JPS5839285A - トランジスタインバ−タ装置 - Google Patents
トランジスタインバ−タ装置Info
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- JPS5839285A JPS5839285A JP56139117A JP13911781A JPS5839285A JP S5839285 A JPS5839285 A JP S5839285A JP 56139117 A JP56139117 A JP 56139117A JP 13911781 A JP13911781 A JP 13911781A JP S5839285 A JPS5839285 A JP S5839285A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 32
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 8
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 3
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 abstract description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 9
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000007858 starting material Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はトランジスタインバータ装置に関するもので
ある。
ある。
従来の自励式のトランジスタインバータ装置は。
第１図ＶＣ示すように、商用電源２を全波整流器３およ
び平滑用コンデンサ４で整流および平滑した直流電源】
に」：リソアクトル５および抵抗９，１０を介してプッ
シュプル接続したトランジスタ７．８の各々のベースに
ドライブ電流が与えられると、トランジスタ７．８のわ
ずかなアンバランスにより、トランジスタ７または８の
どちらかが先にオンになる。い壕仮に、トランジスタ７
がオンとなったとすれば、リーケージ型の出カドランス
６の１次巻＋％ｌＮ工に電流が流れ、これにより２次巻
線Ｎ３側に出力が誘起する。１次巻線Ｎ□に電流が流れ
ると、出カドランス６０１次側から見たインダクタンス
分とコンデンサ１１との共振回路の振動電圧により、帰
還巻線Ｎ４に起電力が生じこの電圧によってトランジス
タ７．８が交互にオンオフし、これにより交流出力が出
カドランス６のリーケージインダクタンスをバラストと
して負荷】２に供給される。
び平滑用コンデンサ４で整流および平滑した直流電源】
に」：リソアクトル５および抵抗９，１０を介してプッ
シュプル接続したトランジスタ７．８の各々のベースに
ドライブ電流が与えられると、トランジスタ７．８のわ
ずかなアンバランスにより、トランジスタ７または８の
どちらかが先にオンになる。い壕仮に、トランジスタ７
がオンとなったとすれば、リーケージ型の出カドランス
６の１次巻＋％ｌＮ工に電流が流れ、これにより２次巻
線Ｎ３側に出力が誘起する。１次巻線Ｎ□に電流が流れ
ると、出カドランス６０１次側から見たインダクタンス
分とコンデンサ１１との共振回路の振動電圧により、帰
還巻線Ｎ４に起電力が生じこの電圧によってトランジス
タ７．８が交互にオンオフし、これにより交流出力が出
カドランス６のリーケージインダクタンスをバラストと
して負荷】２に供給される。
このような構成のトランジスタインノ（−夕装置は、何
らかの理由によって負荷１２を取り外した場合には、そ
の出力端子にかなりの高電圧の無負荷２次電圧が生じ、
負荷１２が例えば放電灯ランプ等のように容易に取り外
せる場合には、安全上好ましくない。そのための安全対
策として、無負荷２次電圧を低減すると、出力が減少し
、放電灯ランプ等の負性抵抗特性を有する負荷１２の場
合には、起動が困難になる不都合を生じるという問題が
