定格点灯している状態の動
作周波数に対応し、 なる電圧は、可変抵抗VRの抵抗値を小さくするほど小さ
くなるが、この値は可変抵抗VRによって放電ランプ３が
調光される際の他励式インバータ回路２の動作周波数に
対応している。
時は、トランジスタTr5がオンになり、抵抗R13，R14，
可変抵抗VRによって決まる値 がオペアンプIC5の非反転入力端子に加わり、 がオペアンプIC6の出力電圧となり、無安定マルチバイ
ブレータIC1の５番端子入力電圧となる。ここで、D7（O
N）は、ダイオードD7がオンするための電圧であり、0.7
V程度のものである。従って、トランジスタTr5がオンの
時は、可変抵抗VRを変えることにより、無安定マルチバ
イブレータIC1の５番端子入力電圧が変化する。ただ
し、 であり、この時の無安定マルチバイブレータIC1の５番
端子入力電圧は、 なる電圧は、放電ランプ３が定格点灯している状態の動
作周波数に対応し、 なる電圧は、可変抵抗VRの抵抗値を小さくするほど小さ
くなるが、この値は可変抵抗VRによって放電ランプ３が
調光される際の他励式インバータ回路２の動作周波数に
対応している。
以上の動作を各部波形で示すと第４図になる。
第４図において、（Ａ）は可変抵抗VRの値を示してい
る。同図（Ｂ）はオペアンプIC4の入力電圧を示し、V21
は反転入力端子電圧、V22は非反転入力端子電圧であ
り、 である。同図（Ｃ）はオペアンプIC4の出力電圧を示し
ている。同図（Ｄ）はアンドゲートG6の端子入力電圧
を示している。同図（Ｅ）はアンドゲートG6の端子入
力電圧を示し、V23はアンドゲートG6の高レベル維持電
圧を示している。同図（Ｆ）はアンドゲートG6の出力電
圧を示している。同図（Ｇ）は無安定マルチバイブレー
タIC1の５番端子電圧を示し、V24，V25，V26，V27はそ
れぞれ である。同図（Ｈ）は他励式インバータ回路２の動作周
波数の変化を示し、f1は定格点灯状態に対応する周波
数、f2は所定レベル調光状態に対応する周波数、f3は最
低レベル調光状態に対応する周波数である。同図（Ｉ）
はランプ電圧を示し、同図（Ｊ）はランプ電流を示して
いる。
る。同図（Ｂ）はオペアンプIC4の入力電圧を示し、V21
は反転入力端子電圧、V22は非反転入力端子電圧であ
り、 である。同図（Ｃ）はオペアンプIC4の出力電圧を示し
ている。同図（Ｄ）はアンドゲートG6の端子入力電圧
を示している。同図（Ｅ）はアンドゲートG6の端子入
力電圧を示し、V23はアンドゲートG6の高レベル維持電
圧を示している。同図（Ｆ）はアンドゲートG6の出力電
圧を示している。同図（Ｇ）は無安定マルチバイブレー
タIC1の５番端子電圧を示し、V24，V25，V26，V27はそ
れぞれ である。同図（Ｈ）は他励式インバータ回路２の動作周
波数の変化を示し、f1は定格点灯状態に対応する周波
数、f2は所定レベル調光状態に対応する周波数、f3は最
低レベル調光状態に対応する周波数である。同図（Ｉ）
はランプ電圧を示し、同図（Ｊ）はランプ電流を示して
いる。
第５図は第４図における最低レベル調光状態の各部の波
形の拡大図である。同図（Ａ）は無安定マルチバイブレ
ータIC1の５番端子電圧、同図（Ｂ）はランプ電圧、同
図（Ｃ）はランプ電流の波形をそれぞれ示している。同
図（Ｄ）は他励式インバータ回路２の動作周波数の変化
を示している。
形の拡大図である。同図（Ａ）は無安定マルチバイブレ
ータIC1の５番端子電圧、同図（Ｂ）はランプ電圧、同
図（Ｃ）はランプ電流の波形をそれぞれ示している。同
図（Ｄ）は他励式インバータ回路２の動作周波数の変化
を示している。
なお、他励式インバータ回路２の動作周波数f1，f3は、
インダクタL1，コンデンサC3の共振周波数 に対し、第６図のように選んでいる。周波数f2は f1＜f2＜f3 である。
