JPH0677479B2

JPH0677479B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH0677479B2
Application number: JP60060163A
Authority: JP
Inventors: 晃司山田; 太志岡本; 明則平松; 勝己佐藤
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1985-03-25
Filing date: 1985-03-25
Publication date: 1994-09-28
Anticipated expiration: 2009-09-28
Also published as: JPS61221579A

Description

【発明の詳細な説明】〔技術分野〕この発明は他励式高周波変換回路（インバータ）を有し
放電灯を調光することができる放電灯点灯装置に関する
ものである。

〔背景技術〕

従来、この種の放電灯点灯装置として、商用電源を整流
する整流回路と、高周波変換回路とを組み合せた高周波
点灯装置があり、光出力を制御する方法としては、周波
数変化による方法が提案されている。

第25図は従来の放電灯点灯装置のブロック図を示してい
る。この放電灯点灯装置は、交流電源ACを整流回路DBを
通して整流し、整流電源電圧を他励式高周波変換回路IN
V₁に供給している。この他励式高周波変換回路INV₁の制
御および駆動は、周波数制御回路FC₁および駆動回路DR
によって行われ、他励式高周波変換回路INV₁のスイッチ
ング周波数を連続的に変化できるようになっている。ま
た、他励式高周波変換回路INV₁には負荷回路LDが接続さ
れており、その構成は放電灯LAとインダクタL₀およびコ
ンデンサC₀の直列共振回路よりなり、インダクタL₀，コ
ンデンサC₀の直列共振回路の共振電圧を放電灯LAの始動
電圧，再点弧電圧とし、再点弧後はインダクタL₀で限流
された電流を放電灯LAに流すようになっている。

第26図は第25図の回路の全点灯の各部の波形を示し、第
27図は同じく調光点灯時の各部の波形を示している。第
26図および第27図の（Ａ）はそれぞれ整流電源電圧波
形、同じく（Ｂ）はランプ電圧波形、同じく（Ｃ）はラ
ンプ電流波形であり、αは全点灯時の再点弧時期、βは
調光点灯時の再点弧時期であり、W₁は全点灯時のランプ
電流休止期間、W₂は調光点灯時のランプ電流休止期間で
ある。

第28図は第25図の放電灯点灯装置における放電灯両端の
電圧と他励式高周波変換回路INV₁のスイッチング周波数
の関係を示す図であり、G₁はインダクタL₀およびコンデ
ンサC₀によるLC共振曲線、G₂はインダクタL₀，コンデン
サC₀および放電灯LAによるLCR共振曲線であり、Ａはイ
ンダクタL₀，コンデンサC₀の直列共振回路の共振周波
数、Ｘは全点灯時の他励式高周波変換回路INV₁のスイッ
チング周波数、Ｙは調光点灯時の他励式高周波変換回路
INV₁のスイッチング周波数である。

この放電灯点灯装置は、他励式高周波変換回路INV₁のス
イッチング周波数を上げることにより、負荷回路LDのイ
ンピーダンスを増加させてランプ電流を抑えることによ
り放電灯LAの連続調光を行うようになっている。

ところが、脈流点灯の場合、調光するにしたがって、す
なわちスイッチング周波数を上げるにしたがって、第28
図から明らかなように任意の電源電圧に対する無負荷２
次電圧（放電灯LAの両端電圧）が下がり、この結果、整
流電源電圧の毎サイクルにおける再点弧までの時間が長
くなり、ランプ電流休止期間（放電灯不点時間）も長く
なる。したがって、全点灯時に比べ、調光するにしたが
ってランプ力率が低下するとともに、点灯効率（整流電
源からの入力電力に対するランプ電力の割合）が低くな
っていくという欠点があった。

また、調光を一層深くしていくと、無負荷状態（毎サイ
クルの実質ランプ電流が流れていない状態）での無負荷
２次電圧が放電灯LAの再点弧電圧に達しないようにな
り、放電灯LAが消えてしまい、深い調光が不可能である
という欠点があった。

第29図は別の従来の放電灯点灯装置の回路図を示してい
る。この放電灯点灯装置は、交流電源ACを整流回路DBで
整流し、この整流電源電圧をハーフブリッジ型の他励式
高周波変換回路INV₂に供給し、この他励式高周波変換回
路INV₂の高周波出力を放電灯LAとインダクタL₀およびコ
ンデンサC₀の直列共振回路とで構成される負荷回路LDに
加え、放電灯LAを点灯させるようになっている。

他励式高周波変換回路INV₂は、直列接続されて整流回路
DBに接続される２個のトランジスタQ₁，Q₂と、トランジ
スタQ₁，Q₂にそれぞれ並列接続したダイオードD₁，D
₂と、直列接続されて整流回路DBに接続されるコンデン
サC₁，C₂とからなり、負荷回路LDがトランジスタQ₁，Q₂
の接続点とコンデンサC₁，C₂の接続点の間に接続され
る。そして、この他励式高周波変換回路INV₂は、周波数
制御回路FC₂から出力されるスイッチング信号によって
駆動回路DRを介してトランジスタQ₁，Q₂が交互にオンオ
フすることによって負荷回路LDに高周波電力を供給し、
周波数制御回路FC₂から出力されるスイッチング信号の
スイッチング周波数を連続的に変えることによって放電
灯LAの連続調光を第25図のものと同様に行うことができ
るようになっている。なお、コンデンサC₁，C₂はその容
量が十分大きく、整流電源電圧を平滑できるようにして
いる。