あった０ 別の従来の自励式のトランジスタインバータ装置は、第
２図に示すように、トランジスタ７．８のベースドライ
ブ電流を出カドランス６に設けたベースドライブ電源用
の巻線Ｎ５の起電力をダイオード１５および平滑用コン
デンサ１６で整流お上び平滑して抵抗１３．１４を介し
て供給するように構成している。なお、抵抗９は起動用
として残している。
らかの理由によって負荷１２を取り外した場合には、そ
の出力端子にかなりの高電圧の無負荷２次電圧が生じ、
負荷１２が例えば放電灯ランプ等のように容易に取り外
せる場合には、安全上好ましくない。そのための安全対
策として、無負荷２次電圧を低減すると、出力が減少し
、放電灯ランプ等の負性抵抗特性を有する負荷１２の場
合には、起動が困難になる不都合を生じるという問題が
あった０ 別の従来の自励式のトランジスタインバータ装置は、第
２図に示すように、トランジスタ７．８のベースドライ
ブ電流を出カドランス６に設けたベースドライブ電源用
の巻線Ｎ５の起電力をダイオード１５および平滑用コン
デンサ１６で整流お上び平滑して抵抗１３．１４を介し
て供給するように構成している。なお、抵抗９は起動用
として残している。
このような構成においても、第１図のものと同様の不都
合が生じることは明らかである０したがって、この発明
の目的は、無負荷状態における出力電圧を低減させて安
全性を高め、かつ負荷接続状態における出力電圧を増大
させて負荷の起動性を十分に良好にすることができるト
ランジスタインバータ装置を提供することである。
合が生じることは明らかである０したがって、この発明
の目的は、無負荷状態における出力電圧を低減させて安
全性を高め、かつ負荷接続状態における出力電圧を増大
させて負荷の起動性を十分に良好にすることができるト
ランジスタインバータ装置を提供することである。
この発明のトランジスタインバータ装置の基本構成を第
３図に示す。すなわち、このトランジスタインバータ装
置は、直流電源■と、この直流電源■より発振用トラン
ジスタのコレクタ電流が供給され負荷■の接続の有無に
対応して発振周波数が変化するトランジスタインバータ
本体■と、このトランジスタインバータ本体■の発根出
力を整流および平滑して前記発振用トランジスタにベー
スドライブ電流を供給するベースドライブ回路■と、前
記直流電源１より前記発振用トランジスタ（５） に起動用ベース電流を供給するインバータ起動回路Ｖと
、前記トランジスタインバータ本体Ｕおよび前記ベース
ドライブ回路■間に介在して前記負荷■の接続の有無に
対応して前記ベースドライブ回路■からのベース電流供
給量を増減させる電流制御回路■とを備えている。この
場合、前記トランジスタインバータ本体■は誘導性（容
量性）バラストを有し前記負荷■の接続の有無に対応し
て発振周波数が高低（低高）に変化するものであって、
前記電流制御回路■は前記トランジスタインバータ本体
■および前記ベースドライブ回路■Ｍに直列介挿して前
記負荷■の接続の有無に対応してインピーダンスを低高
に変化させる容量性（誘導性）インピーダンス素子で構
成している。
３図に示す。すなわち、このトランジスタインバータ装
置は、直流電源■と、この直流電源■より発振用トラン
ジスタのコレクタ電流が供給され負荷■の接続の有無に
対応して発振周波数が変化するトランジスタインバータ
本体■と、このトランジスタインバータ本体■の発根出
力を整流および平滑して前記発振用トランジスタにベー
スドライブ電流を供給するベースドライブ回路■と、前
記直流電源１より前記発振用トランジスタ（５） に起動用ベース電流を供給するインバータ起動回路Ｖと
、前記トランジスタインバータ本体Ｕおよび前記ベース
ドライブ回路■間に介在して前記負荷■の接続の有無に
対応して前記ベースドライブ回路■からのベース電流供
給量を増減させる電流制御回路■とを備えている。この
場合、前記トランジスタインバータ本体■は誘導性（容
量性）バラストを有し前記負荷■の接続の有無に対応し
て発振周波数が高低（低高）に変化するものであって、
前記電流制御回路■は前記トランジスタインバータ本体
■および前記ベースドライブ回路■Ｍに直列介挿して前
記負荷■の接続の有無に対応してインピーダンスを低高