インダクタL1，コンデンサC3の共振周波数 に対し、第６図のように選んでいる。周波数f2は f1＜f2＜f3 である。
なお、ここまでの動作は第12図に示したものと変わらな
いものである。
いものである。
最後に、再点弧検出回路４の動作について説明する。
トランスT1は、放電ランプ３のランプ電圧を検出する検
出トランスであり、ダイオードブリッジDB2を介して整
流され、オペアンプIC7の入力となる。この時、コンデ
ンサC10の容量は小さく選ばれ、ランプ電圧の変化に対
し、コンデンサC10の両端電圧は忠実に変化し、一方、
ダイオードD8，D9を介して平滑されるコンデンサC11の
容量はC10に比べ十分大きく選ばれている。抵抗R17，R
18は、各々、コンデンサC10，C11の放電抵抗である。こ
の時、オペアンプIC7の入力端子に加わる電圧を第７図
に示す。第７図において、（Ａ）はランプ電圧を示し、
（Ｂ）はオペアンプIC7の入力電圧で、V28は反転入力端
子電圧、V29は非反転入力端子電圧、V30はダイオード
D8，D9による降下分である。（Ｃ）はオペアンプIC7の
出力電圧である。なお、この時のランプ電圧波形は、説
明の都合上第５図で示すものを用いる（何故なら、後で
Ｄフリップフロップ（4013）IC3，トランジスタTr5，Tr
6等の動作のところで述べる機能により、本発明におけ
るランプ電圧波形は第５図とは異ってくるからであ
る）。オペアンプIC7の出力電圧は、非反転入力電圧＞
反転入力電圧のとき高レベル，その逆のとき低レベルと
なるから第７図に示したようになる。すなわち、放電ラ
ンプ３が再点弧した瞬間に、非反転入力電圧＞反転入力
電圧となり、オペアンプIC7の出力電圧が高レベルとな
る。
出トランスであり、ダイオードブリッジDB2を介して整
流され、オペアンプIC7の入力となる。この時、コンデ
ンサC10の容量は小さく選ばれ、ランプ電圧の変化に対
し、コンデンサC10の両端電圧は忠実に変化し、一方、
ダイオードD8，D9を介して平滑されるコンデンサC11の
容量はC10に比べ十分大きく選ばれている。抵抗R17，R
18は、各々、コンデンサC10，C11の放電抵抗である。こ
の時、オペアンプIC7の入力端子に加わる電圧を第７図
に示す。第７図において、（Ａ）はランプ電圧を示し、
（Ｂ）はオペアンプIC7の入力電圧で、V28は反転入力端
子電圧、V29は非反転入力端子電圧、V30はダイオード
D8，D9による降下分である。（Ｃ）はオペアンプIC7の
出力電圧である。なお、この時のランプ電圧波形は、説
明の都合上第５図で示すものを用いる（何故なら、後で
Ｄフリップフロップ（4013）IC3，トランジスタTr5，Tr
6等の動作のところで述べる機能により、本発明におけ
るランプ電圧波形は第５図とは異ってくるからであ
る）。オペアンプIC7の出力電圧は、非反転入力電圧＞
反転入力電圧のとき高レベル，その逆のとき低レベルと
なるから第７図に示したようになる。すなわち、放電ラ
ンプ３が再点弧した瞬間に、非反転入力電圧＞反転入力
電圧となり、オペアンプIC7の出力電圧が高レベルとな
る。
ところで、ＤフリップフロップIC3の動作は次のように
なる。２個のＤフリップフロップ（DF/F（１）,DF/F
（２）とする）のセット端子（各々S1，S2）は、Ｄフリ
ップフロップIC2の２出力に接続されており、２出
力が高レベルの時DF/F（１）,DF/F（２）のＱ出力（各
々Q1，Q2）は共に高レベルとなる。また、Ｄフリップフ
ロップIC2の２出力が低レベルの時、DF/F（１）はク
ロック信号（C1入力電圧）の立ち上がりに応じて出力が
反転する、いわゆるTF/F（分周器とも言う）としての動
作を行ない、DF/F（２）は、データ入力D2端子の内容が
クロック信号（C2入力電圧）に同期してQ2出力に現われ
る。DF/F（１）のクロック入力は、オペアンプIC7の出