第30図は第29図の負荷回路LDにおける放電灯LAの両端電
圧Vcと他励式高周波変換回路INV₂のスイッチング周波数
との関係を示したものである。第30図において、_０
はインダクタL₀およびコンデンサC₀の直列共振回路の共
振周波数であり、で表わされる。実線の曲線H₁は放電灯LAが点灯していな
い状態での特性を示し、破線の曲線H₂は放電灯LAが点灯
した状態での特性を示している。

放電灯LAは、周知のように高電圧を印加しないと始動点
灯しないため、始動時は放電灯LAに高電圧が印加される
ように、他励式高周波変換回路INV₂のスイッチング周波
数ｆが第30図において例えば_１に選ばれる。そして、
放電灯LAが点灯すると、インダクタL₀とコンデンサC₀の
共振条件がくずれるため、第30図の曲線H₂で示すような
特性となる。

つぎに、他励式高周波変換回路INV₂のスイッチング周波
数を_１から徐々に増加していくと、第30図中の曲線H₂
で示すように、放電灯LAの印加電圧が低下していくとと
もに、インダクタンスL₀によるインピーダンスが増加し
ていくため、放電灯LAのランプ電流が減少し、調光され
る。

なお、実際には、第29図の回路中のインダクタL₀，コン
デンサC₀，放電灯LAによる固有振動周波数_ｚは、放電
灯LAを抵抗Ｒと見なせば、で与えられているので、調光が進むにつれて抵抗Ｒが増
加していくため、固有振動周波数_ｚは共振周波数_０
に近づいていく。したがって、放電灯LAの点灯中の特性
は、第30図に示した曲線H₂から、周波数を増加していく
に従って曲線H₁に近づいていくが、上記の説明では、説
明の簡略化のため、曲線H₂に沿って放電灯LAの印加電圧
が低下していくと言っている。

ところが、放電灯LAは、ランプ電流を絞っていくと、あ
るところで立ち消え、あるいはちらつきといった現象が
起こり、また、放電灯LAの再始動も困難であり、従来の
周波数制御による調光装置においては、これらの欠点を
有しており、低レベルまで安定な調光が行なえなかっ
た。

〔発明の目的〕

この発明は、深い調光を安定して行うことができる放電
灯点灯装置を提供することを目的とする。

〔発明の開示〕

この発明の放電灯点灯装置は、低光束調光用の放電灯点
灯装置であって、高周波変換回路と、放電灯および共振
回路からなり前記高周波変換回路より高周波電圧が印加
される負荷回路と、前記高周波変換回路に第１の周波数
の期間と第２の周波数の期間とが交互に周期的に繰返す
スイッチング信号を与える制御回路とを備えており、前
記制御回路は、前記第１の周波数を前記第２の周波数よ
り前記共振回路の共振周波数に近い周波数とし前記放電
灯の始動に十分な高周波電圧を発生させ、前記第２の周
波数を前記放電灯に実質的にランプ電流が流れている期
間で可変制御して調光するとともに、前記交互に繰り返
す周期を前記放電灯が低光束状態まで調光されても安定
に点灯できる周期としたことを特徴とする。

このように、高周波変換回路に、制御回路から第１の周
波数の期間と第２の周波数の期間とが交互に周期的に繰
返すスイッチング信号を与えるようになし、かつ第１の
周波数を第２の周波数より共振回路の共振周波数に近い
周波数とし放電灯の始動に十分な高周波電圧を発生さ
せ、第２の周波数を放電灯に実質的にランプ電流が流れ
ている期間で可変制御して調光するとともに、交互に繰
り返す周期を放電灯が低光束状態まで調光されても安定
に点灯できる周期としたので、第２の周波数を変化させ
ることによって放電灯の調光を行う際、調光が深くなっ
ても第１の周波数の期間に十分に高い再点弧電圧を与え
ることができ、深い調光状態まで放電灯を立ち消えする
ことなく安定して調光点灯させることができる。

脈流点灯型の放電灯点灯装置の場合、整流電源電圧の毎
サイクルにおいて、実際にランプ電流実効値に寄与して
いる時間とそうでない時間とがある。後者は、第27図
（Ｂ）で示すと０点からβ点までの時間であり、この期
間はランプが一度消えてから再点弧電圧に達するまでの
時間で、第27図（Ｃ）からもわかるようにランプ電流は
流れず、ほぼ無負荷状態となっている。また、前者は第
27図（Ｂ）で示すと、β点から次の０点までの時間であ
り、実質ランプ電流はこの期間で流れている。故に、こ
の実施態様では毎サイクルにおいて再点弧時間を短く
し、実質ランプ電流が流れている期間でランプ電流を制
御することによって効率よく、かつ連続的に深い調光状
態まで安定に調光できるようにするものである。