に変化させる容量性（誘導性）インピーダンス素子で構
成している。
なお、前記電流制御回路■は、前記トランジスタインバ
ータ本体Ｈの発振周波数の変動に伴って前記ベースドラ
イブ回路■への印加電圧を変化させることにより前記ベ
ースドライブ回路■からのベース電流供給ｔを前記負荷
■の接続の有無に対応して増減させる周波数−電圧変換
回路で構成しく６） てもよい。
ータ本体Ｈの発振周波数の変動に伴って前記ベースドラ
イブ回路■への印加電圧を変化させることにより前記ベ
ースドライブ回路■からのベース電流供給ｔを前記負荷
■の接続の有無に対応して増減させる周波数−電圧変換
回路で構成しく６） てもよい。
■は負荷起動回路である。
この発明の一実施例を第４図および第５図に示す。すな
わち、このトランジスタインバータ装置は、第４図に示
すように、商用電源２を整流および平滑して得られる直
流電源】により、抵抗９を介してトランジスタ７のベー
スに微小なドライブ電流が与えられると、トランジスタ
７が微導通して出力ドランス６のｊ次巻線Ｎ０に電流が
流れ、出カドランス６の１次側から見たインダクタンス
分と共振コンデンサ１１との共振回路の振動電圧により
帰還巻線Ｎ４に起電力を生じ、この電圧によってトラン
ジスタ７．８が交互にオンオフし、このために生ずるａ
、５間の高周波電圧によりコンデンサ２０およびダイオ
ード１５を介して平滑コンデンサ１６Ｖ（電圧を生ずる
。その結果、抵抗１３゜１４を介してトランジスタ７．
８のベースにドライブ電流が供給され、安定・を発振が
始芽る。この場合、放電ランプ１２′が正常につながれ
ていれば、スイッチ１９がオン状態のため、出カドラン
ス６の２次側はほぼ短絡状態となり、発振周波数は上昇
する。上昇した周波数の電圧はａｒｂ間にも印加される
が、第５図（イ）に示すように周波数が高いため、コン
デンサ２０のインピーダンスにｔ減少し、したがって平
滑コンデンサ】６の両端のベースドライブ電圧が上昇す
る。それにより、ベースドライブ電流も増大し、より強
力・ケ発振となる。スイッチ】９がオン状態である間は
、出力ドランス６は２次短絡状態にあり、この短絡電流
は放電ランプ１２′のフィラメント予熱電流となり、起
動に備える〇 発振開始より一定時間後、タイマ回路１８がタイムアツ
プしてスイッチ１９をオフとすると、フィラメントの予
熱が切れて放電ランプ１２′の両端に大きな電圧が印加
され、放電ランプ１２′は起動する（スイッチ］９がオ
フとなる瞬間には、大きなベースドライブ電流が与えら
れるので、大きな電圧がランプに印加される）０ ランプ起動後は、発振周波数力（定常値１で低下してａ
、５間の電圧が第５図（Ｂ）に示すようになり、コンデ
ンサ２０のインピーダンスが増加してベースドライブ電
流も減少し、正規のドライブ電流が供給されて放電ラン
プ１２′は安定点灯する。
わち、このトランジスタインバータ装置は、第４図に示
すように、商用電源２を整流および平滑して得られる直
流電源】により、抵抗９を介してトランジスタ７のベー
スに微小なドライブ電流が与えられると、トランジスタ
７が微導通して出力ドランス６のｊ次巻線Ｎ０に電流が
流れ、出カドランス６の１次側から見たインダクタンス
分と共振コンデンサ１１との共振回路の振動電圧により
帰還巻線Ｎ４に起電力を生じ、この電圧によってトラン
ジスタ７．８が交互にオンオフし、このために生ずるａ
、５間の高周波電圧によりコンデンサ２０およびダイオ
ード１５を介して平滑コンデンサ１６Ｖ（電圧を生ずる
。その結果、抵抗１３゜１４を介してトランジスタ７．
８のベースにドライブ電流が供給され、安定・を発振が
始芽る。この場合、放電ランプ１２′が正常につながれ
ていれば、スイッチ１９がオン状態のため、出カドラン
ス６の２次側はほぼ短絡状態となり、発振周波数は上昇
する。上昇した周波数の電圧はａｒｂ間にも印加される
が、第５図（イ）に示すように周波数が高いため、コン
デンサ２０のインピーダンスにｔ減少し、したがって平
滑コンデンサ】６の両端のベースドライブ電圧が上昇す
る。それにより、ベースドライブ電流も増大し、より強
力・ケ発振となる。スイッチ】９がオン状態である間は