力電圧であり、DF/F（２）のクロック入力は、無安定マ
ルチバイブレータIC1の出力電圧となっている。また、D
F/F（２）のデータ入力（D2端子の内容）は、DF/F
（１）の１出力と、ＤフリップフロップIC2の２出
力の論理和となっている。DF/F（２）のQ2出力により、
トランジスタTr6をオンオフ制御する。G7はオアゲート
である。
なる。２個のＤフリップフロップ（DF/F（１）,DF/F
（２）とする）のセット端子（各々S1，S2）は、Ｄフリ
ップフロップIC2の２出力に接続されており、２出
力が高レベルの時DF/F（１）,DF/F（２）のＱ出力（各
々Q1，Q2）は共に高レベルとなる。また、Ｄフリップフ
ロップIC2の２出力が低レベルの時、DF/F（１）はク
ロック信号（C1入力電圧）の立ち上がりに応じて出力が
反転する、いわゆるTF/F（分周器とも言う）としての動
作を行ない、DF/F（２）は、データ入力D2端子の内容が
クロック信号（C2入力電圧）に同期してQ2出力に現われ
る。DF/F（１）のクロック入力は、オペアンプIC7の出
力電圧であり、DF/F（２）のクロック入力は、無安定マ
ルチバイブレータIC1の出力電圧となっている。また、D
F/F（２）のデータ入力（D2端子の内容）は、DF/F
（１）の１出力と、ＤフリップフロップIC2の２出
力の論理和となっている。DF/F（２）のQ2出力により、
トランジスタTr6をオンオフ制御する。G7はオアゲート
である。
以上の内容を各部波形により示すと、第８図のようにな
る。
る。
第８図（Ａ）はＤフリップフロップIC2の２出力、す
なわち、ＤフリップフロップIC3のS1，S2入力を示して
いる。同図（Ｂ）はオペアンプIC7の出力、すなわちＤ
フリップフロップIC3のC1入力を示している。同図
（Ｃ）はＤフリップフロップIC3の１出力を示してい
る。同図（Ｄ）はＤフリップフロップIC3のD2入力を示
している。同図（Ｅ）はＤフリップフロップIC3のC2入
力を示している。同図（Ｆ）はＤフリップフロップIC3
のQ2出力、すなわちトランジスタTr6のゲート入力電圧
を示し、再点弧検出によって周波数f1での動作区間をP1
だけ狭くしている。同図（Ｇ）はトランジスタTr5のゲ
ート入力電圧を示している。同図（Ｈ）は無安定マルチ
バイブレータIC1の５番端子電圧を示し、同図（Ｉ）は
他励式インバータ回路２の動作周波数の変化を示してい
る。同図（Ｊ）はランプ電圧を示し、同図（Ｋ）はラン
プ電流を示している。
なわち、ＤフリップフロップIC3のS1，S2入力を示して
いる。同図（Ｂ）はオペアンプIC7の出力、すなわちＤ
フリップフロップIC3のC1入力を示している。同図
（Ｃ）はＤフリップフロップIC3の１出力を示してい
る。同図（Ｄ）はＤフリップフロップIC3のD2入力を示
している。同図（Ｅ）はＤフリップフロップIC3のC2入
力を示している。同図（Ｆ）はＤフリップフロップIC3
のQ2出力、すなわちトランジスタTr6のゲート入力電圧
を示し、再点弧検出によって周波数f1での動作区間をP1
だけ狭くしている。同図（Ｇ）はトランジスタTr5のゲ
ート入力電圧を示している。同図（Ｈ）は無安定マルチ
バイブレータIC1の５番端子電圧を示し、同図（Ｉ）は
他励式インバータ回路２の動作周波数の変化を示してい
る。同図（Ｊ）はランプ電圧を示し、同図（Ｋ）はラン
プ電流を示している。
第８図から明らかなように、再点弧を検出することによ
り、放電ランプ３が再点弧後において他励式インバータ
回路２が動作周波数f1で動作している区間をなくし、そ
れにより、ランプ電流の流れる区間を更に少なくするこ
とになり、より深い調光を達成している。
り、放電ランプ３が再点弧後において他励式インバータ
回路２が動作周波数f1で動作している区間をなくし、そ
れにより、ランプ電流の流れる区間を更に少なくするこ