この発明の第１の実施態様を第１図および第２図に基づ
いて説明する。この放電灯点灯装置は、交流電源ACを整
流回路DBで全波整流し、得られた整流電源電圧を他励式
高周波変換回路INV₁に加え、他励式高周波変換回路INV₁
の高周波電力を放電灯LAとインダクタL₀およびコンデン
サC₀の直列共振回路よりなる負荷回路LDに加え、放電灯
LAを点灯させるようになっている。他励式高周波変換回
路INV₁は、周波数制御回路FC₃からのスイッチング信号
が駆動回路DRを介して加えられることにより高周波電力
を発生する。

この場合において、回路定数は、実質ランプ電流が流れ
ている期間においてはインダクタL₀，コンデンサC₀の直
列回路が誘導的になり、ランプ電流が流れていない期間
においては容量的になるように選ばれている。また、周
波数制御回路FC₃は、第２図（Ａ）に示す整流電源電圧
と同期のとれた第２図（Ｂ）に示すような周波数切換信
号により、第２図（Ｃ）に示すように、整流電源電圧の
０位相から再点弧するまでの期間はインダクタL₀，コン
デンサC₀の共振周波数Ａに近くコンデンサC₀の両端に再
点弧するのに十分な電圧が早い時期に得られるような周
波数_１のスイッチング信号を発生し、再点弧後の期間
（実際にランプ電流が流れている期間）は可変の周波数
のスイッチング信号を発生し、この期間の周波数_２を
変化させて放電灯LAを調光するようになっている。

このように構成すると、整流電源電圧の各サイクルの０
位相から再点弧するまでの期間は放電灯LAの両端に十分
高い電圧を加えることができ、再点弧時間を短くでき、
この結果各サイクルにおけるランプ電流の流れている時
間が短くなり、点灯効率を高めることができる。また、
再点弧後の期間でのスイッチクン周波数_２を変化させ
て調光を行う場合において、調光を深くしていっても、
各サイクルの始めの再点弧するまでの期間、放電灯LAに
十分高い電圧を加えて確実に再点弧させることができ、
放電灯LAを深い調光状態まで安定して調光することがで
きる。

以下、第１の実施態様に係る実施例を図面により詳しく
説明する。

第３図は第１の実施態様の第１の実施例の放電灯点灯装
置の回路図を示している。第３図において、ACは交流電
源、DBは整流回路、INV₁はハーフブリッジ型の他励式高
周波変換回路で、トランジスタQ₁₁，Q₁₂，ダイオードD
₁₁，D₁₂，コンデンサC₁₁，C₁₂で構成される。LDは負荷
回路で、放電灯LA,インダクタL₀，コンデンサC₀よりな
る。DRはトランジスタQ₁₁，Q₁₂の駆動回路である。FC₃
は、周波数制御回路で、トランジスタQ₁₁，Q₁₂を交互に
等間隔でオンオフさせ、整流電源電圧の各サイクルの０
位相から再点弧するまでの低電圧期間においてスイッチ
ング周波数をインダクタL₀，コンデンサC₀の共振周波数
に近い一定の周波数_１とし、再点弧後の期間はスイッ
チング周波数_２を調光のために変化できるようにして
いる。

第４図は第３図の回路動作を示す各部の波形図であり、
（Ａ）は整流電源電圧を、（Ｂ）は周波数切換信号を、
（Ｃ）はスイッチング周波数の変化を、（Ｄ）はラン
プ電圧を、（Ｅ）はランプ電流をそれぞれ示している。

第３図の放電灯点灯装置は、第４図（Ａ）の整流電源電
圧と同期した第４図（Ｂ）の周波数切換信号（周波数制
御回路FC₃内で作られる信号）が作られ、この周波数切
換信号のU₁期間では放電灯LAはほぼ無負荷状態であるの
で、再点弧を早めるためにLC共振条件が強くなるように
スイッチング周波数を定める。この周波数は、再点弧時
間を早めるのに十分な共振電圧が得られる範囲とする。
つぎに再点弧した後のU₂期間においては、第４図（Ｃ）
に示すようにスイッチング周波数を自由に変化させるこ
とによって負荷回路LDのインピーダンスを変化させてラ
ンプ電流を制御する。第４図において、破線は全点灯時
の状態で、実線は調光点灯時の状態である。

以上の動作により、第４図（Ｄ），（Ｅ）のようなラン
プ電圧，電流波形を得ることができ、従来の欠点であっ
た周波数調光すると毎サイクル時の再点弧時間が長くな
り、ランプ力率低下，点灯効率の低下や深くまで調光で
きなかったなどの問題点を解決することができ、連続的
な調光が可能となる。