、出力ドランス６は２次短絡状態にあり、この短絡電流
は放電ランプ１２′のフィラメント予熱電流となり、起
動に備える〇 発振開始より一定時間後、タイマ回路１８がタイムアツ
プしてスイッチ１９をオフとすると、フィラメントの予
熱が切れて放電ランプ１２′の両端に大きな電圧が印加
され、放電ランプ１２′は起動する（スイッチ］９がオ
フとなる瞬間には、大きなベースドライブ電流が与えら
れるので、大きな電圧がランプに印加される）０ ランプ起動後は、発振周波数力（定常値１で低下してａ
、５間の電圧が第５図（Ｂ）に示すようになり、コンデ
ンサ２０のインピーダンスが増加してベースドライブ電
流も減少し、正規のドライブ電流が供給されて放電ラン
プ１２′は安定点灯する。
以上のように、負荷接続状態においては、その起動性能
を向上することができ、実施例のようなランプ負荷の場
合は、スタータとして作動する。
を向上することができ、実施例のようなランプ負荷の場
合は、スタータとして作動する。
いま放電ランプ１２′が取り外された場合には、発振周
波数は正常点灯時に比べ大幅に低下してａ。
波数は正常点灯時に比べ大幅に低下してａ。
５間の電圧が第５図（Ｃ）に示すように、するため、コ
ンデンサ２０のインピーダンスが大きくなり、したがっ
てベースドライブ電流が減少するので、発振も弱くなっ
て出カドランス６の２次電圧が低下する。その結果、無
負荷時の安全性が高くなる。
ンデンサ２０のインピーダンスが大きくなり、したがっ
てベースドライブ電流が減少するので、発振も弱くなっ
て出カドランス６の２次電圧が低下する。その結果、無
負荷時の安全性が高くなる。
この発明の他の実施例を第６図に示す。すなわち、この
トランジスタインバータ装置は、商用電源２を整流およ
び平滑して得られる直流電源１により抵抗９′ｆｆ：介
してトランジスタ７のベースに微少なドライブ電流が与
えられると、トランジスタ７が微導通し、出カドランス
６の１次巻線Ｎ工に電流が流れ、出カドランス６０１次
側から見たイン（９） ダクタンス分と共振コンデンサ１１との共振回路の振動
電圧により、帰還巻線Ｎ４に起電力を生じ、トランジス
タ７．８が交互にオンオフする。同時に巻ａＮ５にも起
電力を生じ、コンデンサ２０．整流ブリッジ１５および
抵抗１３．１４を介してトランジスタ７．８のベースド
ライブ電流全供給し安定な発振を始める。この場合、放
電ランプ１２′が正常につながれていれば、スイッチ１
９のオン状態のため、出カドランス６の２次側は、はぼ
短絡状態と々す１発振周波数は上昇する。
トランジスタインバータ装置は、商用電源２を整流およ
び平滑して得られる直流電源１により抵抗９′ｆｆ：介
してトランジスタ７のベースに微少なドライブ電流が与
えられると、トランジスタ７が微導通し、出カドランス
６の１次巻線Ｎ工に電流が流れ、出カドランス６０１次
側から見たイン（９） ダクタンス分と共振コンデンサ１１との共振回路の振動
電圧により、帰還巻線Ｎ４に起電力を生じ、トランジス
タ７．８が交互にオンオフする。同時に巻ａＮ５にも起
電力を生じ、コンデンサ２０．整流ブリッジ１５および
抵抗１３．１４を介してトランジスタ７．８のベースド
ライブ電流全供給し安定な発振を始める。この場合、放
電ランプ１２′が正常につながれていれば、スイッチ１
９のオン状態のため、出カドランス６の２次側は、はぼ
短絡状態と々す１発振周波数は上昇する。
以下、第４図のものと同様の動作によって放電ランプ１
２′が正常に接続されている時は、その起動性を改善し
、無負荷状態においては、２次電圧を低減して安全性を
向」ニさせる。
２′が正常に接続されている時は、その起動性を改善し
、無負荷状態においては、２次電圧を低減して安全性を
向」ニさせる。
つぎに、参考のために実施例のインダクタンスバラスト
のトランジスタインバータ装置において負荷状態の変化
によって発振周波数が変化する原理について説明する。
のトランジスタインバータ装置において負荷状態の変化
によって発振周波数が変化する原理について説明する。
第７図はトランジスタインバータ装置に負荷を接続した
状態を示し、Ｚｏは負荷インピーダンス、ｃＶｉ共振容
量、ｎは用カトラ（］０） ンスの巻数比である。