とになり、より深い調光を達成している。
この実施例では、放電ランプ３の再点弧を検出して他励
式インバータ回路２の動作周波数を第２の周波数から第
１の周波数に切替えるようにしたため、第２の周波数で
の動作区間を最少にでき、深い調光を行うことができる なお、この実施例においては、他励式インバータ回路２
はハーフブリッジ構成としているが、当然のことなが
ら、フルブリッジ，プッシュプル等の構成でも良い。ま
た、直流電源は、第２図では、ダイオードD1，D2，コン
デンサC1，C2による倍圧整流平滑としているが、ダイオ
ードブリッジ等による整流平滑でも良い。さらに、第２
図の実施例では、第８図で示した波形を見てもわかるよ
うに、オペアンプIC7の出力電圧と、トランジスタTr6の
ゲート電圧は同一波形となり、従ってＤフリップフロッ
プIC2を介さなくて、直接オペアンプIC7がトランジスタ
Tr6を駆動しても良い。
式インバータ回路２の動作周波数を第２の周波数から第
１の周波数に切替えるようにしたため、第２の周波数で
の動作区間を最少にでき、深い調光を行うことができる なお、この実施例においては、他励式インバータ回路２
はハーフブリッジ構成としているが、当然のことなが
ら、フルブリッジ，プッシュプル等の構成でも良い。ま
た、直流電源は、第２図では、ダイオードD1，D2，コン
デンサC1，C2による倍圧整流平滑としているが、ダイオ
ードブリッジ等による整流平滑でも良い。さらに、第２
図の実施例では、第８図で示した波形を見てもわかるよ
うに、オペアンプIC7の出力電圧と、トランジスタTr6の
ゲート電圧は同一波形となり、従ってＤフリップフロッ
プIC2を介さなくて、直接オペアンプIC7がトランジスタ
Tr6を駆動しても良い。
この発明の第２の実施例を第９図ないし第11図に基づい
て説明する。この放電灯点灯装置は、第９図に示すよう
に、第２図の制御回路IIに代えて、制御回路II″を用い
たもので、その他は第２図と同じである。制御回路II″
はV/F変換回路７′が異なるだけで、他は制御回路IIと
同じである。すなわち、抵抗R12，コンデンサC9，イン
バータG5，アンドゲートG6からなる立ち下がり検出回路
がないかわりに、抵抗R19，コンデンサC12の直列回路が
抵抗R16に並列接続されている。
て説明する。この放電灯点灯装置は、第９図に示すよう
に、第２図の制御回路IIに代えて、制御回路II″を用い
たもので、その他は第２図と同じである。制御回路II″
はV/F変換回路７′が異なるだけで、他は制御回路IIと
同じである。すなわち、抵抗R12，コンデンサC9，イン
バータG5，アンドゲートG6からなる立ち下がり検出回路
がないかわりに、抵抗R19，コンデンサC12の直列回路が
抵抗R16に並列接続されている。
この放電灯点灯装置は、第10図に示すように、動作周波
数を設定している。
数を設定している。
つぎに、抵抗R19，コンデンサC12の部分の動作を説明す
る。ここでも説明の都合上、トランジスタTr6の動作は
考慮に入れないものとする。トランジスタTr5のオンオ
フは、ＤフリップフロップIC2の出力の状態（高また
は低レベル）による。トランジスタTr5がオフの時、オ
ペアンプIC5の出力電圧はほぼVccとなり、ダイオードD7
はオフである。この時、コンデンサC12には、抵抗R15，
R19を介して充電電流が流れ、オペアンプIC6の非反転入
力端子電圧は、抵抗R19，R15，R16，コンデンサC12で決
まる時定数により徐々に上昇し、この値は、トランジス
タTr5がオフの区間にも関係するが、 まで上昇するはずである（それ以前にトランジスタTr5
がオンすると、この値まで上昇しない）。次に、トラン
ジスタTr5がオンすると、オペアンプIC5の出力電圧は となり、可変抵抗VRで設定した調光状態の電圧となる。
この時、ダイオードD7がこの電圧と抵抗R16の両端電圧