つぎに、第３図の回路における周波数制御回路FC₃の具
体回路を第５図に示し、この図に基づいて周波数制御回
路FC₃の構成および動作を詳細に説明する。この周波数
制御回路FC₃は、整流電源電圧E_INを抵抗R₂₁，R₂₂で分圧
した電圧が単安定マルチバイブレータ（ICM7555;インタ
ーシル社製）IC₁₁の２番端子（トリガ入力）に加えられ
ており、単安定マルチバイブレータIC₁₁は整流電源電圧
E_INが所定値を超えたときにトリガされて抵抗R₂₃，コン
デンサC₁₃で決まるパルス幅のパルスを出力することに
なり、これが、再点弧を早める期間U₁とランプ電流を制
御して調光を行う期間U₂とを分ける周波数切換信号を発
生する。この周波数切換信号（３番端子）は、反転器IN
₁を介してトランジスタQ₁₃に加えられ、トランジスタQ
₁₃をオンオフするようになっている。

無安定マルチバイブレータ（ICM7555;インターシル社
製）IC₁₂は、抵抗R₂₄，R₂₅，可変抵抗VR₂，抵抗R₂₆，R
₂₇，コンデンサC₁₄で発振周波数が決まり、周波数切換
信号のU₁期間はトランジスタQ₁₃がオンとなって可変抵
抗VR₂が短絡され、一定周波数となり、周波数切換信号
のU₂期間はトランジスタQ₁₃がオフとなって可変抵抗VR₂
の調整により発振周波数を調整できる。

上記無安定マルチバイブレータIC₁₂の出力は、フリップ
フロップ（μPD4013BC;NEC社製）IC₁₃およびナンドゲー
トNA₁₁〜NA₁₄よりなる1/2分周回路に加えられて休止期
間を有する２相の信号に変換され、これが駆動回路DRを
介してトランジスタQ₁₁，Q₁₂に加えられることになる。

第６図は第１の実施態様の第２の実施例の放電灯点灯装
置の回路図を示している。この放電灯点灯装置は、第３
図におけるハーフブリッジ型の他励式高周波変換回路IN
V₁に代えて、プッシュプル式の他励式高周波変換回路IN
V₃を用いたもので、その地は第３図の実施例と同様であ
る。

なお、他励式高周波変換回路INV₃は、トランジスタ
Q₁₄，Q₁₅，発振トランスT₃で構成されている。

この実施例の効果は第１の実施例と同じである。

第７図は第１の実施態様の第３の実施例の放電灯点灯装
置を示している。この放電灯点灯装置は、整流回路DBの
出力端に他励式高周波変換回路INV₄を接続している。こ
の他励式高周波変換回路INV₄は整流回路DBの出力端にト
ランジスタQ₁₆，Q₁₇の直列回路を接続し、コンデンサC
₁₅およびトランスT₄の１次巻線の直列回路をトランジス
タQ₁₇に並列接続してなり、トランスT₄の２次巻線に負
荷回路LDを接続している。そして、ランプ電流をカレン
トトランスCTで検出し、カレントトランスCTの２次出力
に応じて周波数制御回路FC₄のスイッチング周波数を切
換えるようにし、周波数制御回路FC₄のスイッチング信
号によって駆動回路DRを介してトランジスタQ₁₆，Q₁₇を
スイッチングするようになっている。

周波数制御回路FC₄は、カレントトランスCTの２次出力
にもとづき、整流電源電圧の各サイクルの再点弧するま
での期間、インダクタL₀，コンデンサC₀の共振周波数に
近い一定の周波数_１でトランジスタQ₁₆，Q₁₇を交互に
等間隔でオンオフさせ、再点弧後は可変の周波数_２で
トランジスタQ₁₆，Q₁₇を同様にスイッチングするように
なっている。

他励式高周波変換回路INV₄は、トランジスタQ₁₆，Q₁₇が
それぞれオン，オフのときに、整流回路DBの＋側→トラ
ンジスタQ₁₆→コンデンサC₁₅→トランスT₄の１次巻線→
整流回路DBの−側の経路で電流が流れて、コンデンサC
₁₅が充電され、この後トランジスタQ₁₆，Q₁₇の双方がオ
フの期間があり、さらにこの後トランジスタQ₁₆，Q₁₇が
それぞれオフ，オンとなると、コンデンサC₁₅に蓄えら
れていた電荷がコンデンサC₁₅→トランジスタQ₁₇→トラ
ンスT₄の１次巻線→コンデンサC₁₅の経路で放電され、
トランジスタQ₁₆，Q₁₇の双方のオフの期間の経過後、上
記の一連の動作を繰返すことによって高周波変換動作が
行われ、負荷回路LDに高周波電力を供給する。

周波数制御回路FC₄は、第８図に示すように、カレント
トランスCTの２次出力をダイオードD₁₃で整流し、抵抗R
₂₈，R₂₉で分圧し、さらにコンデンサC₁₆で平滑し、この
電圧をコンパレータ（μPC311;NEC社製）IC₄で基準電圧
V₀と比較することによって放電灯LAが再点弧したかどう
かを検出している。ただし、コンデンサC₁₆は低周波域
では十分追従できるような容量に設定している。

そして、放電灯LAが再点弧しておらず、コンデンサC₁₆
の両端電圧が基準電圧V₀より小さいときは、トランジス
タQ₁₈，Q₁₉をオンにし、放電灯LAが再点弧して、コンデ
ンサC₁₆の両端電圧が基準電圧V₀を超えたときは、トラ
ンジスタQ₁₈，Q₁₉をオフにする。