状態を示し、Ｚｏは負荷インピーダンス、ｃＶｉ共振容
量、ｎは用カトラ（］０） ンスの巻数比である。
第８図は第７図における１次側変換の等価回路図で、正
常時入力インピーダンスは、Ｌ工′を１次側漏洩インダ
クタンス、Ｌ、”ｅ２次側漏洩インク“クタンス、Ｌ
’ｅ出出力ランスインタ゛クタンスとした］ ときに、 ・・・・・・（１） となり、無負荷時入力インピーダンスはｊ″′ｃ ＋−
，・（Ｌ工＋Ｌ０′） となり、２次短絡時入力インピーダンスは（以 下 余
白） ・・・・・ （３） となる。
常時入力インピーダンスは、Ｌ工′を１次側漏洩インダ
クタンス、Ｌ、”ｅ２次側漏洩インク“クタンス、Ｌ
’ｅ出出力ランスインタ゛クタンスとした］ ときに、 ・・・・・・（１） となり、無負荷時入力インピーダンスはｊ″′ｃ ＋−
，・（Ｌ工＋Ｌ０′） となり、２次短絡時入力インピーダンスは（以 下 余
白） ・・・・・ （３） となる。
第（１） 、 （２） 、 （ａ）式より、各々の場合
の共振周波数はつぎのようになる。
の共振周波数はつぎのようになる。
正常時共振周波数は
ｆ−＊（省略）
無負荷時共振周波数は
２次短絡時共振周波数は
第（４）式と第（５）式とを比較すれば。
（以 下 余 白）
となり、したがって、
ｆｏ＜ｆｓ
となり、また、
ｆｏ＜ｆ＜ｆＢ
となる。
つぎに、コンデンサバラストのトランジスタインバータ
装置Ｖこおいて、負荷状態の変化によって発振周波数が
変化する原理について説明する。第９図はトランジスタ
インバータ装置に負荷を共振容量Ｃと直列にして接続し
た状態を示している。
装置Ｖこおいて、負荷状態の変化によって発振周波数が
変化する原理について説明する。第９図はトランジスタ
インバータ装置に負荷を共振容量Ｃと直列にして接続し
た状態を示している。
第１０図は第９図における１次側換算の等価回路図で、
ｃｏは１次側から見た場合の等価浮遊容量であり、ｒ、
、ｌ 、 Ｌ、ｌおよびＬ１′（ｆ−前記と同様に１次
漏洩インダクタンス、２次漏洩インダクタンス、出カド
ランスインダクタンスとしたトキに、（以 下 余 白
） （１３） ｃｌ ＝ ｎ２Ｃ ０ ＺＯ＝７ である。このときに、正常時入力インピーダンスは ・・・・・ （６） となり、無負荷時入力インピーダンスはとなり、２次短
絡時入力インピーダンスは（１４） ・・・ （８） となる。
ｃｏは１次側から見た場合の等価浮遊容量であり、ｒ、
、ｌ 、 Ｌ、ｌおよびＬ１′（ｆ−前記と同様に１次
漏洩インダクタンス、２次漏洩インダクタンス、出カド
ランスインダクタンスとしたトキに、（以 下 余 白
） （１３） ｃｌ ＝ ｎ２Ｃ ０ ＺＯ＝７ である。このときに、正常時入力インピーダンスは ・・・・・ （６） となり、無負荷時入力インピーダンスはとなり、２次短
絡時入力インピーダンスは（１４） ・・・ （８） となる。
＠ （６） 、 （７） 、 （８）式より、各々の場
合の共振周波数はつぎの」：うＫなる０ 正常時共振周波数は 無負荷時共振周波数は ■ ２次短絡時共振周波数は ただし、Ｌ□ｌ 、 Ｌ、 Ｖｉ省略している。
合の共振周波数はつぎの」：うＫなる０ 正常時共振周波数は 無負荷時共振周波数は ■ ２次短絡時共振周波数は ただし、Ｌ□ｌ 、 Ｌ、 Ｖｉ省略している。
等価浮遊容−ＪｉＣ６１、非常に小さい値であるため、
Ｃ′）Ｃ６ であり、したがって ｆ８＜ ｆ ＜ ｆ。
Ｃ′）Ｃ６ であり、したがって ｆ８＜ ｆ ＜ ｆ。
となる。
以上のように、この発明のトランジスタインバータ装置
は、直流電源と、この直流電源より発振用トランジスタ
のコレクタ電流が供給され負荷の接続の有無に対応して
発振周波数が変化するトランジスタインバータ本体と、
このトランジスタインバータ本体の発振出力を整流およ
び平滑して前記発振用トランジスタにベースドライブ電
流を供給するベースドライブ回路と、前記直流電源より
前記発振用トランジスタに起動用ベース電流を供給する
インバータ起動回路と、前記トランジスタインバータ本
体および前記ベースドライブ回路間に介在して前記負荷
の接続の有無ｔｉｃ対応して前記ベースドライブ回路か
らのベース電流供給量を増減させる電流制御回路とを備