を比較し、オペアンプIC5の出力電圧が低いと、ダイオ
ードD7はオンする。ダイオードD7がオンすると、コンデ
ンサC12の充電々荷は抵抗R19を介して急速に放電し、オ
ペアンプIC6の非反転入力端子電圧は、ほぼ となる。
る。ここでも説明の都合上、トランジスタTr6の動作は
考慮に入れないものとする。トランジスタTr5のオンオ
フは、ＤフリップフロップIC2の出力の状態（高また
は低レベル）による。トランジスタTr5がオフの時、オ
ペアンプIC5の出力電圧はほぼVccとなり、ダイオードD7
はオフである。この時、コンデンサC12には、抵抗R15，
R19を介して充電電流が流れ、オペアンプIC6の非反転入
力端子電圧は、抵抗R19，R15，R16，コンデンサC12で決
まる時定数により徐々に上昇し、この値は、トランジス
タTr5がオフの区間にも関係するが、 まで上昇するはずである（それ以前にトランジスタTr5
がオンすると、この値まで上昇しない）。次に、トラン
ジスタTr5がオンすると、オペアンプIC5の出力電圧は となり、可変抵抗VRで設定した調光状態の電圧となる。
この時、ダイオードD7がこの電圧と抵抗R16の両端電圧
を比較し、オペアンプIC5の出力電圧が低いと、ダイオ
ードD7はオンする。ダイオードD7がオンすると、コンデ
ンサC12の充電々荷は抵抗R19を介して急速に放電し、オ
ペアンプIC6の非反転入力端子電圧は、ほぼ となる。
ところで、トランジスタTr6は、第２図に示す実施例で
説明したように、再点弧検出直後、オンすることによ
り、他励式インバータ回路２の動作周波数を可変抵抗VR
で設定した周波数に切替える働きをする。
説明したように、再点弧検出直後、オンすることによ
り、他励式インバータ回路２の動作周波数を可変抵抗VR
で設定した周波数に切替える働きをする。
以上の動作を波形で示すと、第11図のようになる。同図
（Ａ）は可変抵抗VRの抵抗値である。同図（Ｂ）はオぺ
アンプIC4の入力電圧でV31は反転入力端子電圧、V32は
非反転入力端子電圧である。同図（Ｃ）はオペアンプIC
4の出力電圧、同図（Ｄ）はトランジスタTr5のゲート電
圧である。同図（Ｅ）はランプ電圧、同図（Ｆ）はラン
プ電流である。同図（Ｃ）はオペアンプIC7の入力電圧
で、V33は反転入力端子電圧、V34は非反転入力端子電圧
である。同図（Ｈ）はオペアンプIC7の出力電圧、同図
（Ｉ）はＤフリップフロップIC3のS1，S2電圧、同図
（Ｊ）はＤフリップフロップIC3の１出力電圧、同図
（Ｋ）はＤフリップフロップIC3のD2の入力電圧、すな
わちトランジスタTr6のゲート電圧である。同図（Ｌ）
はオペアンプIC5の出力電圧で、V35，V36はそれぞれ である。同図（Ｍ）は無安定マルチバイブレータIC1の
５番端子電圧で、V37，V38はそれぞれ であり、Ｗ部分の傾斜は抵抗R15，R16，R19およびコン
デンサC12によって決まる。そして、この傾斜にしたが
って他励式インバータ回路２の動作周波数が連続的に変
化し、放電ランプ３が再点弧するまでランプ電圧が上昇
することになる。
（Ａ）は可変抵抗VRの抵抗値である。同図（Ｂ）はオぺ
アンプIC4の入力電圧でV31は反転入力端子電圧、V32は
非反転入力端子電圧である。同図（Ｃ）はオペアンプIC
4の出力電圧、同図（Ｄ）はトランジスタTr5のゲート電
圧である。同図（Ｅ）はランプ電圧、同図（Ｆ）はラン
プ電流である。同図（Ｃ）はオペアンプIC7の入力電圧
で、V33は反転入力端子電圧、V34は非反転入力端子電圧
である。同図（Ｈ）はオペアンプIC7の出力電圧、同図
（Ｉ）はＤフリップフロップIC3のS1，S2電圧、同図
（Ｊ）はＤフリップフロップIC3の１出力電圧、同図
（Ｋ）はＤフリップフロップIC3のD2の入力電圧、すな
わちトランジスタTr6のゲート電圧である。同図（Ｌ）