この結果、発振回路（IR9494;シャープ（株）製）IC₁₅
は、トランジスタQ₁₈，Q₁₉がオンのときに一定の周波数
_１のスイッチング信号を発生し、駆動回路DRを介して
トランジスタQ₁₆，Q₁₇に加える。また、トランジスタQ
₁₈，Q₁₉がオフのときは、可変の周波数_２のスイッチ
ング信号を発生し、同様に駆動回路DRを介してトランジ
スタQ₁₆，Q₁₇に加える。

なお、トランジスタQ₁₈，Q₁₉がオフで周波数が_２のと
きは可変抵抗VR₃を調節することで周波数_２の値が変
化することになる。

C₁₇，C₁₈はコンデンサ、R₃₀は抵抗、VR₃は可変抵抗であ
り、これらの素子によって周波数が決定されることにな
る。

この実施例では、放電灯LAの再点弧と同時にスイッチン
グ周波数が切替わるので、調光に寄与する期間が増加
し、調光範囲をさらに広げることができる。

この発明の第２の実施態様を第９図に基づいて説明す
る。この放電灯点灯装置は、交流電源ACを整流回路DBで
全波整流し、得られた整流電源電圧を平滑回路を内蔵し
た他励式高周波変換回路INV₂に供給し、この他励式高周
波変換回路INV₂より放電灯LAとインダクタL₀およびコン
デンサC₀の直列共振回路よりなる負荷回路LDに高周波電
力を供給して放電灯LAを点灯させるようにしている。

他励式高周波変換回路INV₂は、周波数制御回路FC₅から
のスイッチング信号によって駆動回路DRを介してスイッ
チングすることにより、高周波電力を負荷回路LDに与え
る。

周波数制御回路FC₅は、第１電圧源E₁，第２電圧源E₂，
電圧切換回路VS,V/F（電圧／周波数）変換回路DVとから
構成され、第１電圧源E₁は電圧を固定または変化できる
ように構成され、第２電圧源E₂は電圧を変化できるよう
に構成している。動作について説明すると、電圧切換回
路VSが第１電圧源E₁の電圧と第２電圧源E₂の電圧とを周
期的に交互に切換えてV/F変換回路CVに入力する。この
結果、V/F変換回路CVは、入力電圧に応じたスイッチン
グ信号を出力するが、第１電圧源E₁の電圧が入力される
第１の期間（比較的短い期間）は負荷回路LDのインダク
タL₀，コンデンサC₀の直列共振回路の共振周波数_０に
近い周波数のスイッチング信号を発生して放電灯LAの消
灯時において放電灯LAの両端に再点弧するのに十分な電
圧が得られるようにし、第２電圧源E₂の電圧が入力され
る第２の期間（比較的長い期間）は任意にスイッチング
周波数を変化させて放電灯LAを調光するようになってい
る。この場合、第１の期間の再点弧のためのスイッチン
グ周波数は第１電圧源E₁の電圧調整によって所定の値に
設定することができ、第２の期間の調光のためのスイッ
チング周波数は第２電圧源E₂の電圧を調整することで連
続的に変えることができる。

このように、他励式高周波変換回路INV₂のスイッチング
周波数を第１の周波数_１と第２の周波数_２とに交互
に周期的に切換え、第１の周波数_１は直列共振回路の
共振周波数に近く放電灯LAの両端に十分な再点弧電圧が
得られる値とし、第２の周波数_２は任意に変化させて
放電灯を調光するように構成したため、第２の周波数
_２を変化させることによって放電灯LAの調光を深くした
ときに、放電灯LAが立ち消え等するようなことがあって
も第１の周波数_１でスイッチングする期間において、
十分な再点弧電圧を得ることができ、深い調光を放電灯
LAを立ち消えやちらつきを生じさせることなく、安定し
て行うことができる。

つぎに、第２の実施態様に係る具体的な実施例を図面に
基づき、詳細に説明する。

第10図および第11図は放電灯点灯装置の具体的な実施例
の回路図を示し、第10図における端子ａ〜ｄは第11図に
おける端子ａ〜ｄにそれぞれ接続される。これらの図に
おいて、ACは交流電源、DBは交流電源ACを全波整流する
整流回路である。INV₂は、トランジスタQ₁，Q₂，ダイオ
ードD₁，D₂，コンデンサC₁，C₂で構成され、トランジス
タQ₁，Q₂が交互にオンオフを繰返すことによって放電灯
LAを含む負荷回路LDに高周波電力を供給するハーフブリ
ッジ型の他励式高周波変換回路であり、コンデンサC₁，
C₂は電源平滑機能も有する。

IC₁，IC₃は汎用タイマ用集積回路555で構成される無安
定マルチバイブレータ、IC₄は汎用タイマ用集積回路で
構成される単安定マルチバイブレータ、IC₂，IC₅はＤタ
イプのフリップフロップ、IC₆，IC₇は演算増幅器であ
り、ボルテージホロワ構成となっている。NA₁〜NA₄はナ
ンドゲート、Q₃〜Q₅はトランジスタである。