えているので、無負荷状態における出力電圧を低減させ
て安全性を高め、かつ負荷接続状態における出力電圧を
増大させて負荷の起動性を十分に良好にすることができ
るという効果がある。
は、直流電源と、この直流電源より発振用トランジスタ
のコレクタ電流が供給され負荷の接続の有無に対応して
発振周波数が変化するトランジスタインバータ本体と、
このトランジスタインバータ本体の発振出力を整流およ
び平滑して前記発振用トランジスタにベースドライブ電
流を供給するベースドライブ回路と、前記直流電源より
前記発振用トランジスタに起動用ベース電流を供給する
インバータ起動回路と、前記トランジスタインバータ本
体および前記ベースドライブ回路間に介在して前記負荷
の接続の有無ｔｉｃ対応して前記ベースドライブ回路か
らのベース電流供給量を増減させる電流制御回路とを備
えているので、無負荷状態における出力電圧を低減させ
て安全性を高め、かつ負荷接続状態における出力電圧を
増大させて負荷の起動性を十分に良好にすることができ
るという効果がある。
第１図は従来のトランジスタインバータ装置の回路図、
第２図は別の従来のトランジスタインバータ装置の回路
図、第３図はこの発明のトランジスタインバータ装置の
基本構成を示すブロック図、第４図はこの発明の一実施
例のトランジスタインバータ装置の回路図、第５図囚、
（Ｂ） 、 （Ｃ）はその各状態の波形図、第６図は
この発明の他の実施例のトランジスタインバータ装置の
回路図、第７図ないし第１０図はそれぞれ負荷状態の変
動による発振周波数変動の原理を説明するための回路図
である。 ■・・直流電源、■・・トランジスタインバータ本体、
■・・負荷、■・・・インバータ起動回路、■・・・ベ
ースドライブ回路、■・・・電流制御回路（１７）
’ 第１図 第２図 第７図 第１０図
第２図は別の従来のトランジスタインバータ装置の回路
図、第３図はこの発明のトランジスタインバータ装置の
基本構成を示すブロック図、第４図はこの発明の一実施
例のトランジスタインバータ装置の回路図、第５図囚、
（Ｂ） 、 （Ｃ）はその各状態の波形図、第６図は
この発明の他の実施例のトランジスタインバータ装置の
回路図、第７図ないし第１０図はそれぞれ負荷状態の変
動による発振周波数変動の原理を説明するための回路図
である。 ■・・直流電源、■・・トランジスタインバータ本体、
■・・負荷、■・・・インバータ起動回路、■・・・ベ
ースドライブ回路、■・・・電流制御回路（１７）
’ 第１図 第２図 第７図 第１０図
Claims (4)
- （１）直流電源と、この直流電源よシ発振用トランジス
タのコレクタ電流が供給され負荷の接続の有無に対応し
て発振周波数が変化するトランジスタインバータ本体と
、このトランジスタインバータ本体の発振出力を整流お
よび平滑して前記全損用トランジスタにベースドライブ
電流を供給するベースドライブ回路と、前記直流電源よ
り前記発振用トランジスタに起動用ベース電流を供給す
るインバータ起動回路と、前記トランジスタインバータ
本体および前記ベースドライブ回路間に介ｍして前記負
荷の接続の有無に対応して前記ベースドライブ回路から
のベース電流供給量を増減させる電流制御回路とを備え
たトランジスタインバータ装置。 - （２） 前記トランジスタインバータ本体は誘導性パ
ラストを有し前記負荷の接続の有無に対応して発振周波
数が高低に変化するものであって、前記電流制御回路は
前記トランジスタインバータ本体および前記ベースドラ
イブ回路間に直列介挿して前記負荷の接続の有無に対応
してインピーダンスを低高に変化させる容量性インピー
ダンス素子テある特許請求の範囲Ｍ（１）項記載のトラ
ンジスタインバータ装置。 - （３） 前記トランジスタインバータ本体は容量性パ
ラストを有し前記負荷の接続の有無に対応して発振周波
数が低高に変化するものであって、前記電流制御回路は
前記トランジスタインバータ本体および前記ベースドラ
イブ回路間に直列介挿して前記負荷の接続の有無に対応
（−てインピーダンスを低高に変化させる誘導性インピ
ーダンス素子である特許請求の範囲第（］）項記載のト