はオペアンプIC5の出力電圧で、V35，V36はそれぞれ である。同図（Ｍ）は無安定マルチバイブレータIC1の
５番端子電圧で、V37，V38はそれぞれ であり、Ｗ部分の傾斜は抵抗R15，R16，R19およびコン
デンサC12によって決まる。そして、この傾斜にしたが
って他励式インバータ回路２の動作周波数が連続的に変
化し、放電ランプ３が再点弧するまでランプ電圧が上昇
することになる。
この実施例においても、第２図に示す実施例と同様、放
電ランプ３の再点弧を検出して他励式インバータ回路２
の動作周波数を切替えているため深い調光が可能とな
る。また、この実施例によれば、放電ランプ３を再点弧
させる際、周波数を徐々に変化させて再点弧電圧を上昇
させているため、ランプ電圧波形もなめらかになり、騒
音に関しても有効となる。
電ランプ３の再点弧を検出して他励式インバータ回路２
の動作周波数を切替えているため深い調光が可能とな
る。また、この実施例によれば、放電ランプ３を再点弧
させる際、周波数を徐々に変化させて再点弧電圧を上昇
させているため、ランプ電圧波形もなめらかになり、騒
音に関しても有効となる。
なお、第２図，第９図に示す実施例においては、放電ラ
ンプ３の再点弧を検出する手段として、ランプ電圧を検
出する方法を用いているが、例えば、ランプ電流，光出
力波形等、ランプの再点弧を検出できる手段であれば、
いずれの方法を用いても良い。
ンプ３の再点弧を検出する手段として、ランプ電圧を検
出する方法を用いているが、例えば、ランプ電流，光出
力波形等、ランプの再点弧を検出できる手段であれば、
いずれの方法を用いても良い。
この発明の放電灯点灯装置は、放電ランプの再点弧を検
出してインバータ回路の動作周波数を第２の周波数から
第１の周波数に切替えるようにしたため、放電ランプが
再点弧すると同時に放電ランプの調光を行うための第１
の周波数に替わり、第２の周波数での動作区間を最小に
することができ、したがって、深い調光レベルを実現す
ることができる。
出してインバータ回路の動作周波数を第２の周波数から
第１の周波数に切替えるようにしたため、放電ランプが
再点弧すると同時に放電ランプの調光を行うための第１
の周波数に替わり、第２の周波数での動作区間を最小に
することができ、したがって、深い調光レベルを実現す
ることができる。
第１図はこの発明の第１の実施例の回路図、第２図はそ
の具体的な回路図、第３図ないし第５図はその動作説明
のための波形図、第６図はコンデンサ電圧の周波数特性
図、第７図および第８図は同じく動作説明のための波形
図、第９図はこの発明の第２の実施例の回路図、第10図
はそのコンデンサ電圧の周波数特性図、第11図は同じく
その動作説明のための波形図、第12図はこの発明の基礎
となる放電灯点灯装置の回路図、第13図はそのコンデン
サ電圧の周波数特性図、第14図は同じくその波形図であ
る。 Ｉ…直流電源、II,II″…制御回路、２…他励式インバ
ータ回路、３…放電ランプ、４…再点弧検出回路
の具体的な回路図、第３図ないし第５図はその動作説明
のための波形図、第６図はコンデンサ電圧の周波数特性
図、第７図および第８図は同じく動作説明のための波形
図、第９図はこの発明の第２の実施例の回路図、第10図
はそのコンデンサ電圧の周波数特性図、第11図は同じく
その動作説明のための波形図、第12図はこの発明の基礎
となる放電灯点灯装置の回路図、第13図はそのコンデン
サ電圧の周波数特性図、第14図は同じくその波形図であ
る。 Ｉ…直流電源、II,II″…制御回路、２…他励式インバ
ータ回路、３…放電ランプ、４…再点弧検出回路
Claims (1)
- 【請求項１】インバータ回路と、 放電ランプおよび共振回路からなり前記インバータ回路
より高周波電圧が印加される負荷回路と、 前記インバータ回路に第１の周波数の期間と第２の周波
数の期間とが交互に周期的に繰り返すスイッチング信号