つぎに、動作について説明する。

電源投入後、抵抗R₅，R₆，コンデンサC₄および５番端子
の入力電圧によつて決まる条件で、無安定マルチバイブ
レータIC₁の出力端子（３番端子）から矩形波発振波形
が出力される。フリップフロップIC₂は、この発振波形
をクロック信号として、それを1/2分周したON−OFF波形
がＱ出力および出力から得られ、これにより、トラン
ジスタ（FET）Q₃，Q₄が交互にON,OFFを繰り返す。ここ
で、例えば、トランジスタQ₃がONした時、駆動トランス
T₁の１次側には、実線の矢印で示す方向に電圧が発生
し、トランジスタQ₁をOFFさせる。また、トランジスタQ
₃がOFFすると、駆動トランスT₁には、点線の矢印で示す
方向にフライバック電圧が発生し、これによりトランジ
スタQ₁がONする。トランジスタQ₁がONすれば、トランジ
スタQ₁のコレクタ電流によりトランジスタQ₁のベース電
流が供給される。これは、いわゆる電流帰還型ドライブ
方式である。同様に、トランジスタQ₄のON,OFFにより、
トランジスタQ₂が駆動トランスT₂を介してOFF,ONとな
る。以上述べた動作でもって、トランジスタQ₁，Q₂が交
互にON,OFFを繰り返す。

なお、第11図中の４個のナンドゲートNA₁〜NA₄は無安定
マルチバイブレータIC₁の出力波形を利用して、トラン
ジスタQ₁，Q₂が同時にONしないように、トランジスタ
Q₁，Q₂が両方OFFとなる区間(Dead time)を設ける働きを
している。

R₁〜R₄は抵抗、D₃，D₄はダイオード、C₉はコンデンサ、
R₁₅は抵抗である。

一方、無安定マルチバイブレータIC₁の５番端子の入力
電圧により、トランジスタQ₁，Q₂のON−OFF周波数（発
振周波数）が変化するわけであるが、５番端子の入力電
圧は次に述べるように変化する。

抵抗R₇，R₈，コンデンサC₆で決まる条件で、無安定マル
チバイブレータIC₃が動作し、単安定マルチバイブレー
タIC₄は、無安定マルチバイブレータIC₃の出力電圧によ
って、コンデンサC₇，抵抗R₉を介してトリガされ、抵抗
R₁₀，コンデンサC₈で決まるパルス幅のパルスを発生す
る。

フリップフロップIC₅は、単安定マルチバイブレータIC₄
の出力電圧をDATAとして取り込み、クロック信号が入る
ごとに、Ｄ端子の入力波形を反転した波形が出力端子
から出力され、トランジスタ（FET）Q₅は、出力端子
の出力電圧によってON,OFF制御される。すなわち、フリ
ップフロップIC₅のＤ端子の電圧が、Ｈレベルの時トラ
ンジスタQ₅ガOFF、Ｌレベルの時トランジスタQ₅がONと
なる。

ここで、トランジスタQ₅がOFFの時は、制御回路の電源
電圧Vccを抵抗R₁₃，R₁₄で分圧した値｛R₁₄／（R₁₃＋
R₁₄）｝・Vccが演算増幅器IC₇の非反転入力端子に与え
られ、この値が、無安定マルチバイブレータIC₁の５番
端子の入力電圧となる。一方、トランジスタQ₅がONの時
は、抵抗R₁₁，R₁₂，可変抵抗VR₁によって決まる電圧
｛（R₁₂＋VR₁）／（R₁₁＋R₁₂＋VR₁）｝・Vccが演算増幅
器IC₆の非反転入力端子に加えられ、演算増幅器IC₆の出
力端子には、この電圧が与えられる。このとき、ダイオ
ードD₅のON電圧をV_D5（ON）とした場合に、となれば、演算増幅器IC₇の出力電圧がとなり、この電圧が無安定マルチバイブレータIC₁の５
番端子の入力電圧となる。

また、であるなら、ダイオードD₅はOFFとなり、無安定マルチ
バイブレータIC₁の５番端子には、の値が入力される。

以上述べた無安定マルチバイブレータIC₁の５番端子の
入力電圧の様子を第12図に示す。第12図（Ａ）はフリッ
プフロップIC₅の出力電圧を示し、第12図（Ｂ）は演
算増幅器IC₆の＋端子入力電圧を示し、第12図（Ｃ）は
演算増幅器IC₇の出力電圧（無安定マルチバイブレータI
C₁の５番端子の入力電圧）を示している。

上記で述べた動作を各部の波形を用いて示すと、第13図
のようになる。第13図（Ａ）は無安定マルチバイブレー
タIC₃の３番端子電圧、第13図（Ｂ）は単安定マルチバ
イブレータIC₄の３番端子電圧、第13図（Ｃ）はフリッ
プフロップIC₅の出力電圧、第13図（Ｄ）は無安定マ
ルチバイブレータIC₁の５番端子電圧、第13図（Ｅ）は
トランジスタQ₄のゲート・ソース間電圧V_GSをそれぞれ
示している。