ランジスタインバータ装置。 - （４） 前記電流制御回路は、前記トランジスタイン
バータ本体の発振周波数の変動に伴って前記ペースドラ
イブ回路への印加電圧を変化させることにより前記ベー
スドライブ回路からのベースｔＩｔ流供給量を前記負荷
の接続の有無に対応して増減させる周波数−電圧変換回
路である特許請求の範囲第（１）項記載のトランジスタ
インバータ装置０
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56139117A JPS5839285A (ja) | 1981-08-31 | 1981-08-31 | トランジスタインバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56139117A JPS5839285A (ja) | 1981-08-31 | 1981-08-31 | トランジスタインバ−タ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5839285A true JPS5839285A (ja) | 1983-03-07 |
Family
ID=15237885
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56139117A Pending JPS5839285A (ja) | 1981-08-31 | 1981-08-31 | トランジスタインバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5839285A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60194765A (ja) * | 1984-03-16 | 1985-10-03 | Hitachi Lighting Ltd | トランジスタインバ−タ |
| JPS6196791U (ja) * | 1984-11-28 | 1986-06-21 | ||
| JPS6196792U (ja) * | 1984-11-28 | 1986-06-21 | ||
| JPH0469067A (ja) * | 1990-07-03 | 1992-03-04 | Toshiba Eng Co Ltd | インバータの電圧制御装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5482032A (en) * | 1977-12-13 | 1979-06-29 | Nec Corp | Transistor oscilation circuit |
| JPS5583477A (en) * | 1978-12-18 | 1980-06-23 | Tokyo Electric Co Ltd | Controlling circuit of transistor oscillating inverter |
-
1981
- 1981-08-31 JP JP56139117A patent/JPS5839285A/ja active Pending
Patent Citations (2)
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| JPS5482032A (en) * | 1977-12-13 | 1979-06-29 | Nec Corp | Transistor oscilation circuit |
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| JPS6196791U (ja) * | 1984-11-28 | 1986-06-21 | ||
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| JP2670381B2 (ja) * | 1990-07-03 | 1997-10-29 | 東芝エンジニアリング株式会社 | インバータの電圧制御装置 |
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