を与え、前記第１の周波数を前記放電ランプに実質的に
ランプ電流が流れている期間で可変制御して調光し、前
記第２の周波数を前記第１の周波数より前記共振回路の
共振周波数に近い周波数とし前記放電ランプの再点弧に
充分な高周波電圧を発生するように構成された制御回路
と、 前記放電ランプの再点弧を検出する再点弧検出回路とを
備えてなる低光束調光用の放電灯点灯装置において、 前記制御回路は前記再点弧検出回路からの再点弧検出出
力に応じて前記インバータ回路の動作周波数を前記第２
の周波数から前記第１の周波数に切替えるように構成さ
れてなることを特徴とする低光束調光用の放電灯点灯装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60138649A JPH0744078B2 (ja) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60138649A JPH0744078B2 (ja) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61296695A JPS61296695A (ja) | 1986-12-27 |
| JPH0744078B2 true JPH0744078B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=15226921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60138649A Expired - Lifetime JPH0744078B2 (ja) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744078B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0633675Y2 (ja) * | 1988-12-01 | 1994-08-31 | 第一電機株式会社 | 蛍光灯インバータ装置 |
| US5170099A (en) * | 1989-03-28 | 1992-12-08 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Discharge lamp lighting device |
| JP5143631B2 (ja) * | 2008-05-26 | 2013-02-13 | 株式会社エヌ・ピー・シー | 太陽電池特性測定用の疑似太陽光生成装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5293182A (en) * | 1976-01-30 | 1977-08-05 | Mitsubishi Electric Corp | Discharge lamp starting device |
| JPS5416668A (en) * | 1977-07-08 | 1979-02-07 | Hitachi Ltd | Method of detecting excessivee or lackingg holes in print wire board |
| JPS5861598A (ja) * | 1981-10-07 | 1983-04-12 | 東芝ライテック株式会社 | 放電灯調光装置 |
-
1985
- 1985-06-25 JP JP60138649A patent/JPH0744078B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61296695A (ja) | 1986-12-27 |
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