第14図および第15図は、第13図のW₁，W₂の部分拡大波形
図で、各図の（Ａ）は単安定マルチバイブレータIC₄の
３番端子電圧、（Ｂ）はトランジスタQ₄のゲート・ソー
ス間電圧V_GS（フリップフロップIC₅のクロック信号）、
（Ｃ）はフリップフロップIC₅の出力電圧、（Ｄ）は
無安定マルチバイブレータIC₁の５番端子電圧、（Ｅ）
はトランジスタQ₄のドレイン・ソース間電圧V_DSをそれ
ぞれ示している。

上記の第13図から明らかなように、トランジスタQ₅のO
N,OFFによって、トランジスタQ₁，Q₂の発振周波数が２
つの周波数_１，_２で繰り返される。この繰り返しの
周期は、無安定マルチバイブレータIC₃の出力電圧波形
によって決まり、また、周波数_１，_２での動作区間
は、単安定マルチバイブレータIC₄の出力電圧波形によ
って決まる。さらに、前述の動作説明により、周波数
_２は、可変抵抗VR₁の値によって自由に変化させること
ができる。ただし、_２≧_１となる。

ところで、第10図におけるインダクタL₀とコンデンサC₀
の直列回路でのスイッチング周波数に対するコンデン
サC₀の両端電圧V_C3は第16図の曲線H₁のようになる（放
電灯LAの不点灯時）。第16図において、_０はインダク
タL₀とコンデンサC₀の共振周波数で、で与えられる。

放電灯LAを始動するためには放電灯LAに高電圧を印加す
る必要があり、一般的には、発振周波数を図中_１の所
に設定する。放電灯LAの点灯後は、インダクタL₀とコン
デンサC₀の共振条件がくずれて、放電灯LAの両端電圧
は、ほぼ曲線H₂で示すような特性を示す。そこで、発振
周波数_１から増加していくと、インダクタL₀によるイ
ンピーダンス（２πｆ・L₀）が増加するとともに、放電
灯LAの両端電圧が低下していくため調光が可能となる。

実際には、調光度が深くなると、ランプインピーダンス
が増加するため、インダクタL₀，コンデンサC₀，放電灯
LA（抵抗Ｒ）による電圧V_C3の周波数特性はインダクタL
₀とコンデンサC₀の共振特性に近づくため、第16図中の
一点鎖線の曲線H₃〜H₅で示すように、ランプインピーダ
ンスの増加とともに矢印の方向に変化していくと考えら
れる。しかし、いずれにしても、周波数を増加すること
により調光が可能となる。

この実施例では、周波数_２の値を連続的に変化させて
いっても、第13図に示すように、一定区間では、スイッ
チング周波数が_１に固定されているので、特に低光束
点灯時の点灯維持をスイッチング周波数_１での動作時
に行なうことができるので、低光束まで立ち消え等なく
安定に調光できる。

つぎに、第13図において、_１＝_２（定格点灯，全点
灯）のときのランプ電圧，電流波形を第17図に示し、
_１，＜_２（調光点灯）のときのランプ電圧，電流の波
形を第18図に示す。これらの図において、（Ａ）はスイ
ッチング周波数の変化を示し、（Ｂ）はランプ電圧を示
し、（Ｃ）はランプ電流を示している。

ここで、スイッチング周波数_１は、第16図におけるイ
ンダクタL₀とコンデンサC₀の共振周波数に対して、進相
側（_１＜_０）と選んでいるが、遅相側（_１＞
_０）に選んでも良い。また、この実施例においては、
周波数_１は一定としているが、周波数_１も可変とし
ても良い。この場合は、例えば第19図（Ａ），（Ｂ）に
示すように、周波数_１を₁₀から₁₁に経時的に変化
させてやっても良く、この時のランプ電圧，電流波形は
第20図に示すようになり、調光点灯時の点灯維持電圧を
滑らかに変化させることができるため、騒音を低下させ
ることができる。なお、第20図において、（Ａ）はスイ
ッチング周波数の変化を示し、（Ｂ）はランプ電圧を示
し、（Ｃ）はランプ電流を示している。

第20図に示したようなランプ電圧，ランプ電流波形を得
るためには、周波数_１を進相側に選ぶ場合と、遅相側
に選ぶ場合とで、第11図における周波数制御回路FC₅の
一部を第21図，第23図のように変更すればよい。

第21図は周波数_１を進相側に選んだ場合の周波数制御
回路FC₆の要部を示しているが、これ以外の部分は第11
図と同じである。

この回路では、フリップフロップIC₅の出力がＬレベ
ルになると、フォトカプラPTの発光ダイオードに電流が
流れ、フォトトランジスタがONする。フォトトランジス
タがONした直後は、演算増幅器IC₇の非反転入力端子の
電圧は、ほぼ｛R₁₄／（R₁₄＋R₁₈）｝・Vccとなり、その
後、コンデンサC₉が充電されるに従い、に近づく。このとき、トランジスタQ₅はOFFである。フ
リップフロップIC₅の出力がＨレベルになると、フォ
トカプラPTがOFFとなり、演算増幅器IC₇の出力はとなる。すなわち、第22図に示すような波形となる。第
22図において、（Ａ）はフリップフロップIC₅の出力
を示し、（Ｂ）はトランジスタQ₅のドレイン・ソース間
電圧V_DSを示し、（Ｃ）は演算増幅器IC₇の出力電圧を示
している。

したがって、トランジスタQ₅がOFFの区間では無安定マ
ルチバイブレータIC₁の５番端子電圧が第22図（Ｃ）の
ように変化することになり、スイッチング周波数_１が
₁₀から₁₁に経時的に変化することになる。

R₁₆は抵抗、ZD₁はツェナーダイオードである。

第23図は周波数_１を遅相側に選んだ場合の周波数制御
回路FC₇の要部を示しているが、これ以外の部分は第11
図と同じである。

この回路では、第24図（Ａ）に示すようにトランジスタ
Q₅がOFFした瞬間に、抵抗R₁₃を介してコンデンサC₉に充
電々流が流れ、この時の演出算増幅器IC₇の出力電圧
（無安定マルチバイブレータIC₁の５番端子電圧）は第2
4図（ｂ）に示すようになる。したがって、トランジス
タQ₅がOFFの区間においては、周波数_１が₁₀→₁₁
に連続的に変化することになる。

なお、これまでの実施例中のVccは、周波数制御回路FS
の電源であり、この電源は、商用電源ACから降圧トラン
スを介して整流平滑したものでも良く、また、高周波イ
ンバータから得てもよく、あるいは分圧用コンデンサC₁
あるいはC₂から得る等、種々の方法が考えられる。

また、他励式インバータは、ハーフブリッジインバータ
に限定するものではなく、フルブリッジインバータ，プ
ッシュプルインバータ等でも当然よい。

〔発明の効果〕

この発明の放電灯点灯装置は、高周波変換回路に、制御
回路から第１の周波数の期間と第２の周波数の期間とが
交互に周期的に繰返すスイッチング信号を与えるように
なし、かつ第１の周波数を第２の周波数より共振回路の
共振周波数に近い周波数とし放電灯の始動に十分な高周
波電圧を発生させ、第２の周波数を放電灯に実質的にラ
ンプ電流が流れている期間で可変制御して調光するとと
もに、交互に繰り返す周期を放電灯が低光束状態まで調
光されても安定に点灯できる周期としたので、第２の周
波数を変化させることによって放電灯の調光を行う際、
調光が深くなっても第１の周波数の期間に十分に高い再
点弧電圧を与えることができ、深い調光状態まで放電灯
を立ち消えすることなく安定して調光点灯させることが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施態様の放電灯点灯装置の
回路図、第２図はその各部のタイムチート、第３図は第
１の実施態様の第１の実施例の回路図、第４図はその各
部のタイムチャート、第５図は第３図の要部の詳細な回
路図、第６図は第１の実施態様の第２の実施例の回路
図、第７図は第１の実施態様の第３の実施例の回路図、
第８図はその要部の詳細な回路図、第９図はこの発明の
第２の実施態様の放電灯点灯装置の回路図、第10図およ
び第11図はその具体的な実施例の回路図、第12図，第13
図，第14図および第15図はその動作説明のためのタイム
チャート、第16図は放電灯両端電圧とスイッチング周波
数の関係を示す図、第17図および第18図は動作説明のた
めのタイムチャート、第19図は変形例におけるコンデン
サ両端電圧とスイッチング周波数の関係を示す図、第20
図は変形例における各部のタイムチャート、第21図は第
１の変形例の要部回路図、第22図はその各部のタイムチ
ャート、第23図は第２の変形例の要部回路図、第24図は
その各部のタイムチャート、第25図は従来例の回路図、
第26図および第27図はその各部のタイムチャート、第28
図は同じくその放電灯両端電圧とスイッチング周波数の
関係を示す図、第29図は別の従来例の回路図、第30図は
その放電灯両端電圧とスイッチング周波数の関係を示す
図である。 INV₁，INV₂……他励式高周波変換回路、LD……負荷回
路、LA……放電灯、L₀……インダクタ、C₀……コンデン
サ、FC₃，FC₅……周波数制御回路（制御回路）、DR……
駆動回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高周波変換回路と、放電灯および共振回路
からなり前記高周波変換回路より高周波電圧が印加され
る負荷回路と、前記高周波変換回路に第１の周波数の期
間と第２の周波数の期間とが交互に周期的に繰返すスイ
ッチング信号を与える制御回路とを備えてなる低光束調
光用の放電灯点灯装置であって、前記制御回路は、前記第１の周波数を前記第２の周波数
より前記共振回路の共振周波数に近い周波数とし前記放
電灯の始動に十分な高周波電圧を発生させ、前記第２の
周波数を前記放電灯に実質的にランプ電流が流れている
期間で可変制御して調光するとともに、前記交互に繰り
返す周期を前記放電灯が低光束状態まで調光されても安
定に点灯できる周期としたことを特徴とする低光束調光
用の放電灯点灯装置。